DE69227577T2

DE69227577T2 - Vorrichtung und Verfahren für die Führung einer Bandkante kompatibel mit einem dafür bestimmten Bandservoformat

Info

Publication number: DE69227577T2
Application number: DE1992627577
Authority: DE
Inventors: Per Olaf N-3400 Lier Pahr
Original assignee: Tandberg Data AS
Current assignee: Tandberg Data AS
Priority date: 1992-02-13
Filing date: 1992-03-25
Publication date: 1999-04-29
Anticipated expiration: 2012-03-26
Also published as: DE69227577D1; EP0555511A1; EP0555511B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein System zum Verfolgen der Kante eines magnetischen Mediums oder eines optischen Mediums ebenso wie das Verfolgen der Daten darauf.
Bei Magnetband-Lese- und -Schreibeinheiten, die mit hoher Geschwindigkeit laufen ("Bandstreamern") werden die Daten von einer Vielzahl von Datenspuren gelesen oder auf diese geschrieben, die parallel zu den Kanten eines Magnetbande s laufen. Der Schreib/Lese-Kopf des Systems muß somit genau über einer ausgewählten Spur positioniert werden, um die Daten von der ausgewählten Spur zu lesen oder neue Daten in die Spur zu schreiben. Es ist z. B. aus dem US-Patent 4,476,503 bekannt, den Schreib-Lese-Kopf zu positionieren, indem zunächst auf eine Kante des Bandes eingerichtet wird und dann der Kopf um eine festgelegte Entfernung von der Kante zu der gewünschten Spur bewegt wird, wobei die Spuren auf dem Band in jeweiligen bekannten Abständen von der Kante angeordnet sind.
Es ist jedoch bei dieser Technologie ein Problem, daß in der Praxis das Band nicht auf einem konstanten, perfekt geraden Weg laufen wird. Das Band wird sich bei der Bewegung leicht mäanderförmig bewegen und wird einem unregelmäßigen serpentinenartigen Weg folgen. Die Position der Kante muß andauernd mit hoher Genauigkeit überwacht werden, und die Position des Kopfes wird andauernd durch ein Rückkopplungssystem angepaßt, da Datenspuren üblicherweise so dicht zusammen auf dem Band gepackt sind, daß eine kleine Änderung in der Kantenposition, beim Fehlen einer entsprechenden Änderung in der Position des Kopfes, verursachen kann, daß der Kopf nahe einer anderen Spur als der gewünschten Spur liegt.
Verschiedene Folgersysteme sind in der Technik für viele Zwecke bekannt, sowie ein Transducer, der relativ zu einer Aufzeichnungsbandkante in einem optischen System positioniert werden kann. Ein Lichtsender, so wie eine Punktquelle, die sowohl das Band als auch einen Fotosensor beleuchtet, kann teilweise von dem Band abgedeckt werden und in eine feste Position relativ zu der Lichtquelle und dem Transducer gebracht werden. Der Durchmesser des Fotosensors muß größer sein als der erwartete Bereich der Querbewegung des Bandes. Ein Steuersystem ermöglicht es, daß der Transducer den Querverlagerungen des Bandes folgt.
Eine weitere bekannte alternative Ausführungsform implementiert eine an fester Position befindliche lichtaussendende Stange als die Lichtquelle und einen Fotosensor, der rechteckig ist und dieselbe Länge hat wie die lichtaussendende Stange und am Transducer selbst befestigt ist. Diese Ausführungsform ermöglicht das Positionieren eines Aufzeichnungskopfes oder eines Transducers relativ zu der Bandkante für ein Vielspur- Aufzeichnungssystem. Jede Position erfordert eine Referenzeingabe an den Positionskontroller des Transducers. Dies ermöglicht ein Signal proportional zu der Position des Transducers relativ zu der Kante des Bandes, das als eine Eingabe für den Kontroller verwendet wird, der danach ein Fehlersignal proportional zu der Differenz zwischen der Referenz und der Ausgabe des Fotosensors an einen Motor schickt, der die Position des Transducers steuert. Es gibt jedoch mehrere Nachteile bei einem solchen System. Bei einer ersten Version des Systems befindet sich der Transducer normalerweise zwischen zwei Bandführungen, und der Lichtstrahl muß zwischen eine Führung und dem Transducer selbst gebracht werden. Das Problem besteht darin, daß die Richtung der Drift an der Position des Lichtstrahles und an der Position des Transducers unterschiedlich sein kann. Eine zweite Version dieses Systems korrigiert dieses Problem der Drift; da jedoch die Ausgabe vom Fotosensor ein Analogsignal ist, ist das System zusätzlichen Problemen unterworfen. Das ernsteste Problem ist seine Empfindlichkeit auf kleine Staubteilchen. Bei einem magnetischen Medium setzen sich solche Teilchen auf dem beleuchteten Teil der Fotodiode ab, und es ist schwierig, das Auftreten solchen Rauschens zu erfassen und dieses zu kompensieren. Das Aktualisieren der Gleichspannungsausgabe von der Fotodiode jedesmal, wenn der Transducer in eine gegebene Position gebracht wird, ist nicht möglich. Zusätzlich ist das System empfindlich auf Streulichtaufnahme, wenn nicht synchrone Erfassung verwendet wird. Ähnlich ist Streulichtaufnahme schwierig zu kompensieren, wenn das Bandlaufwerk nicht vollständig gegenüber externen Lichtquellen abgeschirmt ist. Die Verwendung einer Infrarotquelle kann helfen, jedoch ist die Streulichtaufnahme immer noch ein Problem, da Infrarotlicht auch als Hintergrundrauschen vorliegen kann. Bei einem dynamischen Folgersystem enthält Streulichtaufnahme normalerweise Komponenten mit 100 Hz oder 120 Hz, das einen Bandkantenfolgersservo stören wird, wenn nicht synchrone Erfassung verwendet wird. Wenn eine Infrarotlichtquelle genutzt wird, kann die Fotodiode einen Filter brauchen, der für die verwendete Wellenlänge durchlässig ist. Dies bewirkt, daß die Entfernung von dem Band zu der Fotodiode vergrößert werden muß, was wiederum die Schärfe der Übergangszone zwischen der hellen und dunklen Fläche des Detektors verringert.
