DE69313469T2 - Faseroptischer kreisel - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Phasenmoduatoren für ein faseroptisches System und insbesondere auf Anordnungen zur Anpassung der Phasenmodulation von durchlaufenden elektromagnetischen Wellen bei veränderten Zuständen.
• Ein solcher Phasenmodulator für ein faseroptisches System kann der WO 92/12400 entnommen werden.
• Faseroptische Kreisel bilden eine attraktive Einrichtung, mit der die Drehung eines Objektes erfaßt werden kann, das einen solchen Kreisel trägt. Solche Kreisel können ziemlich klein hergestellt werden und trotzdem so aufgebaut werden, daß sie einem beträchtlichen mechanischen Schock, einer Temperaturänderung und anderen extremen Umgebungsbedingungen widerstehen. Aufgrund der Abwesenheit von beweglichen Teilen können sie nahezu wartungsfrei sein, und sie besitzen das Potential für eine ökonomische Herstellung. Sie können ebenfalls empfindlich bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten sein, was bei anderen Arten von optischen Kreiseln ein Problem sein kann.
• Ein faseroptischer Kreisel besitzt eine gewickelte optische Faser, die auf einen Kern und um eine Achse gewickelt ist, um die die Drehung erfaßt wird. Die optische Faser besitzt typischerweise eine Länge von 200 bis 2.000 Metern und bildet einen Teil einer geschlossenen optischen Wegstrecke, in welcher eine elektromagnetische Welle bzw. eine Lichtwelle eihgeführt wird und in ein Paar solcher Wellen aufgespalten wird, um in entgegengesetzten Richtungen durch die Wicklung fortzuschreiten, so daß letztlich beide Wellen auf einen Photodetektor auftreffen. Die Drehung um die Sensorachse des Kernes bzw. der gewickelten optischen Faser liefert einen wirksamen optischen Weglängenzuwachs in einer Drehrichtung und eine optische Weglängenabnahme in der anderen Drehrichtung für eine dieser Wellen. Das entgegengesetzte Ergebnis ergibt sich bei einer Drehung in der anderen Richtung. Solche Weglängendifferenzen zwischen den Wellen führen eine Phasenverschiebung zwischen diesen Wellen für jede Drehrichtung ein, das heißt, es liegt der wohlbekannte Sagnac-Effekt vor. Die Verwendung einer gewickelten optischen Faser ist erwünscht, da der Betrag der Phasendifferenzverschiebung aufgrund der Drehung und somit des Ausgangssignales von der Länge der gesamten optischen Wegstrecke durch die Spule abhängt, die durch die zwei elektromagnetischen Wellen in entgegengesetzten Richtungen durchlaufen wird, so daß eine große Phasendifferenz in der langen optischen Faser erzielt werden kann, jedoch bei einem relativ kleinen Volumen infolge der Wicklung.
• Der Ausgangsstrom der Photodiode des Photodetektorsystems, aufgrund der in entgegengesetzter Richtung wandernden elektromagnetischen Wellen, die auf ihr nach Durchlauf durch die gewickelte optische Faser auftreffen, folgt einer angehobenen Gosinus-Funktion. D.h., der Ausgangsstrom hängt von dem Cosinus der Phasendifferenz zwischen diesen zwei Wellen ab. Da eine Cosinus- Funktion eine gerade Funktion ist, gibt eine solche Ausgangsfunktion keinen Hinweis auf die relativen Richtungen der Phasendifferenzverschiebung und somit keinen Hinweis auf die Drehrichtung um die Spulenachse. Zusätzlich ist die Änderungsgeschwindigkeit einer Cosinus-Funktion in der Nähe der Phase null sehr klein, so daß eine Ausgangsfunktion eine sehr geringe Empfindlichkeit für niedrige Drehgeschwindigkeiten vorgibt.
• Aufgrund dieser unbefriedigenden Charakteristiken wird gewöhnlicherweise die Phasendifferenz zwischen den zwei in entgegengesetzten Richtungen wandernden elektromagnetischen Wellen moduliert, indem ein optischer Phasenmodulator in der optischen Wegstrecke auf einer Seite der gewickelten optischen Faser angeordnet wird. Infolgedessen verläuft eine dieser sich in entgegengesetzten Richtungen fortpflanzenden Wellen durch den Modulator auf dem Weg in die Spule, während die andere Welle, die die Spule in der entgegengesetzten Richtung durchläuft, durch den Modulator beim Austritt aus der Spule verläuft.
• Zusätzlich ist ein phasenempfindlicher Detektor, der als Teil eines Demodulatorsystems dient, vorgesehen, um ein Signal aufzunehmen, das den Ausgangsstrom des Photodetektors repräsentiert. Sowohl der Phasenmodulator als auch der phasenempfindliche Detektor können durch einen Sinus- Signalgenerator auf der sog. "geeigneten Frequenz" betrieben werden, um eine durch den Modulator eingeführte Amplitudenmodulation zu vermindern oder zu eliminieren, wobei aber andere Arten von Signalen mit der gleichen Grundfrequenz verwendet werden können. Andere Frequenzen können benutzt werden und werden oftmals benutzt, um den Frequenzpegel auf einen besser handhabbaren Wert zu vermindern.
• Der sich ergebende Signalausgang des phasenempfindlichen Detektors folgt einer Sinus-Funktion, d.h., das Ausgangssignal hängt von dem Sinus der Phasendifferenz zwischen den zwei elektromagnetischen Wellen ab, die auf der Photodiode auftreffen und die primär von der Phasenverschiebung aufgrund der Rotation um die Achse der Spule bei Abwesenheit anderer bedeutender, aber unerwünschter Phasenverschiebungen abhängen. Eine Sinus-Funktion ist eine ungerade Funktion mit einer maximalen Änderungsgeschwindigkeit bei einer Phasenverschiebung von null, wobei sich das algebraische Vorzeichen auf jeder Seite der Phasenverschiebung von null verändert. Somit kann das Signal des phasenempfindlichen Detektors einen Hinweis darauf geben, in welcher Richtung eine Drehung um die Achse der Spule auftritt, und es kann die maximale Änderungsgeschwindigkeit des Signawertes in Abhängigkeit der Drehgeschwindigkeit in der Nähe von null vorgeben, d.h., der Detektor besitzt seine maximale Empfindlichkeit für Phasenverschiebungen in der Nähe von null, so daß sein Ausgangssignal recht empfindlich bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten ist.
• Dies ist natürlich nur möglich, wenn Phasenverschiebungen aufgrund anderer Quellen, das heißt Fehler, hinreichend klein sind. Zusätzlich ist in diesen Fällen dieses Ausgangssignal nahezu linear bei relativ niedrigen Drehgeschwindigkeiten. Eine derartige Charakteristik des Ausgangssignales des phasenempfindlichen Detektors bildet eine wesentliche Verbesserung gegenüber der Charakteristik des Ausgangsstromes des Photodetektors.
• Ein Beispiel eines solchen bekannten Systems ist in Figur 1 gezeigt. Der optische Teil des Systems enthält verschiedene Elemente entlang der optischen Wegstrecken, um sicherzustellen, daß dieses System reziprok ist, d.h., daß im wesentlichen identische optische Wegstrecken für jede der entgegengesetzt gerichteten, sich fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen auftreten, mit Ausnahme der spezifischen Einführung von nicht-reziproken Phasendifferenzverschiebungen, was unten beschrieben wird. Die gewickelte optische Faser bildet eine Spule 10 um einen Kern oder eine Spule unter Verwendung einer optischen Einzelmoden-Faser, die um die Achse gewickelt ist, um die die Drehung zu erfassen ist. Die Verwendung einer Einzelmoden-Faser gestattet eine eindeutige Definition der Wegstrecken der elektromagnetischen Wellen bzw. Lichtwellen, und sie gestattet ferner die eindeutige Definition der Phasenfronten einer solchen geführten Welle. Dies hilft in großem Umfang, die Reziprozität aufrecht zu erhalten und nicht-reziproke Phasenverschiebungen einzuführen, wie dies weiter unten angegeben wird.
• Zusätzlich kann die optische Faser eine sogenannte polarisationserhaltende Faser sein, indem sie eine sehr bedeutende Doppelbrechung in der Faser aufweist, so daß Fluktuationen der Polarisation, die durch unvermeidbare mechanische Beanspruchungen, durch den Faraday-Effekt in magnetischen Feldern oder durch andere Quellen eingeführt werden und die zu veränderlichen d.h. die Achse mit geringer Fortpflanzungsgeschwindigkeit oder die Achse mit niedrigem Brechungsindex, für die Fortpflanzung der elektromagnetischen Wellen ausgewählt, was von den anderen optischen Komponenten in dem System abhängt. Im vorliegenden System ist die langsame Achse im Hinblick auf die darin verwendeten optischen Komponenten ausgewählt worden.
• Die elektromagnetischen Wellen, die sich in entgegengesetzten Richtungen durch die Spule 10 fortpflanzen, werden durch eine elektromagnetische Wellenquelle oder Lichtquelle 11 in Figur 1 vorgegeben. Diese Quelle ist typischerweise eine Laserdiode, die elektromagnetische Wellen typischerweise im nahen Infrarotteil des Spektrums mit einer typischen Wellenlänge von 830 nm vorgibt. Die Quelle 11 muß eine kurze Kohärenzlänge für das emittierte Licht besitzen, um die Phasenverschiebungs-Differenzfehler zwischen diesen Wellen aufgrund der Rayleigh- und Fresnel-Streuung an Streustellen in der Spule 10 zu vermindern. Aufgrund des nicht-linearen Kerr-Effektes in der Spule 10 können unterschiedliche intensitäten in den zwei gegenläufigen Wellen zu unterschiedlichen Phasenverschiebungen zwischen diesen führen. Diese Situation kann ebenfalls durch die Verwendung einer Quelle 11 mit kurzer Kohärenzlänge vermieden werden, was zu einer modalen Aufhebung der Phasenverschiebung führt.
• Zwischen der Laserdiode 11 und der faseroptischen Spule 10 ist eine optische Wegängenanordnung in Figur 1 gezeigt, die durch den Ansatz der Enden, der die Spule 10 bildenden optischen Faserzu einigen optischen Kopplungskomponenten gebildet wird, die die optische Gesamt-Weglänge in verschiedene optische Weglängenteile trennen. Ein Teil der gleichen Art von polarisationserhaltender optischer Faser wie in der Spule 20 ist gegen die Laserdiode 11 an einem Punkt der optimalen Lichtemission positioniert, von wo sie sich zu einem ersten optischen Richtungskoppler 12 erstreckt.
• Der optische Richtungskoppler 12 besitzt in sich ein Lichtübertragungsmedium, welches sich zwischen vier Anschlüssen erstreckt, wobei sich zwei an jedem Ende des Mediums befinden und die in Figur 1 an jedem Ende des Kopplers 12 gezeigt sind. Gegen einen dieser Anschlüsse ist die sich von der Laserdiode 11 erstreckende optische Faser positioniert. Gegen den anderen Anschluß an dem Sensorende des optischen Richtungskopplers 12 ist eine weitere optische Faser positioniert, welche sich gegen eine Photodiode 13 erstreckt, die elektrisch an ein Photodetektorsystem 14 angeschlossen ist.
• Die Photodiode 13 detektiert elektromagnetische Wellen bzw. Lichtwellen, die von dem Teil der optischen Faser auf sie auftreffen, der gegen sie positioniert ist, und sie liefert aufgrund dessen einen Photostrom. Dieser Photostrom folgt, wie oben angegeben, im Fall von zwei nahezu kohärenten Lichtwellen einer Cosinus- Funktion bei der Vorgabe eines Photostrom-Ausganges, welcher von dem Cosinus der Phasendifferenz zwischen einem solchen Paar von im wesentlichen kohärenten Lichtwellen abhängt. Diese photovoltaische Einrichtung arbeitet mit sehr geringer lmpedanz bei der Vorgabe des Photostromes, der eine lineare Funktion der auftreffenden Strahlung ist, und sie kann typischerweise durch eine PIN-Photodiode vorgegeben sein.
• Der optische Richtungskoppler 12 ist mit einem Anschluß gegen eine andere optische Faser am anderen Ende gerichtet, welche Faser sich zu einem Polarisator 15 erstreckt. An dem anderen Anschluß auf der gleichen Seite des Kopplers 12 befindet sich eine nicht-reflektierende Anschlußanordnung 16, die einen anderen Teil einer optischen Faser beinhaltet.
• Der optische Richtungskoppler 12 überträgt beim Empfang elektromagnetischer Wellen oder von Licht an irgendeinem Anschluß dieses Licht, so daß ungefähr die Hälfte desselben an jedem der zwei Anschlüsse des Kopplers 12 an dem Ende auftritt, das dem Ende mit dem Eingangsanschluß gegenüberliegt Andererseits wird kein Licht zu dem Anschluß übertragen, der am gleichen Ende des Kopplers 12 wie der Anschluß mit dem eingehenden Licht liegt.
• Der Polarisator 15 wird verwendet, da auch bei einer Einzelmoden-Faser zwei Polarisationsmoden beim Lichtdurchlauf durch die Faser möglich sind. Daher wird der Polarisator 15 vorgesehen, um einen dieser Polarisationsmoden durch die optische Faser entlang der langsamen Achse hindurchzulassen, wie dies oben angegeben wurde, während die andere Mode blockiert wird. Der Polarisator 15 blockiert jedoch nicht gänzlich Licht in dem einen Polarisationszustand, das blockiert werden soll. Erneut führt dies zu einer geringen Nicht-Reziprozität zwischen in entgegengesetzten Richtungen wandernden elektromagnetischen Wellen, so daß eine kleine nicht-reziproke Phasenverschiebungsdifferenz zwischen den Wellen auftritt, was mit den Umgebungsbedingungen variieren kann, in denen der Polarisator angeordnet ist. Diesbezüglich hilft erneut die hohe Doppelbrechung in der verwendeten optischen Faser bei der Verminderung dieser sich ergebenden Phasendifferenz&sub1;wie zuvor angegeben.
• Der Polarisator 15 besitzt einen Anschluß an jedem Ende, wobei das Lichtübertragungsmedium dazwischen angeordnet ist. Gegen den Anschluß an dem Ende, das demjenigen gegenüberliegt, das mit dem optischen Richtungskoppler 12 verbunden ist, ist ein weiterer optischer Faserteil gerichtet, der sich zu einem weiteren optischen Richtungskoppler 17 erstreckt, der die gleichen Lichtübertragungseigenschaften wie der Koppler 12 aufweist.
• Der Anschluß am gleichen Ende des Kopplers 17, an welchem ein Anschluß mit dem Polarisator 15 verbunden ist, ist erneut an eine nicht-reflektierende Anschlußanordnung 18 angeschlossen, die einen weiteren optischen Faserteil verwendet. Bezüglich der Anschlüsse an dem anderen Ende des Kopplers 17 ist einer an weitere optische Komponenten in den optischen Wegteilen angeschlossen, die sich von einem Ende der optischen Faser in der Spule 10 erstrecken. Der andere Anschluß des Kopplers 17 ist direkt an das verbleibende Ende der optischen Faser 10 angeschlossen. Zwischen der Wicklung 10 und dem Koppler 17 ist auf der Seite der Wicklung 10 gegenüber der direkt angeschlossenen Seite ein optischer Phasenmodulator 19 angeordnet. Der optische Phasenmodulator 19 besitzt zwei Anschlüsse auf jeder Seite des darin enthaltenen Übertragungsmediums. Die optische Faser der Wicklung 10 ist gegen einen Anschluß des Modulators 19 positioniert. Die sich von dem Koppler 17 erstreckende optische Faser ist gegen den anderen Anschluß des Modulators 19 positioniert.
• Der optische Modulator ist in der Lage, elektrische Signale zu empfangen und eine Phasendifferenz in das übertragende Licht einzuführen, indem der Brechungsindex des Übertragungsmediums verändert wird, wodurch die optische Weglänge verändert wird. Solche elektrischen Signale werden an den Modulator 19 durch einen Grundmodulations-Signalgenerator 20 geliefert, der ein Ausgangssignal mit sinusförmiger Spannung bei einer Modulationsfrequenz fg vorgibt und die C&sub1;sin(ωgt) entspricht, wobei ωg der Kreisfrequenz äquivalent zu der Modulationsfrequenz fg entspricht. Andere geeignete periodische Signalformen können alternativ verwendet werden.
• Dies vervollständigt die Beschreibung des optischen Teiles des Systems von Figur 1, das entlang der optischen Wegstrecke gebildet wird, der die durch die Quelle 11 emittierten elektromagnetischen Wellen bzw. Lichtwellen folgen. Solche elektromagnetischen Wellen werden von dieser Quelle durch den optischen Faserteil zu dem optischen Richtungskoppler 12 gekoppelt. Etwas von dem Licht, das von der Quelle 11 in den Koppler 12 eintritt, geht in der nicht-reflektierenden Anschlußanordnung 16 verloren, die an einen Anschluß an dem gegenüberliegenden Ende angekoppelt ist, wobei aber der Rest dieses Lichtes durch den Polarisator 15 zu dem optischen Richtungskoppler 17 übertragen wird.
• Der Koppler 17 dient als Strahlteilervorrichtung, in der das am Anschluß eintretende Licht, das vom Polarisator 15 empfangen wird, ungefähr hälftig aufgeteilt wird, wobei ein Teil des Lichtes jeweils an den zwei Anschlüssen an den gegenüberliegenden Enden austritt. Aus einem Anschluß an dem gegenüberliegenden Ende des Kopplers 17 verläuft eine elektromagnetische Welle durch die optische Faserspule 10, den Modulator 19 und zurück zu dem Koppler 17. Dort geht ein Teil dieses rückkehrenden Lichtes in der nichtreflektierenden Anordnung 18 verloren, die an den anderen Anschluß des Kopplers 17 angeschlossen ist, wobei aber der Rest dieses Lichtes durch den anderen Anschluß des Kopplers 17 zu dem Polarisator 15 und zu dem Koppler 12 verläuft, wo ein Teil desselben zu der Photodiode 13 übertragen wird. Der andere Teil des Lichtes, der von dem Polarisator 15 zu der Wicklung 10 verläuft, verläßt den anderen Anschluß des Kopplers 17 und verläuft durch den Modulator 19 und die optische Faserspule 10, um in den Koppler 17 erneut einzutreten und um erneut mit einem Teil des Lichtes der gleichen Wegstrecke zu folgen wie der andere Teil, um schließlich auf der Photodiode 13 aufzutreffen.
• Wie zuvor angezeigt, liefert die Photodiode 13 einen Ausgangs-Photostrom IPD&sub1;&sub3; proportional zu der Intensität der zwei auftreffenden elektromagnetischen Wellen, und es kann daher erwartet werden, daß dieser dem Cosinus der Phasendifferenz zwischen den zwei auftreffenden Wellen folgt, was durch die folgende Gleichung angegeben wird:
• iPD&sub1;&sub3; = I&sub0; / [1+cos(γR+γmcosωgt)]
• Dies gilt, weil der Strom von der sich ergebenden optischen Intensität der zwei auf die Photodiode 13 auftreffenden im wesentlichen kohärenten Wellen abhängt, wobei diese Intensität von einem Spitzenwert von I&sub0; bis zu einem kleineren Wert variiert, der davon abhängt, wieviel konstruktive oder destruktive Interferenz zwischen den zwei Wellen auftritt. Diese Interferenz der Wellen verändert sich mit der Drehung der die Spule 10 bildenden gewickelten optischen Faser um ihre Achse, da eine solche Drehung eine Phasendifferenzverschiebung von γR zwischen den Wellen einführt. Ferner gibt es eine zusätzliche veränderliche Phasenverschiebung, die in diesen Ausgangsstrom der Photodiode durch den Modulator 19 eingeführt wird mit einem Amplitudenwert von γR und die gemäß cos(ωgt) variiert.