Bei einem weiteren bekannten Verfahren läuft ein Magnetband über einen festen Aufzeichnungs/Lesekopf, der automatisch in einer vertikalen Richtung ausbalanciert ist. Die nominale vertikale Position des Bandes wird durch wenigstens einen Satz Fotosensoren und lichtaussendender Dioden bestimmt, die derart angeordnet sind, daß die Bandkante(n) teilweise den/die Fotosensor(en) überdeckt/überdecken. Eine typische Anordnung verkörpert zwei Sätze Sensoren, einen für die untere Kante und einen für die obere Kante des Bandes. Bei dieser Ausführungsform wird der Kopf in einer Position eingestellt und festgehalten, die gleichen Ausgaben von den beiden Sensoren ent spricht, wenn das Band sich in seiner nominalen Position befindet. Ein Steuersignal wird erhalten, indem einfach der Unterschied zwischen den Ausgaben von den Sensoren genommen wird. Das Fehlersignal wird an einen Motor in einer mechanischen Anordnung gegeben, die in der Lage ist, die Position des Bandes einzustellen. Ein solches System ist für dieselben Typen von Fehlern anfällig wie bei dem obigen System diskutiert.
Eine weitere Ausführungsform enthält zwei Sätze von Lichtsendern und -empfängern sehr ähnlich denen, die im vorangehenden Absatz beschrieben worden sind. Probleme, die typisch für ein Analog-Proportional-System sind, so wie Schwierigkeiten mit dem Einstellen und Einhalten gleicher Lichtpegel in den beiden Sendern und einer Schaltung zum manuellen Ausgleichen oder Trimmen der Wechselstrom-Lichtpegel und automatisch der Gleichstrompegel, liegen immer noch vor. Das System ist inhärent auf Unterschiede empfindlich, die nach den werkseitigen Einstellung des Lichtes in den beiden Kanälen auftreten können; eine solche manuelle Einstellung erhöht sowohl die Produktions- als auch die Komponentenkosten des Produkts.
Ein automatisches Spurfolgersystem ist auch bekannt, das wenigstens zwei getrennte Erfassungsköpfe mit Lesespalten verwendet, die breiter sind als die geschriebenen Spuren, und wobei die Spalte Azimutwinkel gleichen Betrages, jedoch mit entgegengesetzten Drehzeichen, haben. Während des Folgens folgen die Mitten des Azimutkopfes den Mitten der entsprechenden beiden Signalspuren. Wenn die Spuren weg von den Mittenpositionen der Azimutköpfe driften, kann ein Vorlauf/Verzögerungs- Fehlersignal aus den beiden Köpfen abgezogen werden, wenn die Informationssignalspuren irgendeinen Typ bekannter Synchronisation enthalten, z. B. wenn Video-Synchronisationspulse parallel auf beiden Spuren aufgezeichnet worden sind. Die Polarität des Vorlauf/Verzögerungssignals legt die Richtung fest, in der der Kopf bewegt wird, und sein Wert ist proportional zu dem Fehler, wenn sich die Spuren innerhalb des Bereiches der Azimutspalte befinden. Da Hilfs-Lesespalte verwendet werden, die nur auf die Video-Synchronisationspulse langer Wellenlängen antworten, kann der Azimutwinkel toleriert werden. Das zusätzliche Bandrauschen von nicht aufgezeichneten Daten kann in den Zeitgebungskanälen aufgrund der Anforderung geringerer Bandbreite toleriert werden. Jedoch ist der Hauptnachteil eines solchen Systems die inhärente Schwäche des Verwendens von Azimutköpfen für das Folgen, da diese nur einen sehr begrenzten linearen Folgebereich zulassen. Wenn das Folgen gestört ist, hat das Steuersystem keine Information über die Richtung, in die der Kopf bewegt werden soll, zur Verfügung. Rauschpulse können ebenfalls die Kopfbewegung in die falsche Richtung bewirken. Der Kopf muß in die nominale Position bewegt werden, bevor das Folgersystem nach einem Verlust des Vorlauf/Verzögerungssignals aktiviert werden kann, oder ein Spursuchalgorithmus muß aktiviert werden, um das Wiedergewinnen zu beginnen. Ein weiterer Nachteil sind die zusätzlichen Kosten der zusätzlichen Leseköpfe. Solche Folgersysteme sind am besten für Bandformate mit Schrägspuraufzeichnung geeignet, wo das Folgen unmittelbar auf Nachbarspuren einriegeln kann, wenn es gestört wird. Ein solches Stören kann bei einigen Verbraucher-Analogvideobandrekordern toleriert werden (Verlust eines einzigen Bildes oder Stören) oder in Datenspeichersystemen mit Schrägspuraufzeichnung, wo ineinander verschachtelte Datenrahmen und Fehlerkorrektur den Verlust einer Spur zuläßt.
Eine weitere bekannte Ausführungsform schlägt ein Zwei-Kanal- System für die Datenaufzeichnung vor, in dem zwei Azimut-Leseköpfe verwendet werden, um den Folgefehler aus dem Zeitversatz zwischen den Lesedatentakten der Kanäle abzuleiten. Die Zeitgebungspulse sind nicht so leicht verfügbar wie die Synchronisationspulse, die in anderen Vorrichtungen des Standes der Technik verwendet werden. Jedoch erfordert diese Vorrichtung keine getrennten Azimut-Leseköpfe, da die beiden Schreibköpfe auch Azimutwinkel mit entgegengesetzten Vorzeichen haben. Diese Signale werden entweder zurückgelesen, während mit zwei ausgerichteten Leseköpfen mit denselben Azimutwinkeln oder bei einfacheren Bandlaufwerken mit dieselben Schreibköpfen geschrieben wird. Ein Vorteil dieses Systems ist die größere Informationspackdichte, da keine Schutzbänder zwischen den Spuren in der Informationsfläche des Bandes nötig sind. Diese Vorrichtung jedoch ist im linearen Folgerbereich begrenzt, da es einen sehr genauen mechanischen Positioniermechanismus mit offener Schleife zusätzlich zu dem Servomechanismus benötigt. Ein zusätzliches Problem ist die Kompensation oder Kalibrierung des Zeitversatzes zwischen den Kanälen, insbesondere wenn Bänder gelesen werden, die in anderen Laufwerken beschrieben worden sind. Noch ein weiterer Nachteil ist, daß, wenn Rückwärts-Kompatibilität mit älteren Bandformaten, die ohne Azimut beschrieben sind, eingehalten werden soll, wenigstens ein Satz Lese- und Schreibspalte mit Null-Azimut zur Verfügung gestellt werden müssen. Wenn einer der beiden Schreibspalte ohne Azimutwinkel ist, liegt die Hälfte des Zeitgebungsfehlers vor im Vergleich mit einem Doppelazimut-Schema. Das Übersprechen von Nachbarspuren wird auch zunehmen.