• Der optische Phasenmodulator 19 ist von der zuvor beschriebenen Art und wird im Zusammenhang mit einem phasenempfindlichen Detektor als Teil eines Demodulationssystems verwendet für die Umwandlung des Ausgangssignales des Photodetektorsystems 14, das einer Cosinus-Funktion folgt, in ein Signal, das einer Sinus-Funktion folgt. Die sich ergebende Sinus-Funktion liefert in diesem Ausgangssignal eine Information sowohl bezüglich der Drehgeschwindigkeit als auch der Richtung dieser Drehung um die Achse der Wicklung 10.
• Das Ausgangssignal des Photodetektorsystems 14, das die Photodiode 13 einschließt, wird über einen Verstärker 21, der es verstärkt, über einen Filter 22, zu einer phasenempfi ndl ichen Detektoreinrichtung 23 weitergereicht. Der phasenempfindliche Detektor 23, der als Teil eines Phasen-Demodulationssystems dient, ist eine wohlbekannte Einrichtung. Ein solcher phasenempfindlicher Detektor erfaßt eine Änderung in der ersten Harmonischen bzw. in der Grundfrequenz des Modulations-Signalgenerators 20, um einen Hinweis auf die relative Phase der auf die Photodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen vorzugeben. Diese Information wird durch den phasenempfindlichen Detektor 23 in einem Ausgangssignal vorgegeben, das einer Sinus-Funktion folgt, d.h., dieses Ausgangssignal folgt dem Sinus der Phasendifferenz zwischen den zwei auf die Photodiode 13 auftreffenden elektromagnetischen Wellen.
• Der Grundmodulations-Signalgenerator 20 erzeugt bei der Modulation des Lichtes in der optischen Wegstrecke mit der Frequenz fg ebenfalls harmonische Komponenten in dem Photodetektorsystem 14. Der Filter 22 ist ein Bandpaßfilter, welcher die Modulations-Frequenzkomponente des Ausgangssignales des Photodetektors 14, d.h. die erste Harmonische hindurchläßt, nachdem sie durch den Verstärker 21 verstärkt ist.
• Im Betrieb verändert sich die Phasendifferenz in den zwei sich in entgegengesetzten Richtungen fortpflanzenden elektromagnetischen Wellen, die durch die Wicklung 10 in der optischen Wegstrecke verlaufen, aufgrund der Rotation relativ langsam im Vergleich zu den Änderungen der Phasendifferenz aufgrund des Modulators 19. Irgendwelche Phasendifferenzen aufgrund der Rotation bzw. des Sagnac-Effektes verschieben lediglich die Phasendifferenzen zwischen den zwei elektromagnetischen Wellen. Der Amplituden-Skalenfaktor der Modulations- Frequenzkomponente des Ausgangssignales des Photodetektorsystems 14, der am Ausgang des Filters 22 auftritt, wird erwartungsgemäß eingestellt durch den Sinus dieser Phasendifferenz und ferner lediglich modifiziert durch die Faktoren von a) des Amplitudenwertes der Phasenmoduation dieser Wellen aufgrund des Modulators 19 und des Generators 20, und b) einer Konstanten, die die verschiedenen Verstärkungen innerhalb des Systems repräsentiert. Die periodischen Einftüsse dieser sinusförmigen Moduation aufgrund des Generators 20 und des Modulators 19 in dieser Signalkomponente werden sodann erwartungsgemäß durch Demodulation in dem System entfernt, das den phasenempfindlichen Detektor 23 enthält, dessen Ausgangssignal unmittelbar von dem Amplituden-Skalenfaktor abhängt.
• Die Spannung am Ausgang des Verstärkers 21 tritt somit typischerweise wie folgt auf:
• V21-out = k{1+cos[γR+γmcos(ωgt+θ)]}
• Die Konstante k repräsentiert die Verstärkungen innerhalb des Systems bis zum Ausgang des Verstärkers 21. Das Symbol θ repräsentiert eine zusätzliche Phasenverzögerung in dem Ausgangssignal des Verstärkers 21 in bezug auf die Phase des durch den Generator 20 vorgegebenen Signales. Etwas von dieser Phasenverschiebung wird in das Photodetektorsystem 14 eingeführt und etwas ist auf andere Quellen zurückzuführen, wie beispielsweise eine Phasenverschiebung über dem Modulator 19 zwischen der Phase der Signale, die durch den Generator 20 geliefert werden und der Antwort des Modulators 19, wenn sich der Brechungsindex des Mediums in diesem oder seiner Länge entsprechend verändert. Die anderen Symbole, die in der vorangegangenen Gleichung verwendet werden, besitzen die gleiche Bedeutung wie in der ersten Gleichung zuvor.
• Die vorstehende Gleichung kann in eine Bessel-Reihe erweitert werden, um den folgenden Ausdruck zu ergeben:
• Dieses Signal am Ausgang des Verstärkers 21 wird dem Eingang des Filters 22 zugeführt.
• Das Filter 22 reicht, wie zuvor angegeben, in erster Linie die erste Harmonische aus der ersten Gleichung, d.h. die Modulations-Frequenzkomponente, weiter. Infolgedessen kann das Ausgangssignal des Filters 22 wie folgt angeschrieben werden:
• V22-out = -2kJ&sub1;(γm)sinγRcos(ωgt+θ+Ψ&sub1;)
• Der weiter auftretende Ausdruck Ψ&sub1; für die Phasenverzögerung bildet die zusätzliche Phasenverschiebung, die in dem Ausdruck der ersten Harmonischen infolge des Durchlaufs durch den Filter 22 hinzugefiigt wird. Diese hinzugefügte Phasenverschiebung wird als im wesentlichen konstant erwartet und als eine bekannte Charakteristik des Filters 22.
• Das Signal von dem Filter 22 wird sodann dem phasenempfindlichen Detektor 23 zugeführt, ebenso wie das Signal von dem Grundmodulations-Generator 20, wobei das letztere erneut C&sub1;sin(ωgt) entspricht und 0)g die der Modulationsfrequenz fg entsprechende Kreisfrequenz ist. Unter der Annahme, daß eine Phasenverschiebung entsprechend θ+Ψ&sub1; durch den phasenempfindlichen Detektor 23 seinem Ausgangssignal hinzugefügt werden kann, ergibt sich der Ausgang dieses Detektors in der folgenden Weise:
• V23-out = k'J&sub1;(γm) sin γR
• Die Konstante k' steht für die Systemverstärkung des phasenempfindlichen Detektors 23.
• Wie aus dieser letzten Gleichung erkennbar, hängt der Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 von der Amplitude γm ab, die durch den Grundmodulator 19 geliefert wird, wenn dieser durch den Grundmodulations- Generator 20 betrieben wird. Somit kann die Amplitude der Signale, die durch den Grundmodulations-Generator 20 geliefert werden, benutzt werden, um den Wert des Signales am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 für eine gegebene Drehgeschwindigkeit der Spule 10 um ihre Achse einzustellen, d.h. den Skalenfaktor für den Kreisel wenigstens innerhalb eines Bereiches möglicher Werte für diesen einzustellen.
• Es gibt verschiedene Gründe, warum eine Bedienungsperson eines faseroptischen Kreisels in der Lage sein möchte, die Amplitude der Grund- Phasenmodulation in dem System von Figur 1 auf einen ausgewählten Wert einstellen zu können. Diese Amplitude beeinflußt die Störung, die sich in den optischen Wellen ergibt, welche in der optischen Faser wandern, ebenso wie das Rauschen, das durch den Grundmodulations-Generator 20 durch Induzierung von Signalen in andere Teile des elektronischen Teiles des Systems erzeugt wird. Zusätzlich wird natürlich offensichtlich die Signalstärke am Ausgang des Photodetektors innerhalb Grenzen durch die Amplitude der Phasenmodulation festgelegt.
• Wenn einmal die Amplitude der Phasenmodulation gewählt ist, besteht ferner ein strenges Bedürfnis, diesen gewählten Wert für den Skalenfaktor als eine Konstante beizubehalten. Der Skalenfaktor des faseroptischen Kreisels ist die Größe, die durch die Systeme verwendet wird, welche das Ausgangssignal des Drehsensors empfangen, um festzustellen, welche Drehgeschwindigkeit durch dieses Signal repräsentiert wird. Unerwartete Veränderungen in diesem Skalenfaktorwert führen somit zu Fehlern in dem Wert der Drehwinkel information, die an diese anderen Systeme geliefert wird. In jenen faseroptischen Kreiseln, deren Anforderungen an die Auswahl des Skalenfaktors und die Stabilität relativ gering sind, ist die Auswahl und sodann die Beibehaltung einer stabilen Amplitude des Signales, das durch den Grundmodulations-Generator 20 geliefert wird, ausreichend. Faseroptische Kreisel müssen jedoch oftmals anspruchsvollere Anforderungen im Hinblick auf die gewählten Skalenfaktorwerte und im Hinblick auf die Stabilität erfüllen, die über die Beibehaltung des ausgewählten Skalenfaktors hinausgehen. Ebenfalls kann eine hinreichend große Störung in der Amplitude der Phasenmodulation auftreten, so daß die Auswahl des Skalenfaktors und die Stabilisierung zu einem Skalenfaktor mit einem unerwünschten Wert führt. Es ist somit eine Auswahl- und Stabilisieranordnung für einen Skalenfaktor erwünscht, die die Auswahl von Skalenfaktoren aus einem breiten kontinuierlichen Bereich und die stabile Beibehaltung desselben ermöglicht, wenn er einmal ausgewählt ist.