Das Dokument EP 0 390 555 A2 offenbart eine Magnetaufzeichnungs/Wiedergabevorrichtung mit einer Spurfolgesteuerung zum präzisen Positionieren eines Kombinationskopfes, der einen Magnetkopf umfaßt, und einer lichtemittierenden Einheit, die an einer Stelle gegenüber einer Seite des Magnetbands angeordnet ist, um Licht in einer Breitenrichtung des Magnetbandes zu emittieren. Die Vorrichtung umfaßt auch eine lichtempfangende Einheit mit einer Vielzahl lichtempfangender Element, die an einer Position gegenüber der anderen Seite des Magnetbandes angeordnet sind. Diese lichtempfangenden Elemente sind derart angeordnet, daß ihre Ausgaben eine vorbestimmte Beziehung haben, welche die Rückkopplungssteuerung zu einer Zeit beherrschen, wenn sich der Magnetkopf zu einer vorbestimmten Spurpo sition bewegt hat.
Das Dokument EP 0 549 848 A1, das nach Artikel 54 (3) EPÜ zu berücksichtigen ist, offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung, um die Erfassung einer Kante eines Bandes durchzuführen, indem das Band vor einer Matrix von Photodetektoren in einem Chip mit einer integrierten Schaltung angeordnet wird, wobei die Matrix die Intensität des Lichts abfühlt, welches den Chip beleuchtet, wobei das Band zwischen einer Lichtquelle und den Photodetektoren läuft. Indem die Signale von den Photodetektoren analysiert werden, wird ein schärfster Übergang von hell nach dunkel festgelegt, der als ein Referenzpunkt für die Kante des Bandes benutzt wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist somit eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren für ein Folgersystem mit eingebauter Redundanz zur Verfügung zu stellen, das das kontinuierliche Überwachen der Bandkanten während des Lesesignal-Folgens ermöglicht, selbst wenn die Lesespalte sich nicht auf der Spur befinden.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein System zur Verfügung zu stellen, das in einem Speicher eine Geschichte des Positions-Spurfolgens der Bandkanten speichert, so daß eine Bandkanten-Qualifikation basierend auf den gespeicherten Daten für die Kante durchgeführt werden kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen integrierten CMOS-Chip zur Verfügung zu stellen, der auf dem Aufzeichnungskopf selbst oder seinem Wagen angebracht wird, um bei geringeren Kosten eine erhöhte mechanische Genauigkeit zu erhalten.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, auf Fotosensoren auf Chips für die automatische Azimut-Einstellung des Kopfes zur Verfügung zu stellen.
Weiterhin ist es eine Aufgabe der Erfindung, daß das Servosystem kompatibel mit Datenspurformaten sein soll, die mit anderen Servosystemen geschrieben werden, so wie Bandformate, die ausgezeichnete magnetische Servospuren auf vorformatierten Kassetten verwenden.
Diese Aufgaben werden durch die Merkmale der beigefügten Ansprüche 1 und 10 gelöst.
Das System bearbeitet die analoge Information über die Bandkante lokal, bevor die Analogdaten digitalisiert werden. Die Analogdaten werden numerisch kodiert, bevor sie vom Chip weg zu dem digitalen Kontroller und dem Servo geschickt werden.
Das Bandkanten-Suchverfahren löst ein Problem in der Technik, daß eine falsche Kantenposition angegeben wird, wenn aufgrund von Verschleiß magnetische Teilchen von der Bandkante abgerissen werden. Der Verschleiß an der Bandkante tritt auf, wenn die Anzahl der Bandläufe die festgelegte Anzahl der Läufe überschreitet, die in einer Umgebung erlaubt sind, in der dieselbe Kassette benutzt wird, bis sie verschlissen ist. Das vorliegende Kantenerfassungsverfahren vermeidet dieses Problem, indem eine optische Kante, nicht die magnetische Kante, erfaßt wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine Vorderansicht eines standardmäßigen Zwei-Kanal-Aufzeichnungskopfes, bei dem der integrierte Chip gemäß der momentanen Erfindung zwischen den Schreib/Lese-Spalten angebracht ist.
Fig. 2 ist ein Beispiel eines Musters von Fototransistoren und Verarbeitungselementen, die sich auf der Oberfläche des Chips gemäß der vorliegenden Erfindung befinden.
Fig. 3A ist ein Schaubild einer Schaltung einer ersten signalverarbeitenden Zelle, die die Funktionen der gegenwärtigen Erfindung durchführt.
Fig. 3B ist ein Schaubild einer Schaltung einer zweiten signalverarbeitenden Zelle, die die Funktionen der vorliegenden Erfindung durchführt.
Fig. 3C ist ein Schaubild einer Schaltung für Azimutwinkel- Sensoren.
Fig. 4 ist ein grafisches Schaubild der Ausgaben der Fotodetektorzellen, wie sie in Fig. 2 gezeigt sind.
Fig. 5 ist ein grafisches Schaubild der Ausgabe eines unterschiedlichen Musters von Fotodetektorzellen als in Fig. 4.
Fig. 6 ist ein grafisches Schaubild eines Eingangssignals nach der logarithmischen Kompression (VEINGANG) und dann nach dem räumlichen Mitteln (VAUSGANG).
Fig. 7 ist eine grafische Darstellung der VAUSGANG-Kurve nach Fig. 6 nach der räumlichen Differenzierung.
Fig. 8 ist eine grafische Darstellung der Nichtlinearität, die vorliegt, wenn die Eingaben in den Transkonduktanz-Verstärker größer als einige kT/q sind.
Fig. 9 ist eine grafische Darstellung, die eine Übergangszone von schwarz nach weiß zeigt.
Fig. 10 ist ein Funktionsdiagramm des Bandkantendetektorchips gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 11 ist ein Schaubild der Vorspannungsschaltung, die die Steuerspannungen für die Schaltung der Fig. 10 einstellt, wobei äußere Widerstände verwendet werden.
Fig. 12 ist ein Schaubild einer Schaltung eines vereinfachten Stromfühl-Verstärkers (CSA) und eines Komparators (COMP), die gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Fig. 13 ist ein grafisches Schaubild der Spannungsreferenzpegel und Signalwellenform, die von dem CSA und dem COMP der Fig. 12 verwendet werden.
Fig. 14 ist ein Blockschaubild der Steuerumgebung für den Bandkantendetektorchip der vorliegenden Erfindung.
Fig. 15 ist ein Schaubild der Bandeinstellung für kleine Azimut-Versetzung.
Fig. 16 ist ein Schaubild der Bandeinstellung für größere Azimut-Versetzung als der, die in Fig. 15 gezeigt ist.
Fig. 17 ist ein Schaubild eines Bandformats mit zwölf Datenspuren, wobei zwei ausgezeichnete Servospuren vorliegen.
Fig. 18 ist ein Schaubild von zehn ausgezeichneten Servospuren in Laufwegen von gestörten Lesekopfspalten.
Fig. 19 ist ein Blockschaubild der Steuerumgebung für den Bandkantendetektorchip mit den zusätzlichen Komponenten, die für die Servosteuerung erforderlich sind.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1 zeigt einen integrierten CMOS-Chip 10, der an einem typischen Magnetaufzeichnungskopf 20 angebracht ist. Die aktive Oberfläche des Chips 10 ist einem Magnetband 18 zugewandt und ist auf einem Magnetaufzeichnungskopf 20 angeordnet, wobei automatisierte Bandklebetechnologie verwendet wird, die in der Technik wohl bekannt ist. Die aktive Fläche des Chips 10 ist durch metallische Schichten geschützt, und eine Anordnung von Fenstern wird während der Metallisierung erzeugt. Die Fenster sind von 1 bis 42 numeriert, wie in Fig. 2 gezeigt. Hinter den Fenstern befinden sich integrierte Fototransistoren, die senkrecht zu der Transportrichtung des Magnetbandes 18 bewegt werden können. Eine Lichtquelle beleuchtet das Band 18 und die Oberfläche des Chips 10, die nicht von dem Band 18 abgedeckt ist. Das Band 18 läuft in enger Nähe zur Oberfläche des Chips 10, so daß eine scharf definierte Grenze zwischen der Schattenfläche und der ausgeleuchteten Fläche auf der aktiven Oberfläche des Chips definiert wird. Der Chip 10 kann in Kontakt mit dem Band 18 angeordnet werden, wenn Sorge dafür getragen wird, den Verschleiß zu verringern, indem zum Beispiel der Chip 10 dick mit Siliziumdioxid abgedeckt wird.
Die genaue Bestimmung der Position der Bandkante wird durch die innewohnende geometrische Genauigkeit erzeugt, die bei den Mustern gefunden wird, die während des Wafer-Herstellungsprozesses für integrierte Schaltungen erzeugt werden. Die Abmessungen können auf wenige Teile pro Million kontrolliert werden.
Eine oder zwei Indexmarkierungen, die bekannten Bildelemente- Zahlen auf dem Detektorchip 10 entsprechen, können mit einer imaginären Mittellinie ausgerichtet werden, die in einem oder mehreren Kanälen zwischen jedem Schreib- und Lesespalt 14, 16 läuft, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Die Indexmarkierung, die bekannten Bildelementen auf dem Detektorchip 10 entspricht, verhindert das zeitaufwendige Kantensuchen der Kante des Ban des 18, da, wenn einmal die Bildelemente-Zahl der Bandkante gefunden worden ist, die Schreib-Lese-Spalte 14, 16 auch lokalisiert werden können.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel eines Musters aus Fototransistoren, das in Silizium angelegt worden sind. Andere Halbleitermaterialien, so wie Galliumarsenid, können ebensogut benutzt werden, wie es in der Technik wohl bekannt ist. Das in Fig. 2 gezeigte Muster kann für hohe Auflösung verwendet werden, wobei ein Dimensionsort einer Kontrastkante erzeugt wird, wenn der Schatten von einem Aufzeichnungsband auf das Muster fällt. Die tatsächliche genaue geometrische Form, die verwendet wird, wird von verschiedenen Faktoren abhängen, einschließlich der Auflösung, der Lichtempfindlichkeit, den Signalverarbeitungselementen, die verwendet werden sollen, und der tatsächlichen Integration und Verdrahtung dieser Elemente, um Makrozellen zu bilden, die das ganze gezeigte Muster aufbauen. Die Fototransistoren in Fig. 2 überlagern sich teilweise in der Y-Richtung der Messung. Um die Auflösung zu vergrößern, ist es möglich, die Überlappung zwischen den Bildelementen zu vergrößern. Dies kann getan werden, da die unverarbeiteten Ausgangssignale analog sind. Auch können Fotosensoren in der Mitte der bearbeitenden Zellen enthalten sein. Weitere bekannte Verfahren zum Durchführen der Fotoerfassung können implementiert werden, sowie eine ladungsgekoppelte Vorrichtung (CCD), die in der Lage ist, eine größere Servo-Bandbreite zu erhalten.