• Diese Aufgabe wird gelöst durch die Grundmodulations-Amplituden überwachungseinrichtung, wie sie im Patentanspruch 1 definiert ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Figur 1 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm eines im Stand der Technik bekannten Systems,
• Figur 2 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das einen Teil der vorliegenden Erfindung beinhaltet, welches einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann,
• Figur 3 zeigt eine Darstellung, die das Verhalten eines Parameters repräsentiert, der die vorliegende Erfindung charakterisiert,
• Figur 4 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das einen Teil der vorliegenden Erfindung beinhaltet, welches einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann,
• Figur 5 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das die vorliegende Erfindung beinhaltet und einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann,
• Figur 6 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das die vorliegende Erfindung beinhaltet und einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann,
• Figur 7 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das die vorliegende Erfindung beinhaltet und einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann, und
• Figur 8 zeigt ein gemischtes Blockschaltbild und Schaltungsdiagramm, das die vorliegende Erfindung beinhaltet und einen Teil des Diagramms von Figur 1 ersetzen kann,
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
• Aufgrund der Schwierigkeit bezüglich der Einstellung der Ausgangsamplitude des Grundmodulations-Signalgenerators 20 zur Auswahl und Beibehaltung eines genauen Skalenfaktors für den faseroptischen Kreisel von Figur 1 ist in Figur 2 ein alternatives System für diesen Zweck gezeigt, das die vorliegende Erfindung beinhaltet. Figur 2 zeigt eine Rückkopplungsanordnung für die Steuerung der 19 zu betreiben. Das System von Figur 2 gestattet nicht nur die genaue Beibehaltung des Skalenfaktors, der das Signal am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 zu der Drehgeschwindigkeit um die Achse der gewickelten optischen Faser 10 in Beziehung setzt, sondern gestattet ebenfalls die Auswahl des Wertes des Skalenfaktors so, daß er aus einem wesentlichen Bereich von Werten beibehalten wird. Die gleichen Bezeichnungen werden in Figur 2 benutzt, wie sie in Figur 1 für gleiche Komponenten benutzt wurden.
• Das Eingangssignal für den neuen Teil der Rückführungsschleife bildet der to Ausgang des Verstärkers 21, das zuvor als das Signal V21-out sowohl in der geschlossenen Form als auch in der erweiterten Form angegeben wurde. Dieses Signal wird einem weiteren Verstärker 24 zugeführt, der als ein Puffer dient, um jegliche Belastung des Verstärkers 21 zu vermeiden. Hierdurch verändert der Verstärker 24 in keiner bedeutenden Weise das Signal, das am Ausgang des Verstärkers 21 ausgegeben wird.
• Das Signal am Ausgang des Verstärkers 24 wird gleichzeitig zwei Filtern 25 und 26 zugeführt. Der Filter 25 ist ein Hochpaßfilter, der den Durchgang der Komponente des Photodetektor-Ausgangssignales von dem Photodetektorsystem 14 nach dem Durchlauf durch die Verstärkerer 21 und 24 blockiert, welche Komponente nicht von der Frequenz ωg des Grundmodulations-Signalgenerators 20 abhängt. D.h., die Komponente des Signales mit dem niedrigsten Frequenzinhalt am Ausgang des Verstärkers 24, die durch den ersten Ausdruck in der obigen Erweiterung für V21-out repräsentiert wird, wird durch den Filter 25 blockiert.
• Statt eines Hochpaßfilters kann der Filter 25 ein Bandpaßfilter mit einer Bandbreite sein, welche wesentlich über den Frequenzwert der Signalkomponente hinausgeht, die aus den verbleibenden Signalkomponenten in dem Ausgangssignal des Verstärkers 24 gewählt wird, um in den folgenden Teilen des Systems von Figur 2 verwendet zu werden. Wenn ferner die gewählte harmonische Komponente in bezug auf andere harmonische Komponenten groß ist, kann der Filter 25 in einigen Fällen nicht erforderlich sein.
• harmonische Komponente in bezug auf andere harmonische Komponenten groß ist, kann der Filter 25 in einigen Fällen nicht erforderlich sein.
• Das System in Figur 2 wird beschrieben unter der Annahme, daß die zweite harmonische Komponente des Ausgangssignales des Photodetektorsystems 14, wie sie am Ausgang des Verstärkers 24 dargeboten wird, für eine solche Verwendung ausgewählt worden ist, wobei aber andere gerade harmonische Komponenten, wie beispielsweise die vierte Harmonische, alternativ verwendet werden können. In jedem dieser Fälle mit gerader Harmonischen muß die obere Grenzfrequenz des Filters 25 bei einem Bandpaßfilter wesentlich über der - Frequenz der gewählten harmonischen Komponente liegen, um nachfolgend benutzt zu werden und unerwünschte Phasenverzögerungsprobleme zu vermeiden. Die Phase einer solchen Frequenzkomponente darf nicht beträchtlich durch das Filter 25 verzögert werden, wenn eine geforderte Frequenzumwandlung dieser Komponente erfolgreich ausgeführt werden soll, um ein Signal zu erhalten, das ihre Amplitude repräsentiert.
• Der Filter 26 andererseits ist ein Tiefpaßfilter, welcher verwendet wird, um die Komponente des Photodetektor-Ausgangssignales, das durch das Photodetektorsystem 14 geliefert wird, herauszuziehen, wenn es am Ausgang des Verstärkers 24 auftritt, und die keine Abhängigkeit von der Frequenz 0)g des Grundmodulations-Signalgenerators aufweist und somit die Signalkomponente mit dem geringsten Frequenzinhalt darstellt. Dies ist, wie zuvor angezeigt, der erste Ausdruck in der obigen Erweiterung für das Ausgangs-Spannungssignal des Verstärkers 21 nach Verstärkung durch den Verstärker 24, welcher wie folgt angeschrieben werden kann:
• V26-out = kA [1+J&sub0;(γm)cosγR]cosθ
• Die Konstante kA repräsentiert die kombinierten Verstärkungen der Verstärker 21 und 24 sowie die Intenstität der elektromagnetischen Wellen, die auf dem Photodetektor 13 auftreffen. Die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 26 wird auf einem relativ tiefen Wert gewählt, da dieses Ausgangssignal typischerweise einen niedrigen Frequenzinhalt besitzt und eine Konstante in Abwesenheit irgendeiner sich ändernden Winkeldrehgeschwindigkeit des Kreisels ist. Typische Werte dieser Grenzfrequenz liegen zwischen 5 und 100 Hz. Die Phasenverzögerung durch das Filter führt keine bedeutende Differenz ein und somit sind keine speziellen Anstrengungen erforderlich, um die Phasenverzögerung zu steuern, die durch das Filter 26 hinzugefügt wird. Da dies so ist, wird die Phasenverzögerung in der voranstehenden Gleichung nicht dargestellt.
• Der Ausgang des Hochpaß- oder Bandpaß-Filters 25 wird einem Frequenz- Abwärtswandler 27 vorgegeben. Der Frequenz-Abwärtswandler 27 empfängt ebenfalls ein Referenzsignal mit einer Frequenz entsprechend derjenigen der geraden harmonischen Komponente des Ausgangssignales des Verstärkers 24, das für die Verwendung in den verbleibenden Teilen des Systems ausgewählt wurde, wobei dieses Referenzsignal mit gerader harmonischer Frequenz auf der Frequenz des Grundmodulations-Signalgenerators beruht. Da die zweite Harmonische in der vorliegenden Beschreibung verwendet wird, wird ein Signal mit der Frequenz 2ωg durch den Grundmodulations-Signalgenerator an den Frequenz-Abwärtswandler 27 geliefert. Somit wird dieser Signalgenerator mit 20' in Figur 2 neu bezeichnet, da er nunmehr nicht nur das Grundmodulationssignal mit der Frequenz ωg liefert, sondern ebenfalls die zweite Harmonische dieses Signales mit der Frequenz 2ωg. Das sich ergebende Signal am Ausgang des Frequenz-Abwärtswandlers 27 kann in der folgenden Weise angeschrieben werden:
• V27-out = kDkAJ&sub2;(γm)cosθcosγR
• Die Konstante kA besitzt hier die gleiche Bedeutung wie zuvor. Die Konstante kD repräsentiert die Einstellung des Amplitudenwertes, die durch den Frequenz- Abwärtswandler 27 auftritt.
• Diese letzten zwei Signale V26-out und V27-out, die die Amplituden der ausgewählten Frequenzkomponenten des verstärkten Ausgangssignales des Photodetektors 13 repräsentieren, werden jeweils durch eine entsprechend ausgewählte Multiplikationskonstante skaliert, bevor sie voneinander substrahiert werden. Somit wird das Signal V27-out, das aus dem Ausgang des Hochpaß oder Bandpaß- Filters 25 nach Umwandlung durch den Frequenz-Abwärtswandler 27 resultiert, mit einer wählbaren Multiplikationskonstante G&sub1; multipliziert, und das aus dem Tiefpaßfilter 26 resultierende Signal wird mit der wählbaren Konstanten G&sub2; multipliziert.