Die Rohausgaben aus den einzelnen Bildelementen werden derart bearbeitet, daß ein glattes Intensitätsprofil erzeugt wird. Basierend auf diesem Profil wird der Ort der Bandkante abgeschätzt. Die Fototransistoren in Fig. 2 sind vier Einheiten in der "Y"-Richtung, und die Länge des lokalen Signalverarbeitungsteiles ist acht Einheiten. Zwei Einheiten werden für den Verdrahtungsraum zwischen den Zellen verwendet. Der Maßstab der Zeichnung in der "X"-Richtung kann variiert werden. Daher gibt Fig. 2 kein realistisches Bild der tatsächlichen Flächen, die für die Arbeitselektronik erforderlich sind. Die Schrittgröße zwischen den Zellen, d. h. in der X-Richtung, ist bei dieser Anordnung eine Einheit. Wenn eine ideale Kontrastkante in die Mitte eines Fototransistors fällt, wird der Ausgangsstrom aus diesem Transistor selbst zwischen dem "dunklen" Pegel und dem "hellen" Pegel seiner übernächsten Nachbarn liegen. Seine nächsten Nachbarn werden Ausgangsströme haben, die 25% und 75% der Lichtdifferenz entsprechen. Bei "überlappenden" Fototransistoren wird es die Aufgabe der Analogsignalverarbeitung sein, die Position, welche der Zelle mit dem 50% - Pegel entspricht, als die beste Abschätzung für die Position der Kante auszuwählen.
Das Blockschaubild der Zelle, das in den Fig. 3A und 3B gezeigt ist, führt die Basisfunktionen der Erfassung, logarithmischer Kompression, räumlicher Mittelung, räumlicher Differentiation, räumlicher Auswahl der physikalischen Zeile entsprechend der abgeschätzten Position der Bandkante und Einschalten oder Ausschalten der Verbindung zwischen den Knoten WTAC N-2 und WTAC N-1. WTAC N bezieht sich auf die Kommunikationsleitung zwischen mehreren Zellen. Jedes WTAC hat aktive Unterbereiche (einen Bereich für jeden Bandkantenbereich), in dem alle Schalter geschlossen sind. Auf diese Weise kann die Zeitantwort des "der Gewinner nimmt alles" verbessert werden, indem die kapazitive Belastung der Kommunikationsleitung verbessert wird. Zusätzlich können ein Transkonduktanz-Verstärker 42 und eine Stromquelle 52, die außerhalb des aktiven Unterbereiches liegen, gesperrt werden. Die Verwendung von Unterbereichen ist wichtig, da das Informationsmedium/Magnetband typischerweise Indexlöcher hat, um den Beginn des Bandes, das Ende des Bandes, Datenladepunkte, Datenendeflächen und Frühwarnungen zu markieren. Daten werden automatisch neu auf das Band geschrieben, wenn sie aufgrund des Frühwarn-Loches verlorengegangen sind. Daher muß der Teil des Chips, wo die Löcher laufen, inaktiviert werden. Die WTAC-Schalter, die Stromquellen 52 und ihr Vorspannungsschalter brauchen nur in regelmäßigen Intervallen eingesetzt werden, z. B. bei jeder vierzigsten Zelle. Der andere Typ der Analogverarbeitungszelle ist wie in Fig. 3B gezeigt.
Die folgende Beschreibung gilt für die Fig. 3A und 3B, wobei gleiche Bezugsziffern gleiche Teile bezeichnen. Der Hauptsignalstrom, der den Lichtfluß darstellt, geht von dem Bildelementeblock 30 zu dem Log-Block 32, wo der Logarithmus des Stromes berechnet wird. Der numerische Wert der Berechnung wird von dem tatsächlich verwendeten Halbleiterprozeß in der Fläche der Transistoren abhängen. Für die Rechnungen, die in dieser Anmeldung dargestellt werden, wurde eine Formel 3,47*ln(I/I0) für die Spannung, normiert auf Einheiten von kT/q verwendet. I0 ist abhängig von dem Prozeß und der Fläche der Transistoren und wird normalerweise für einen Einheitsflächentransistor berechnet. Der Faktor 3,47 hängt von dem Körpereffekt ab. Das Zwischensignal, das zu dem Transkonduktanz- Verstärker 34 geht, wird als eine Spannung dargestellt. Die Transkonduktanz Gm des Verstärkers 34 wird durch eine Spannung am Knoten GM1 gesteuert, der allen aktiven Zellen gemeinsam ist. Der Ausgangsstrom von dem Verstärker 34 treibt den Knoten "n", mit dem ein nichtlinearer Widerstand 36 verbunden ist. Die Nachbarzelle hat auch eine Verbindung über einen nichtlinearen Widerstand 38 zum Knoten "n". Die Widerstandswerte jedes nichtlinearen Widerstandes 36, 38 werden durch die Spannung auf dem NRB (Vorbelastung des nichtlinearen Widerstandes)-Eingangsknotens gesteuert. Zusammen mit der Transkonduktanz des Verstärkers 34 richten die kleinen Signalwiderstände jedes nichtlinearen Widerstandes 36, 38 die Raumkonstante des Netzwerks ein, das erzeugt wird, wenn mehrere Zellen in Reihe verschaltet werden. Die Raumkonstante wird somit durch die äußeren Spannungen gesteuert, die an den Knoten GM1 und die Steuereingänge NRB gelegt werden. Der Spannungsausgleich der nichtlinearen Widerstände 36, 38 (tatsächlich MOS-"Durchlaß"- Transistoren) wird durch eine automatische Vorspannschaltung 40, ein nichtlineares Widerstandsvorbelastungsnetzwerk, das sowohl die Spannung als auch die Vorspannung verfolgt, die am Knoten "n" der Zellen der nichtlinearen Widerstände 36, 38 entwickelt werden, gesteuert, um so den Körpereffekt der Durchlaßtransistoren 36, 38 zu kompensieren. Um die vollen "neuronalen" Vorteile im Hinblick auf die räumliche Auflösung eines solchen Widerstandsnetzwerkes zu erhalten, sollte die Dichte der Knoten hoch sein und die räumliche Konstante auf die gewünschte Auflösung eingestellt oder sogar an diese anpassbar sein. Der Transkonduktanz-Verstärker 42 ist vom Typ mit "weitem Bereich", d. h. seine Ausgangsspannung kann nahe an den Zufuhrschienen (festgelegten Signalpegeln) sein. Der Verstärker 42 nimmt die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten "n" und "n-1". Wenn die Lichtintensität mit wachsendem "n" zunimmt, fließt der inkrementale Strom aus dem Knoten "n", wenn die Fototransistoren als N-Dellen realisiert sind. Dann wird die Ausgangsspannung aus der Log-Schaltung 32 logarithmisch bei einer Zunahme der Lichteingabe abnehmen. Um einen positiven inkrementalen Strom aus dem Verstärker 42 zu erhalten, wenn es einen Lichtintensitätsgradienten in der positiven Richtung gibt, muß die Differenz genommen werden, wie es durch das "+" und "-" an den Eingängen des Verstärkers gezeigt ist. Die Transkonduktanz des Verstärkers 42 wird durch die Spannung am Knoten GM2 gesteuert, der allen aktiven Zellen gemeinsam ist. Diese Spannung kann ausgeschaltet werden, wenn sich die Zelle außerhalb des aktiven Bereiches befindet.
Das letzte lokale Verarbeitungselement der Zelle ist die "der Gewinner nimmt alles"-Schaltung 44. Sie besteht aus zwei Transistoren 46, 48. Die Eingangssignale in diese Zellen werden durch Ströme dargestellt, die durch den Verstärker 42 eingegeben werden. Bei dieser Anwendung werden die Ausgangssignale auch durch Ströme dargestellt, die gemeinsam mit AUSGANG-N bezeichnet werden, in den gezeigten Zellen. Während des Stromeingabeprozesses wird die Ausgangsspannung des Verstärkers 42 auf einen geeigneten Pegel ansteigen, der durch die Gleichstromleitfähigkeit des Transistors 48 gegeben ist. Wenn dies Leitfähigkeit zu gering ist, steigt die Spannung am Gatter des Transistors 48 an. Der Transistor 48 wird dann den Strom in den WTAC-N-Knoten treiben. Seine Spannung steigt, bis der Strom durch den Transistor 46 gleich dem eingegebenen Strom aus dem Verstärker 42 ist. Der eingegebene Strom wird nun "der Gewinner". Alle "der Gewinner nimmt alles"-Blöcke 44 und die WTAC-N-1/WTAC-N-Drähte simulieren Neuronen mit inhibitorischen Antworten, und sie teilen einen gemeinsamen Signalweg, um die Inhibition an alle Zellen zu kommunizieren. Da sich die Bandkante immer innerhalb eines engen Bereiches befindet, kann die Kommunikationsentfernung in Unterbereiche aufgebrochen werden, indem die Eingaben an die Schalter 50 gesteuert werden, wie es in Fig. 3A gezeigt ist. Abhängig von der Länge des überwachten aktiven Bereiches wird eine Referenzstromquelle 32 mit der WTAC-N-Leitung verbunden, es treten jedoch nur eine oder einige pro Unterbereich auf. Die Unterbereiche können frei und symmetrisch um den Ort des Bandes gelegt werden, wo die Eingaben in die Schalter von einem langen Schieberegister und Dekodierer kommen, und ein Ort der Unterbereiche hängt von dem tatsächlichen Muster ab, das in das Register geladen ist. Indem Unterbereiche verwendet werden, werden die Antwortzeiten des Systems stark verbessert, da die kapazitive Last durch die WTAC-Leitung minimiert wird. Jede Zelle ist in der Lage, einen Strom in den Knoten WTAC-N beizutragen, jedoch nur, wenn sein Eingangsstrom größer ist oder im Extremfall gleich anderen Strömen ist. Der größte Eingangsstrom wird immer "gewinnen". Die Signalströme, die "verlieren", werden durch den Transistor 46 geerdet, da der gewinnende Strom die gemeinsame Gatterspannung festlegt, die allen Neuronen innerhalb des aktiven Unterbereiches mitgeteilt wird. Die Leitfähigkeiten der entsprechenden Transistoren 46, 48 sind so hoch, daß sehr kleine Spannungen sich auf diesen Knoten entwickeln. Somit ist die gute Unterdrückung der "verlierenden" Signale der exponentiellen Beziehung zwischen der Gatterspannung und dem Transistorstrom zuzurechnen.
Die Schaltung der hier gezeigten Zellen ist nur in der Lage, positive Intensitätsgradienten zu erfassen. Dies ist ein Vorteil für die hier beschriebene Anwendung, da während des dynamischen Spurfolgens der Bandkante es bekannt ist, daß die Übergangszone von dunkel nach hell innerhalb des Unterbereiches liegt. Es müssen Werte nur von einer begrenzten Anzahl der Schaltknoten 50 genommen werden. Wenn ein kleines Staubteilchen auf dem beleuchteten Teil des Chips vorliegt, wird der erste negative Übergang zurückgewiesen werden. Wenn der nächste positive Übergang außerhalb des Unterbereiches liegt, wird er unterdrückt werden. Dasselbe gilt für die entgegengesetzte Polarität der Übergänge in einem Doppelkantendetektor, der unten beschrieben ist.
Beide Bandkanten können überwacht werden, um dem System Redundanz zu geben. Es gibt eine Notwendigkeit, sowohl die positiven als auch die negativen Intensitätsgradienten zu erfassen. Bei einem Serpentinen-Bandformat, das mit einem Aufzeichnungskopf des Typs, wie er in Fig. 1 beschrieben ist, beschrieben wird, kann der mittlere Chip in zwei Hälften aufgeteilt werden: Eine untere Hälfte für die Erfassung der negativen Übergänge, wobei die Polarität der Eingaben jedes Verstärkers 42 ist, wie in Fig. 3 gezeigt, und eine obere Hälfte für positive Übergänge, bei dem die Eingaben jedes Verstärkers 42 ausgetauscht sind. Da für die WTAC-Leitung Unterbereiche verwendet werden, kann sie für die Erfassung beider Bandkanten gemeinsam genutzt werden, die zwei aktive Bereiche haben. Als Alternative, um in einem System maximale Redundanz zu erhalten, können zwei vollständig unabhängige Systeme verwendet werden.