• Diese letztere Multiplikation wird durch einen multiplikativen Verstärkungsblock 28 in Figur 2 repräsentiert, wobei die Konstante G&sub2; in diesem dargestellt ist. Eine solche Multiplikation ergibt das Signal
• V28-out = G&sub2;kA [1+J&sub0;(γm)cosγR]cosθ
• Die vorangehende Multiplikation ist in Figur 2 durch einen weiteren multiplikativen Verstärkungsblock 29 repräsentiert, wobei erneut die Multiplikationskonstante G&sub1; in diesem dargestellt ist. Dies führt zu einem Signal am Ausgang dieses Blockes in der Form
• V29-out = G&sub1;kDkAJ&sub2;(γm)cosθcosγR
• Von diesem letzteren Signal wird sodann das vorhergehende Signal subtrahiert, um das folgende Ausgangssignal am Ausgang eines algebraischen Summierers 30 vorzugeben:
• V30-out = V28-out - V29-out = kA{G&sub2;[1+J&sub0;(γm) cosγR] - GLKDJ&sub2;(γm)cosγR}cosθ
• Dieses Differenzsignal wird sodann über der Zeit durch einen Integrator integriert, der in Figur 2 durch einen Block 31 dargestellt ist. Das Ergebnis dieser Integration wird einem Verstärker mit variabler Verstärkung zugeführt, der in Figur 2 durch einen weiteren Block 32 dargestellt ist. Die Verstärkungseinstellung des Verstärkers 32 legt die Amplitude des Grundmodulationssignales bei der Grundmodulationsfrequenz ωg fest, die von dem Grundmodulations- Signalgenerator 20' an den optischen Phasenmodulator 19 geliefert wird. Die sich ergebende Phasenmodulation der elektromagnetischen Wellen in dem optischen System, das die gewickelte optische Faser 10 von Figur 1 enthält, drückt sich in dem Ausgangssignal des Photodetektors 13 aus, da diese Wellen auf diesem auftreffen, um die Rückkopplungsschleife zu schließen. Solange irgendein Nettosignal dem Integrator 31 vorgegeben wird, integriert dieser Integrator das Signal über der Zeit und ruft einen sich kontinuierlich verändernden Wert an seinem Ausgang hervor. Wenn somit einmal ein Wert γm&sub0; für den Amplitudenwert γm der Grundmodulations-Phasenverschiebungsamplitude ausgewählt worden ist und das System von Figur 2 sich in einem eingeschwungenen Zustand um diesen Wert befindet, so sollte der Signalwert am Ausgang des Integrators 31 unverändert bleiben, um hierdurch den Verstärker 32 mit variabler Verstärkung zu veranlassen, an seinem Ausgang ein Signal C&sub1;'sin(ωgt) auszugeben, welches eine in geeigneter Weise multiplizierte Version des Ausgangssignales C&sub1;sin(ωgt) des Grundmodulations-Signalgenerators 20' ist um den optischen Phasenmodulator 19 zu zwingen, gerade diesen Wert der Phasenverschiebungsamplitude der Grundphasenmodulation vorzugeben. Somit muß dieses letzte Differenzsignal dem Wert null entsprechen, wenn die Phasenverschieberamplitude γm der Grundphasenmodulation einen ausgewählten Wert von γm&sub0; besitzt bzw. wenn gilt,
• V30-out = 0 = kA{G&sub2;[1+J(γm&sub0;)cosγR]-G&sub1;kDJ&sub2;(γm&sub0;)cosγR}cosθ was ergibt
• J&sub2;(γm&sub0;)cosγR/1+J&sub0;(γm&sub0;)cosγR = G&sub2;/kDG&sub1;
• Diese letzte Gleichung stellt sodann die Bedingung dar, die erfüllt werden muß, um einen bestimmten Wert γm&sub0; für die Phasenverschiebungsamplitude γm der Grundphasenmodulation auszuwählen. Selbstverständlich wird der Wert, der für die Phasenverschiebungsamplitude der Grundphasenmodulation ausgewählt wird, durch die Wahl der Werte vorgegeben, die für die Konstanten G&sub1; und G&sub2; wenigstens bei hinreichend geringen Drehgeschwindigkeiten ausgewählt werden und durch eine hinreichend kleine entsprechende Sagnac-Phasenverschiebung γR wiedergegeben werden.
• Störungen in dem Wert der Grundphasen-Modulationsamplitude γm können jedoch während des Systembetriebes auftreten und bringen die Rückführungsschleife von Figur 2 weg von dem eingeschwungenen Zustand aufgrund von Temperaturänderungen, Komponentenalterung oder ähnlicher Einflüsse. Eine solche Störung in dem Wert der Phasenverschiebeamplitude γm der Grundphasenmodulation weg von dem gewünschten Wert γm&sub0; kann als ein kleines Inkrement oder Dekrement derselben wie folgt dargestellt werden
• γm = γm&sub0; + δ(t)
• wobei δ(t) die kleine Änderung aufgrund der Störung gegenüber dem ausgewählten Wert der Phasenverschieberamplitude γm&sub0; der Grundphasenmodulation repräsentiert.
• Der Auftritt einer solchen Störung in dem Wert der Phasenverschiebeamplitude der Grundphasenmodulation gegenüber ihrem ausgewählten Wert von γm&sub0; führt dazu, daß die Ausgangs-Signalspannung des Summierers 30 nicht länger den Wert null aufweist, wobei sein resultierender Wert wie folgt angeschrieben werden kann:
• V30-out = kA{G&sub2;[1+J&sub0;(γm&sub0;+δ)cosγR]-G&sub1;kDJ&sub2;(γm&sub0;+δ)cosγR}cosθ
• Wenn δ hinreichend klein ist, so kann diese letzte Gleichung durch eine lineare Annäherung wie folgt dargestellt werden:
• Die Konstante G&sub2; kann in der letzten Gleichung eliminiert werden, indem für sie die Gleichung eingesetzt wird, die den zu erfüllenden Zustand repräsentiert bei der Wahl des Wertes der zuvor gegebenen Phasenverschieberamplitude der Grundphasenmodulation oder wie folgt:
• Dieses Signal wird sodann durch den Integrator 31 integriert, um das folgende Ausgangssignal für die Steuerung der Verstärkung des Verstärkers 32 mit variabler Verstärkung vorzugeben, wobei dieses Signal wie folgt gegeben ist:
• Wenn eine Konstante K definiert wird als
• K k&sub1;kAG&sub1;kDcosθ
• so kann die letzte Gleichung vereinfacht werden unter der Annahme einer hinreichend geringen Drehgeschwindigkeit, so daß γR ungefähr 1 entspricht, was ergibt
• Die zuletzt definierte Gleichung besitzt einen Ausdruck K', der von der Phasenverschiebungsamplitude γm der Phasenmodulation und der Sagnac- Phasenänderung abhängt, die durch die Drehung γR des Sensors eingeführt wird, welcher, wenn sie ausreichend klein ist, diesen Faktor ungefähr konstant beläßt mit einem Wert, der von dem Wert γm&sub0; abhängt, der für die Phasenverschiebungsamplitude der Phasenmodulation des Systems durch Wahl der Werte für die Konstanten G&sub1; und G&sub2; ausgewählt wurde.
• Eine Darstellung des Faktors K' in Abhängigkeit von γm&sub0; ist in Figur 3 gezeigt (für cosγR ungefähr 1, andernfalls würde sich in Figur 3 eine Kurvenschar für unterschiedliche Werte von γm ergeben). Da das Signal V31-out am Ausgang des Integrators das Signal ist, welches die Rückkopplung steuert, die die Änderung in dem Wert von γm festlegt durch die Steuerung über den Verstärker 32 mit variabler Verstärkung, die Amplitude des Signales von dem Grundmodulationsgenerator 20', welches an den optischen Phasenmodulator 19 angelegt wird, zeigt die Darstellung, daß die Rückkopplung in der Rückkopplungsschleife für Werte von γm, die kleiner als ungefähr 3,4 bis 3,5 Radiant sind, negativ bleibt. Somit ist die Rückkopplungsschleife stabil und dämpft Störungen für solche Werte von γm in der Phasenverschiebungsamplitude der Grundphasenmodulation zwischen den in entgegengesetzten Richtungen in der faseroptischen Spule 10 fortschreitenden Wellen so lange heraus, wie die Drehgeschwindigkeiten des Sensors um die Achse dieser Spule hinreichend gering sind.
• Diese Dämpfung einer Störung kann gezeigt werden durch den Einfluß des Signales am Ausgang des Integrators 31 auf den Verstärker 32 mit variabler Verstärkung und den optischen Phasenmodulator. Unter der Annahme, daß der Grundmodulationsgenerator 20' eine im wesentlichen konstante Amplitude in seinem Ausgangssignal V32-out liefert, ist somit das Ausgangssignal des Verstärkers 32 mit variabler Verstärkung wie folgt vorgegeben:
• V32-out = (C&sub2;+C&sub3;V31-out)V20-out
• Dieses Signal kann neu in einer anderen Form basierend darauf angeschrieben werden, daß ein Signal durch den Verstärker 32 geliefert wird, das eine maximale Amplitude VVGA&sub0; besitzt, wenn keine Störung in dem Wert der Phasenverschiebungsamplitude der Grundphasenmodulation vorliegt, d.h., daß diese letztere Amplitude sich auf ihrem gewünschten Wert von γmO befindet, wobei ein Inkrement oder ein Dekrement aufgrund der Störung, welche erneut der Einfachheit halber mit V31-out bezeichnet wird, und die statische Komponente im eingeschwungenen Zustand vernachlässigt wird, die folgende alternative Darstellung für das Ausgangssignal des Verstärkers 32 ergibt:
• V32-out = VVGA&sub0; + KVGAV31-out
• Die Konstante KVGA stellt als eine Konstante den Verstärkungseffekt des Verstärkers 32 mit variabler Verstärkung dar. Der optische Phasenmodulator 19 wird ebenfalls als linear angenommen, so daß die von ihm gelieferte Ausgangs- Phasenverschiebung wie folgt dargestellt werden kann:
• γm = KOPMV32-out
• Die Konstante kopm repräsentiert als eine Konstante den Verstärkungseffekt des optischen Phasenmodulators 19.
• Im Ergebnis kann der Wert der Phasenverschiebungsamplitude des optischen Phasenmodulators in einer Form, die eine Störung der Größe ö wiedergibt, auf das Signal am Ausgang des Integrators 31 bezogen werden. Somit gilt: unter Verwendung des Wertes für das Ausgangssignal V31-out des Integrators 31. Durch Differenzieren dieser letzten Gleichung bezüglich der Zeit ergibt sich das folgende Ergebnis:
• dδ(t)/dt = d(kOPMVVCA&sub0;)/dt + kOMPkVGAK'δ(t)
• Der erste Ausdruck auf der rechten Seite des Gleichheitszeichens ergibt sich mit einem Wert von null, da jede Änderung von kOPMVVGA&sub0; zu dem Auftritt der Störung δ(t) führt und somit durch diese dargestellt wird. Wenn dies geschehen ist, und von der Störung beliebig angenommen wird, daß sie zu der Zeit t = 0 aufgetreten ist, so ergibt sich die folgende Differenzialgleichung erster Ordnung
• dδ(t)/dt = kOOPMkVGAK'δ(t)
• welche leicht gelöst wird, um eine Lösung der folgenden Form vorzugeben:
• δ(t) = δ&sub0;ekOPMkVGAK't
• Wie oben angegeben, ist K negativ für γm&sub0; bei einem Wert geringer als ungefähr 3,4 bis 3,5. Somit zeigt die letzte Gleichung, daß die Störung herausgedämpft wird.