Fig. 4 zeigt ein Bearbeitungsschema der Momentanwerte, die logarithmisch komprimiert sind, entsprechend den Ausgaben aus den Zellen in Fig. 2. Die Rohausgaben aus den Zellen werden zunächst räumlich gemittelt. Um diese Funktion zu implementieren, wird ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk verwendet. Danach kann die Differentiation des Intensitätsprofils I(n) auf diese Weise definiert werden:
dI(n)/dn = I(n + 1) - I(n - 1)
Dieser Algorithmus gibt ein Maximum von dI(n)/dn für n = 13, wenn die Zelle n = 16 mit 50% des "hellen" minus "dunklen" Intensitätspegels beleuchtet wird. Wegen der gewichteten räumlichen Mittelung vor der Differentiation wird das Signal- Rauschen-Verhältnis stark verbessert. Die endgültige Position wird ausgewählt, indem in einer rein analogen Weise jede Ausgabe... n - 2, n - 1, n, n + 1, n + 2, ... des räumlich differenzierten Musters verglichen wird, was zu der abgeschätzten Position führt, die in Fig. 4 gezeigt ist. Die Kante wird immer noch bei n = 13 geschätzt. Die Signalpegel sind höher, aber die drei stärksten Pegel sind noch nahe beieinander, insbesondere, weil die Signalpegel Eingaben zu den nichtlinearen Transkonduktanz- Verstärkern sein werden. Der Transkonduktanz-Verstärker zeigt eine Tangens hyperbolicus-Übertragungsfunktion mit einem Grenzstrom als dem Vorbelastungsstrom der Eingangsdifferentialstufe. Dieser Strom kann für eine Unterschwellenwertoperation mit einer äußeren Vorspannung an das Gatter des Stromerzeugers im Differentialverstärker eingestellt werden. Der Transkonduktanz-Verstärker wird oft als ein Spannungsfolger mit einer begrenzten und extern gesteuerten Ausgabestromfähigkeit verwendet, der verwendet wird, um Signale zu duplizieren oder zu puffern, um (nichtlineare) Widerstandsnetzwerke zu treiben oder, wenn mit einem Kondensator beschaltet, als zeitlichen Integrator.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung verwendet ein anderes Differenzierverfahren. Die Schrittgröße zwischen den Zellen ist dieselbe wie in Fig. 2, das heißt, eine Einheit.
Fig. 5 zeigt die Signalverarbeitung der vier Einheits-Fototransistorzellen, wobei eine Überlagerungseinheit vorliegt. Die Differentiation der Intensität I(n) wird auf die folgende Weise durchgeführt:
dI(n)/dn = I(n) - I(n - 1)
Die höchste Ausgabe tritt bei n = 13 auf, mit einem in der Nähe gelegenen Punkt n = 14. Die Bandkante befindet sich dann bei n = 16. Somit liegt eine Versetzung zwischen dem tatsächlichen physikalischen Ort und dem abgeschätzten Ort vor.
In Fig. 10 sind die analog verarbeitenden Zellen mit p&sub0;, p&sub1;, p&sub2;,... pn, pn &sbplus; &sub1;, p&sub4;&sub0;&sub9;&sub5; markiert worden. Die Anzahl der Zellen ist gleich der maximalen Zahl, die durch 12 binäre Ziffern dargestellt werden kann. Die Numerierung der I/O-Anschlüsse jeder analog verarbeitenden Zelle entspricht der, die in den Fig. 3A und 3B gezeigt ist. Drei globale Steuerspannungen VGM2, VNRB und VGM1 werden an alle Zellen über Leitungen 3, 5 bzw. 6 gegeben. Diese Spannungen werden durch die Vorspannungsschaltung, die in Fig. 11 gezeigt ist, eingestellt. Sie können auch mit äußeren Widerständen programmiert werden, die durch die Eingangsanschlüsse R-EXT1, R-EXT2, ... bezeichnet sind, wie in Fig. 11 gezeigt, als Eingaben in die Vorspannungsschaltung. Externe analoge Steuerspannungen können auch auf die Vorspannungsschaltung gegeben werden, z. B., um VNRB einzustellen, die die räumliche Auflösung des Bildelemente- Mittelungsnetzwerkes festlegt. Während der Anlauf- und Anfangsstart-Prozeduren, um die Kanten des Bandes zu lokalisieren, kann VGM2 optional einen geringen Wert annehmen, um den Gesamtleistungsverbrauch des Chips zu verringern, wenn alle bearbeitenden Zellen freigegeben sind. Zu diesem Zweck sind R-EXT6 zusammen mit dem Steuersignal HIGH-GM2 als Eingänge zu der Vorspannungsschaltung hinzugefügt worden, wie es in Fig. 11 gezeigt ist.
Eine Reihe aus Schaltern, S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, ... SN..., die nahe bei der Reihe der bearbeitenden Zellen in Fig. 10 gezeigt ist, bildet den analogen Multiplexer.
Der Strom durch den Anschluß 7 der Zelle PN hat einen Doppelpfeil, was anzeigt, daß dieses der Strom von der gewinnenden Zelle ist. Der Schalter benachbart PN leitet diesen Strom zu der oberen Leitung, auf die durch alle Schalter zugegriffen werden kann, und zu dem Stromabfühlverstärker CSA. Das Stromsignal wird dann in eine Spannungssignal-Wellenform W1 umgewandelt. Alle anderen Schalter laden die verlierenden Ströme auf einer Blindleitung mit einer festgelegten Spannung VREF1 ab. Obwohl der gewinnende Strom ein digitalisiertes Signal mit einem bekannten Pegel ist, wird die Spannungsausgabe des Verstärkers CSA mit einer Referenzspannung VREF2 verglichen, bevor das Signal KANTENPULS zu dem D-Typ-Register des Zählers geschickt wird. Dies ist weiter in Fig. 12 veranschaulicht.
Der Stromabfühlverstärker CSA enthält ein Merkmal, das für diese Anwendung spezifisch ist, nämlich einen schwachen Hilfsstrom IREF, der die folgende Bedingung erfüllen muß:
n*I-Verlierer < IREF « I-Gewinner
wobei n die Anzahl aller verlierenden Ströme ist. Diese Ströme sind nicht notwendigerweise gleich, jedoch kann eine Summe der Ströme genauer sein. Da die Verliererströme extrem klein sind und da Unterschwellenwert- oder schwacher Inversionsbetrieb verwendet wird, kann die Gleichung leicht erfüllt werden. Der IREF-Strom bildet eine definierte niedrigpegelige Ausgabe des CSA, wenn die verlierenden Ströme abgetastet werden. Daher kann ein Spannungspegelübergang von niedrig nach hoch unter Kontrolle gehalten und minimiert werden, was die Schaltgeschwindigkeit verbessert. Weiter wird die exponentielle Rückkopplung für die CSA verwendet, was bedeutet, daß logarithmische Kompression auch stattfinden kann, wenn das Signal von einem Strom in eine Spannung umgewandelt wird.