• Das Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels, das am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 geliefert wird, wurde zuvor wie folgt angegeben:
• V23-out = k'J&sub1;(γm)cosθsinγR
• was beim Vorliegen einer Störung δ(t) ergibt
• V23-out = k'J&sub1;(γm+δ)cosθsinγR
• Erneut kann bei hinreichend kleinen Störungen und bei hinreichend langsamen Drehgeschwindigkeiten dieser Ausdruck linearisiert werden, um zu der folgenden Gleichung zu führen:
• Wie erkennbar, ergibt sich ein resultierender Fehler in dem Skalenfaktor von
• k' J&sub0;(γm&sub0;) - J&sub2;(γm&sub0;)/2 cosθ[δ(t)]
• Durch Einsatz der obigen Lösung der Differenzialgleichung erster Ordnung zeigt sich, daß dieser Skalenfaktorfehler ebenfalls mit der gleichen Zeitkonstanten herausgedämpft wird, die die Dämpfung der Störung selbst steuert:
• k' J&sub0;(γm&sub0;)-J&sub2;(γm&sub0;)/2 cosθ[δ&sub0;]ekOPMkVGAK't
• Somit wird in dem System von Figur 2 eine Wahl eines Wertes für die Grundphasenmodulations-Signalamplitude γm&sub0;, der hinreichend kleiner als 3,4 bis 3,5 Radiant ist und durch entsprechende Wahl für die Werte der Konstanten G&sub1; und G&sub2; verwirklicht wird&sub4;gegen Störungen bei hinreichend kleinen Drehgeschwindigkeiten des faseroptischen Kreisels. um die Achse der gewickelten optischen Faser 10 beizubehalten. Wenn γm&sub0; einen größeren Wert als 3,4 bis 3,5 Radiant besitzen muß, muß eine gerade harmonische Größe als die zweite Harmonische aus dem Photodetektorsignal ausgewählt werden, das durch das Photodetektorsystem 14 über den Filter 25 und den Frequenz-Abwärtswandler 27 vorgegeben wird, wie beispielsweise die vierte Harmonische, um in dem System von Figur 2 verwendet zu werden.
• Für größere Eingangsgeschwindigkeiten γR stimmt die vorangehende Analyse nicht ganz. Das Erfordernis, daß V30-out = 0 ist, wird jedoch durch das System von Figur 2 noch erfüllt. In diesem Fall wird die Amplitude γm nicht auf einem anfänglich ausgewählten Wert γm verbleiben, sondern wird vorhersagbar auf einen anderen Wert in eindeutiger Zuordnung zu γR gesteuert, welcher Wert die größere Eingangsgeschwindigkeit darstellt. Somit wird die Stabilität des Skalenfaktors des Systems von Figur 2, das das System-Ausgangssignal auf die Eingangsgeschwindigkeit γR bezieht, nicht bedeutend vermindert.
• Als eine Alternative zu der Rückkopplungsanordnung von Figur 2 kann die gerade Harmonische des durch das Photodetektorsystem 14 vorgebenen Photodetektor- Ausgangssignales und die niedrigste Frequenzkomponente dieses Signales bzw. die am dichtesten bei der Frequenz null liegende Komponente verwendet werden, um eine Grundlage für die Signalverarbeitung vorzugeben und wirksam einen Skalenfaktor auszuwählen und irgendwelchen Störungen in dem faseroptischen Kreisel entgegenzuwirken, die andernfalls das Bestreben aufweisen, den so gewählten Skalenfaktor zu ändern. Ein solches System ist in Figur 4 gezeigt, wo die gleichen Bezeichnungen wie in den Figuren 1 und 3 für gleiche Komponenten in jeder dieser Figuren benutzt werden. Somit gelten die gleichen Gleichungen für die an den Ausgängen des Filters 26 und des Frequenz-Abwärtswandlers 27 erhaltenen Signale, wie sie für die entsprechenden Signale in Figur 2 gefunden wurden bzw.
• V26-out = kA [1+J&sub0;(γm)cosγR]cosθ
• und
• V27-out = kAkDJ&sub2;(γm)cosθcosγR
• In gleicher Weise charakterisiert die gleiche Gleichung den Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 23 in dem System von Figur 4, wie dies in Figur 2 der Fall war, d.h. es gilt
• V23-out = k'J&sub1;(γm)cosθsinγR
• Wie in Figur 4 ersichtlich, werden alle diese drei Signale einem Signalprozessor 40 vorgegeben. Solch ein Signalprozessor kann viele Formen aufweisen, wobei ein entsprechender Analog/Digital-Wandler für jedes dieser eingehenden Signale vorgesehen ist oder diese im Multiplex-Betrieb zusammen durch einen solchen Wandler geführt werden und wobei die umgewandelten Ergebnisse dem Mikroprozessor zugeführt werden. Alternativ können ausgewählte Verhältnisse dieser Signale in ihrer analogen Form aufgefunden werden, und es können diese Ergebnisse einem oder mehreren Analog/Digital-Wandlern zugeführt werden, um die gewandelten Ergebnisse einem Mikroprozessor vorzugeben. Eine andere Alternative besteht in der Verwendung eines vorliegenden integrierten Schaltkreischips für die Signalverarbeitung aus jenen, die gegenwärtig kommerziell erhältlich sind.
• In jedem Fall kann man von den letzten drei Gleichungen entnehmen, daß es in diesen drei Unbekannte γm, γR und k' gibt unter der Annahme, daß die Konstante die Verstärkung durch die Verstärker 21 und 24 charakterisiert und die effektive Verstärkung kA bei der Umwandlung von Strom in Spannung in dem Photodetektorsystem 14 und wobei die Konstante kD den Frequenz-Abwärtswandler 27 charakterisiert und die Phasenverzögerung 9 durch das optische System bekannt ist (oder im Fall der Phasenverzögerung entfernbar). Da drei Gleichungen für diese drei Unbekannten vorliegen, können die Werte dieser drei Unbekannten durch den Signalprozessor 40 für Werte von γm kleiner als ungefähr 3,4 bis 3,5 Radiant herausgezogen werden, und der Signalprozessor 40 kann einen Ausgang liefern, der die tatsächliche Drehgeschwindigkeit des faseroptischen Kreisels um die Achse seiner gewickelten optischen Faser, basierend auf dem Wert γR, darstellt. Ein Nennwert für γm, den Wert der optischen Phasenmodulationsamplitude, kann eingestellt werden durch Wahl der Amplitude des Signales, das durch den Grundmodulationsgenerator 20' vorgegeben wird.
• Die faseroptischen Kreisel von Figuren 2 und 4 sind Kreisel in offener Schleife im Gegensatz zu Kreiseln mit geschlossener Schleife, in denen die Phasendifferenzen zwischen den in entgegengesetzten Richtungen fortschreitenden elektromagnetischen Wellen in einer Rückführungsschleife auf Null gebracht werden. Die geraden Harmonischen bleiben jedoch in den optischen Signalen vorhanden, so daß das System der Figuren 2 und 4 bei Kreiseln in geschlossener Schleife verwendet werden kann, wenn irgendein Grund vorliegt, dies zu tun. Wie zuvor beschrieben, wird die Phasenverschiebungsamplitude γm&sub0; der Grundmodulation durch Auswahl von Werten für GI und G2 erhalten. Für jedes Paar von Werten für G1 und G2 liegt mehr als ein γm&sub0; vor, das folgende Gleichung befriedigt:
• J&sub2;(γm&sub0;)cos(γR)/1+J&sub0;(γm&sub0;)cos(γR) = G&sub2;/kDG&sub1;
• Für positive Werte von G2/kDG1 gibt es jedoch nur eine Lösung der obigen Gleichung, bei der γm&sub0; kleiner als π Radiant ist, einem Wert,der Bedeutung besitzt, wie unten gezeigt wird. Ein mögliches Problem bei dem zuvor beschriebenen System liegt darin, daß für hinreichend große Störungen in den Werten von γm bzw. γR die Rückkopplungsanordnung von Figur 2 den Wert von γm gegen eine Lösung γm&sub0; für die obige Gleichung führen kann, der einen Wert größer als π besitzt. Daher kann ein zusätzlicher Schutz für das Grundmodulationssystem durch den Einschluß einer Rückstelleinrichtung vorgegeben werden, um einen Betrieb des Systems auf dem beabsichtigten Wert γm&sub0; für γm sicherzustellen. Diese Rückstelleinrichtung bewirkt die Rückstellung des Arbeitspunktes der Rückkopplungs-Steuerschleife für die Modulationsamplitude, wenn eine Störung in γm oder γR die Schleife gegen einen stabilen Arbeitspunkt γm&sub0; bringt, der einen Wert größer als it besitzt.
• Eine in Figur 5 gezeigte geeignete Rückstelleinrichtung umfaßt einen Komparator 42, elektrische Signalfilter 44 und 46, einen Widerstands-Spannungsteiler 48 und einen Analogschalter 50, wobei dieser Schalter typischerweise unter Verwendung von CMOS-Transistoren aufgebaut ist. Die gleichen Bezeichnungen werden in Figur 5 für gleiche Komponenten wie in Figur 2 verwendet.
• Das Eingangssignal für die Rückstelleinrichtung der vorliegenden Erfindung ist das Spannungssignal V24-out am Ausgang des Verstärkers 24, eine im wesentlichen proportionale Version des Ausgangssignales von dem Photodetektorsystem 14, welches gleichzeitig den Filtern 44 und 46 zugeführt wird. Der Filter 44 ist ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 7 kHz und wird verwendet, um einen über der Zeit gemittelten Wert von V24-out zu erhalten, welcher keine bedeutende Abhängigkeit von der Frequenz ωg des Grundmodulations-Signalgenerators 20' besitzt. Das Ausgangssignal des Filters 44 wird dem Eingang des Spannungsteilers 48 zugeführt, welcher eine Referenz- Pegelspannung mit einem ausgewählten Wert an seinem Ausgang liefert. Diese Referenz-Pegelspannung wird dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 42 zugeführt.
• Der Filter 46 ist ebenfalls ein Tiefpaßfilter und wird als ein Hochfrequenz- Rauschfilter primär benutzt, um digitales Schaltrauschen zu entfernen. Der Filter 46 besitzt eine Grenzfrequenz von 200 kHz, wodurch in seinem Ausgangssignal Frequenzkomponenten mit der Frequenz ωg, d.h. die zweite Harmonische und typischerweise einige höhere Harmonische erhalten bleiben. Das Ausgangssignal des Filters 46 wird an den invertierenden Eingang des Komparators 42 angelegt.
• Wie erkennbar, werden sowohl der invertierende als auch der nicht-invertierende Eingang des Komparators 42 mit Eingangssignalen beaufschlagt, die auf dem Ausgangssignal V24-out des Verstärkers 24 basieren. Daher treten Einflüsse von hinreichend langsamen Änderungen in V24-out, wie beispielsweise irgendeine Drift in der Intensität der Quelle proportional in jedem solchen Eingangssignal auf. Dies verhindert die Einführung eines Differenzialsignales zwischen beiden Eingängen aufgrund solcher langsamen Änderungen in V24-out, was nachteilig den Vergleich der Signale durch den Komparator 42 beeinflussen würde. Andernfalls könnte möglicherweise die Rückstelleinrichtung eine Rückstellung hervorrufen, obgleich γm sich dem Wert π nicht annähert oder diesen überschreitet, wodurch gültige Daten bezüglich der Drehgeschwindigkeit in dem Ausgangssignal des Kreisels abgeschnitten werden.
• Wenn die Größe des an den invertierenden Eingang des Vergleichers 42 während des Betriebs angelegten Eingangssignales kleiner als der ausgewählte Wert der Referenz-Pegelspannung wird, liefert der Komparator 42 rasch eine Ausgangsspannung-Pegelverschiebung von typischerweise 12 Volt an seinem Ausgang mit einer Anstiegsrate von ungefähr 50 Volt pro Mikrosekunde. Diese Rückstell-Spannungsverschiebung wird dem Eingang des Analogschalters 50 zugeführt, der über dem Integrationskondensator 52 zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Integrators 31 angeordnet ist. Das Anlegen der Rückstell-Spannungsverschiebung ruft ein Schließen des Schalters 50 hervor, wodurch ein Widerstandswert von typischerweise 30 Ohm innerhalb von ungefähr 100 ns angelegt wird. Hierdurch wird der Integrationskondensator 52 rasch entladen und das Ausgangssignal V31-out des Integrators 31 auf einen Wert in der Nähe von null gebracht, wobei dies geschieht, bevor die Rückkopplungs- Steuerschleife für die Grundmodulationsamplitude auf einen fehlerhaften aber stabilen Wert für γm&sub0; gesteuert wird.
• Wenn V31-out den Wert null annimmt, so liefern der integrator 31 und der Verstärker 32 mit variabler Verstärkung und der Generator 20' zusammen ein Verstärker-Ausgangssignal mit einer Amplitude, welche den Phasenmodulator 19 veranlaßt, periodische Phasenänderungen mit der Frequenz ωg mit einer veranlaßt, periodische Phasenänderungen mit der Frequenz ωg mit einer Amplitude vorzugeben, die einen Bruchteil des gewünschten Wertes γm&sub0; entspricht. Somit fährt der optische Phasenmodulator 19 fort, eine Grund- Phasenmodulation vorzugeben, aber mit einer Phasenverschiebungsamplitude γm&sub0; mit einem geringeren Wert bei vorgegebenem stabilen Arbeitspunkt der Schleife, so daß die Rückkopplungsschleife γm zurück auf den gewünschten kleinsten Wert für γm&sub0; (kleiner als %) bringt, nachdem die Störung endet. Während der Störung fährt die Rückstelleinrichtung fort, den Arbeitspunkt der Rückkopplungsschleife durch Entladen des Kondensators 52 zurückzustellen, wobei der Kondensator durch den Schalter 50 während ungefähr 25 Prozent einer jeden Rückstellperiode, die durch die zweite Harmonische der Grundmodulationsfrequenz eingestellt wird, überbrückt wird. Obgleich nicht gezeigt, liefert die Rückstelleinrichtung ebenfalls ein Hinweissginal während einer Rückstellung der Rückkopplungsschleife, welches anzeigt, daß die gelieferten, die Drehgeschwindigkeit darstellenden Daten ungültig sind.
• Der Wert der Referenz-Pegelspannung wird durch das Ausgangssignal V48-out des Spannungsteilers 48 eingestellt. Wenn der Wert des Ausgangssignales V46-out des Filters 46 während des Betriebes kleiner als der Wert der Referenz-Pegelspannung wird, so stellt die Rückstelleinrichtung den Spannungswert auf dem Kondensator 52 zurück, der als ein Fehlerspeicher in der Rückkopplungsschleife dient, um hierdurch den Arbeitspunkt der Schleife zurückzustellen.
• Der ausgewählte Wert der Referenz-Pegelspannung wird aus einem Bereich möglicher Verlaufs-Pegelspannungen für die Rückstelleinrichtung hergeleitet, die durch die Betriebserfordernisse des optischen Subsystems vorgegeben sind. Der niedrigste Wert dieses Bereiches muß groß genug sein, so daß die Rückstelleinrichtung den Abeitspunkt der Rückkopplungsschleife zurückstellt, bevor γm einen Wert erreicht, der zu einem stabilen, aber unerwünschten Arbeitspunkt führt. Andererseits muß der höchste Wert des Bereiches niedrig genug sein, so daß die Rückstelleinrichtung den Arbeitspunkt der Rückkopplungsschleife nicht zurückstellt, wenn sich γm auf oder in der Nähe von γm&sub0; befindet und γR innerhalb des festgelegten Bereiches liegt.
• Der untere Verlaufs-Pegelwert, der den obigen Bereich festlegt, wird bestimmt durch Auffinden des entsprechenden niedrigsten Minimalwertes des Photodioden- Ausgangsstromes iPD&sub1;&sub3; und des zugeordneten Wertes von γm unter Ignorierung irgendeines Beitrages von γR, um sicher zu sein, daß eine zu große Amplitude für γm selbst ausreichend ist, um eine Rückstellung des Arbeitspunktes der Rückkopplungsschleife hervorzurufen. Der Wert von ipo&sub1;&sub3; wird durch folgende Gleichung dargestellt
• iPD&sub1;&sub3; = I&sub0;/2 [1+cos(γR+γmcosωgt)]
• wie zuvor angegeben insoweit, als der Signalausgang des optischen Subsystems betroffen ist. Eine Überprüfung dieser Gleichung zeigt, daß iPD&sub1;&sub3; einen niedrigsten Minimalwert von null aufweist und daß für einen Wert null von γR iPD&sub1;&sub3; einen Wert von null erreicht, wenn γm einen Wert von π erreicht. Wenn daher der Verlaufspegel am Ausgang des Spannungsteilers 48 einen Wert entsprechend iPD&sub1;&sub3; besitzt, der größer als null ist, so kann γm keinen Wert größer als π erreichen, ohne daß die Rückstelleinrichtung eine Rückstellung des Arbeitspunktes der Rückkopplungsschleife hervorruft. Dies hindert die Rückkopplungsschleife an dem Erreichen eines stabilen, aber unerwünschten Arbeitspunktes.
• Der obere Verlaufs-Pegelwert, der den oberen Bereich festlegt, wird bestimmt durch Auffinden des entsprechenden Minimalwertes von iPD&sub1;&sub3;, wenn sich γR auf dem höchsten Wert innerhalb des festgelegten Bereiches befindet und sich γm auf ihrem gewünschten Wert befindet. Eine Analyse der Extreme der obigen Gleichung zeigt ebenfalls, daß der Minimalwert von iDP&sub1;&sub3; durch folgende Gleichung repräsentiert wird:
• iPD&sub1;&sub3;min = I&sub0;/2 [1+cos( γR +γm
• In der Rückkopplungsanordnung des zuvor beschriebenen Systems soll typischerweise γm kleiner als 2,0 Radiant sein, und eine typische maximale Drehgeschwindigkeit, die zu messen ist, führt dazu, daß γR bei oder unter 0,6 Radiant liegt. Setzt man diese Werte in die letzte Gleichung ein, so erhält man das Ergebnis, das die höhere Verlaufs-Pegelgrenze einem Wert von iPD&sub1;&sub3; entspricht, der bei (0,07) 10 liegt. Diese zwei für iPD&sub1;&sub3; gefundenen Grenzwerte müssen mit den verschiedenen Verstärkungskonstanten multipliziert werden, die das elektronische System zwischen dem Ausgangsstrom der Photodiode 13 und der Ausgangsspannung des Spannungsteilers 48 charakterisieren, um die unteren und oberen Verlaufs-Grenzwerte des Bereiches zu ergeben.
• Die Festlegung der tatsächlichen unteren und oberen Verlaufs- Pegelspannungswerte erfordert es, zusätzliche Betrachtungen in Rechnung zu stellen, wie beispielsweise Offset-Spannungen und Rauschen in dem Photodiodensignal und die Signalverarbeitung in Subsystemen, die Signale an das Rückstell-Subsystem vorgeben. Die Kompensation dieser physikalischen Beschränkungen erfordert eine ausreichende Veränderung der unteren und oberen Verlaufs-Pegelspannungsgrenzen, so daß die Werte von V46-out, welche ebenfalls das Rauschen und die Offsets enthalten, die nicht auf dem Teiler 48 und die Differenzen zwischen den Filtern 44 und 46 zurückzuführen sind, in bezug auf den Bereich der möglichen Verlaufswerte in geeigneter Weise positioniert sind. Die Referenzspannung wird in dem sich ergebenden Bereich von Werten zwischen den oberen und unteren Verlaufs-Grenzwerten ausgewählt.
• Ein erstes alternatives Ausführungsbeispiel der Rückstelleinrichtung der vorliegenden Erfindung ist in Figur 6 gezeigt. Diese Rückstelleinrichtung ist ähnlich zu der Rückstelleinrichtung, wie sie zuvor beschrieben wurde mit der Ausnahme, daß das am Eingang des Filters 46 vorgegebene Signal das Ausgangssignal des Integratos 31 anstatt des Ausgangssignales des Verstärkers 24 ist. Das Ausgangssignal des Filters 46 wird an den nicht-invertierenden Eingang des Komperators 42 geliefert. Zusätzlich wird der Widerstands- Spannungsteiler 48 eine ausgewählte Referenz-Pegelspannung vorgeben, die typischerweise unterschiedlich gegenüber der in der zuvor beschriebenen Rückstelleinrichtung ist, und so gewählt ist, daß sie zu der Charakteristik des Integrator-Ausgangssignales paßt, wobei diese dem invertierenden Eingang des Komparators 42 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Integrators 31 zeigt die Größe der Abweichung des Wertes γm von γm&sub0; an. Wenn der Wert dieses Signales größer als der Wert der vorbestimmten Referenz-Pegelspannung ist, so stellt die Rückstelleinrichtung den Arbeitspunkt der Rückkopplungsschleife in der gleichen Weise wie die zuvor beschriebene Rückstelleinrichtung zurück.
• In einem zweiten in Figur 7 gezeigten alternativen Ausführungsbeispiel wird das Signal am Ausgang des Verstärkers 24 gleichzeitig elektrischen Signalfiltern 54 und 56 zugeführt. Der Filter 56 ist ein Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz unterhalb der Modulationsfrequenz ωg des Grundmodulations-Signalgenerators 20'. Der Filter 56 wird benutzt, um dem invertierenden Eingang des Komparators 51 die Komponenten des Photodetektor-Ausgangssignales V24-out vorzugeben, die Frequenzen mit Werten von ωg oder ihren Harmonischen enthalten. Der Filter 54 ist ein Tießpaßfilter, ebenfalls mit einer Grenzfrequenz unterhalb von ωg. Der Filter 54 wird benutzt, um an den nicht-invertierenden Eingang des Komparators 51 die Komponente des Photodetektor-Ausgangssignales zu geben, die keine bedeutende Abhängigkeit von ωg oder ihren Harmonischen aufweist.
• Für kleine Werte von γR sind die Signale am invertierenden und nichtinvertierenden Eingang des Komparators 51 gleich im Wert, wenn γm einen Wert von ungefähr 2,45 Radiant erreicht. Dies führt zu einer Rückstell- Spannungsverschiebung von typischerweise 12 Volt, die am Ausgang des Komparators 51 ausgegeben werden. Das Signal am Ausgang des Komparators 51 wird dem Analogschalter 50 über dem Integrationskondensator 52 zugeführt, welcher den Arbeitspunkt der Rückkopplungsschleife in der gleichen Weise wie in dem ersten Ausführungsbeispiel zurückstellt.
• Bei einem dritten in Figur 8 gezeigten alternativen Ausführungsbeispiel ist die Rückstelleinrichtung ähnlich zu der bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen Einrichtung mit der Ausnahme, daß das Ausgangssginal des Komparators 42 dem Eingang des Signalprozessors 40 von Figur 3 zugeführt wird. Der Signalprozessor 40 unterbricht beim Empfang eines Hinweises auf eine Rückstell-Spannungsverschiebung seinen laufenden Betrieb, um die Feststellung eines fehlerhaften, aber stabilen Wertes für γm&sub0; zu verhindern. Nachdem die Störung beendet ist, nimmt der Signalprozessor 40 seine Berechnungen wieder auf und befiehlt erneut dem Generator 20', eine Ausgangsamplitude an den Phasenmodulator 19 zu richten, damit die Amplitude γm gleich dem gewünschten Wert γm&sub0; wird.
• Obgleich die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, wird der Fachmann erkennen, daß Änderungen in der Form und Einzelheiten vorgenommen werden können, ohne daß von dem Rahmen der Erfindung abgewichen wird, wie sie durch die angefügten Ansprüche definiert ist.

Claims (7)

1.Grundmodulations-Amplituden-Überwachungseinrichtung für einen Drehsensor, der in der Lage ist, eine Drehung um eine Achse einer gewickelten optischen Faser (10) zu erfassen, um ein Drehsensor-Ausgangssignal vorzugeben, das eine solche Drehung anzeigt, indem ein Paar von elektromagnetischen Wellen sich in dieser gewickelten optischen Faser in entgegengesetzten Richtungen und entlang anderer optischer Wegteile fortpflanzen, um die gewickelte optische Faser zu erreichen und zu verlassen, wenn sie entlang einer optischen Wegstrecke wandern, um beide auf einer Photodetektoreinrichtung (13, 14, 21) mit einer Phasendifferenzbeziehung dazwischen aufzutreffen, die eine Grundlage für ein sich ergebendes Phasendetektor- Ausgangssignal an einem Ausgang derselben liefert und mit einem optischen Grund- Phasenmodulator (19), der in dem optischen Wegteil angeordnet ist und in der Lage ist, die Phase irgendeiner solchen durchlaufenden elektromagnetischen Welle bei der Fortpflanzung entlang der optischen Wegstrecke zu modulieren, um eine veränderliche Phasendifferenz zwischen solchen elektromagnetischen Wellen mit einer wählbaren Frequenz und einer wählbaren Amplitude vorzugeben, wobei aber die Amplitude einer Veränderung unterliegt und wobei die Grundmodulations-Amplituden Überwachungseinrichtung umfaßt:

eine erste Photodetektor-Ausgangssignal-Komponentenbestimmungseinrichtung (24, 26, 28; 24, 26, 40) mit einem Ausgang und mit einem Eingang, der elektrisch an den Ausgang der Photodetektoreinrichtung (13, 14, 21) angeschlossen ist, um das Photodetektor-Ausgangssignal zu empfangen und daraus ein erstes Ausgangssignal vorzugeben, welches keine Abhängigkeit von der Frequenz besitzt, bei der der optische Grund-Phasenmodulator (19) ausgewählt ist, um die veränderliche Phasendifferenz vorzugeben;

eine zweite Photodetektor-Ausgangssignal-Komponentenbestimmungseinrichtung (24, 25, 27, 29; 24, 25, 27, 40) mit einem Ausgang und mit einem Eingang, der elektrisch an den Ausgang der Photodetektoreinrichtung (13, 14, 21) angeschlossen ist, um das Ausgangssignal der Photodetektoreinrichtung zu empfangen und daraus ein zweites Ausgangssignal vorzugeben, das einen Frequenzinhalt besitzt, der im wesentlichen auf Frequenzen mit Werten beschränkt ist, die dicht bei einem geraden Vielfachen des Frequenzwertes liegen, bei welchem der optische Grund-Phasenmodulator (19) ausgewählt ist, um die veränderliche Phasendifferenz vorzugeben; und

eine Photodetektor-Ausgangssignal-Komponentenbeziehung-Bestimmungseinrichtung (30, 31, 52, 32, 20'; 40, 20') mit einem Paar von Eingängen, die elektrisch an die Ausgänge der ersten und zweiten Photodetektor-Ausgangssignal- Komponentenbestimmungseinrichtung (24, 26, 28; 24, 26, 40 und 24, 25, 27, 29; 24, 25, 27, 40) angeschlossen sind, wobei die Photodetektor-Ausgangssignal- Komponentenbeziehung-Bestimmungseinrichtung dazu dient, das Ausgangssignal der Photodetektoreinrichtung über den optischen Grund-Phasenmodulator (19) so einzustellen, daß das Drehsensor-Ausgangssignal einen ausgewählten Wert in einem Bereich von Werten für eine ausgewählte Drehgeschwindigkeit des Sensors um die Achse besitzt,

gekennzeichnet durch

eine Rücksetzeinrichtung zum Rücksetzen des Betriebspunktes der Grund- Phasenmodulations-Amplituden-Rückführungssteuerschleife, wenn eine Störung die Steuerschleife gegen einen stabilen Betriebspunkt zwingt, der einen Wert größer als ein vorbestimmter Wert (π) besitzt und die umfaßt:

erste und zweite Filtereinrichtungen (44, 46; 54, 56), wobei die erste Filtereinrichtung (44; 54) einen zeitgemittelten Wert aus dem Photodetektor-Ausgangssignal liefert, bei dem alle Harmonischen der Phasenmodulationsfrequenz entfernt sind und die zweite Filtereinrichtung (46; 56) eine Ausgangssignal liefert, das die Grundmodulationsfrequenz und seine Harmonischen aus dem Phasendetektor- Ausgangssignal oder einem daraus abgeleiteten Signal liefert; und eine Vergleichseinrichtung (42), die durch Signale gespeist wird, die von der ersten und zweiten Filtereinrichtung geliefert werden und auf eine Rücksetz- Schaltereinrichtung einwirken, um die Rückführungssteuerschleife zurückzusetzen, wenn der vorbestimmte Wert (π) erreicht ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Photodetektor-Ausgangssignal-Komponentenbeziehung-Bestimmungseinrichtung umfaßt:

ein algebraisches Summierglied (30), das an die erste und zweite Photodetektor- Ausgangssignal-Komponentenbestimmungseinrichtung angeschlossen ist; einen integrierenden Verstärker (31), der mit einem ersten Eingang an Masse angeschlossen ist und mit einem zweiten Eingang an den Ausgang des algebraischen Summiergliedes angeschlossen ist, wobei ein Kondensator (52) zwischen dem zweiten Eingang und einem Ausgang des invertierenden Verstärkers angeordnet ist; und einen Schalter (50) zum Kurzschließen des Kondensators (52), wenn dieser von der Vergleichseinrichtung (42) betätigt wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Filtereinrichtungen (44, 46) Tiefpaßfilter sind.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen Spannungsteiler (48), der zwischen dem Ausgang der ersten Filtereinrichtung (44) und einem Eingang der Vergleichseinrichtung (42) angeordnet ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnetdurch einen Verstärker (32) mit variabler Verstärkung, der mit seinem Eingang an den Ausgang des integrierenden Verstärkers (31) angeschlossen ist und mit seinem Ausgang mit dem optischen Grund-Phasenmodulator (19) verbunden ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch3, dadurch gekennzeichnet,daßdie zweite Filtereinrichtung (46) mit ihrem Eingang an den Ausgang des integrierenden Verstärkers (31) angeschlossen ist.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen Signalprozessor (40), der an den Ausgang der Vergleichseinrichtung (42) angeschlossen ist.