Ein duales Stromschaltschema bietet einen großen Vorteil dahingehend, daß alle Leitungen auf einer konstanten Spannung gehalten werden: Die CSA wird eine virtuelle VREF1 (plus oder minus einer Eingangs-Offsetspannung) an ihrem Eingangsknoten für negative Rückkopplung zur Verfügung. Das Laden der Kapazität auf Masse der beiden langen Leitungen in dem Multiplexer wird somit vermieden, und der Analog-Multiplexer kann mit hohen Geschwindigkeiten arbeiten. Weiterhin bestehen die Schaltelemente selbst aus komplementären Durchlaßtransistoren, die das Ladungseinlaßproblem während des Schaltens minimieren.
Das Schieberegister für die Steuerung des Analogschalters arbeitet mittels einer einzigen Null, die sich von links nach rechts fortpflanzt. Am Ende jedes Zyklus verschwindet die Null nach rechts, und das globale ODER-Gatter erzeugt automatisch eine neue Null, die in das erste Flip-Flop, das mit SC&sub0; bezeichnet ist, an der nächsten Kante des CLK1-Pulses eingetaktet wird. Die Ausgabe des ODER-Gatters ist als SCAN* gezeigt. Dieses Signal setzt auch den Zähler 80 zurück, wie in Fig. 10 gezeigt. Dies wird getan, um den Zähler 80 mit dem Abtastschieberegister während des Startens des Systems zu synchronisieren, da der Anfangszustand des Abtastschieberegisters beim Starten unbekannt ist. Eine asynchrone Stop-Puls-Wellenform W2 wird zu der Zeit erzeugt, wenn das Bildelement N aufgenommen wird. Dieser Puls wird durch CLK1 synchronisiert und KANTENPULS genannt. Die 12-Bit-Zahl für N wird in serielle Form durch das Schieberegister 84 umgewandelt. Das SCAN* -Si gnal wird auch als eine Ausgabe an einen externen Kontroller geliefert, der den ausgelesenen Takt des Schieberegisters 84, SCK, mit dem Betrieb des Abtastregisters synchronisieren kann. Dadurch wird das Auslesen zu Zeiten, wenn sich die Daten in dem D-Typ-Register 82 ändern, vermieden. Wenn zwei aktive Unterbereiche verwendet werden (Zwei-Kanten-Erfassung), muß es zwei Momentanwertnahmen pro Zyklus geben.
Das Abnehmen der Signale SCAN* und KANTENPULS vom Chip ist auch sehr nützlich für Test-, Überwachungs- und Analysezwecke. Der Abtastpuls kann benutzt werden, um ein Oszilloskop zu triggern, und die Zeitposition des Kantenpulses ist eine Karte des Ortes der Bandkanten auf dem Chip. Wenn das Band läuft und der Chip in einer festen Position gehalten wird, kann ein Zeitintervall-Analysierer, so wie ein Typ HP5371A von Hewlett Packard verwendet werden, um statistisch die Positionen der Pulse zu analysieren. Herausgezogene Frequenzdomänendaten können dann verwendet werden, um die Eingabe in den Kopfservo selbst zu gestalten.
Das Maskenlayout kann es erfordern, daß der Zähler 80, das D- Typ-Register 82 und das Schieberegister 84 außerhalb des Chips angeordnet werden, um das Einkoppeln digitalen Rauschens in die niederpegeligen analogen Bearbeitungsschaltungen zu verringern. Das Rauschen vom Zähler 80, dem D-Typ-Register und dem Schieberegister 84 wird typischerweise größer sein als das Rauschen aus den voll differentiellen Implementierungen des Abtastregisters in dem Analog-Multiplexer und dem Bereichsauswahlregister.
Die Schieberegister R&sub0;, R&sub1;... RN... sind Bereichsauwahlregister, die in der Gestaltung ähnlich dem Rückkopplungs-Schieberegister sind, jedoch nicht kontinuierlich getaktet sind. Eine Sequenz, die aus 4096 Zuständen besteht, wird auf der Bereich- Leitung eingerichtet und durch CLK2 eingetaktet. Danach wird das Muster statisch in den Registern gehalten, indem CLK2 gestoppt wird. Der Inhalt der Register wird dann aus Einsen bestehen, gefolgt von einer Anzahl Nullen, die den aktiven Bereich festlegen, wo die Bandkante vorliegen muß. Der Rest der Zustände wird durch Einsen aufgefüllt, wenn ein einziger Unterbereich verwendet wird, oder es folgt ein neues Muster aus Nullen und Einsen für die doppelte Kantenerfassung.
Vor der endgültigen Unterbereichsauswahl wird eine statische Bandkantenerfassung (einzelne oder doppelte Kante) durchgeführt, wenn alle Zellen bei einem globalen Auswahlprozeß teilnehmen. Bei einigen Implementationen wird die Spannung auf der Leitung GM2 während des statischen Modus verringert, d. h. das Steuersignal HIGH-GM2* ist inaktiv.
Unterbereiche werden für den dynamischen Betrieb mit hoher Geschwindigkeit verwendet, wenn ein Band sich bewegt. Bevor der endgültige Unterbereich ausgewählt wird, muß bekannt sein, daß die Kante in den Unterbereich oder in Unterbereiche mit Sicherheit fällt. Unterbereiche bilden eine Option, und ihre Verwendung wird von der Antwortgeschwindigkeit abhängen, die während des dynamischen Spurfolgens erforderlich ist, d. h. von der Momentanwertnahmerate des Spurfolgerservo. Jedoch muß oftmals der Unterbereich verwendet werden, wenn Bandlöcher den Kantenerfassungsprozeß stören.
Ein weiteres Verfahren zum Verbessern der Antwortgeschwindigkeit ist das Digitalisieren des gewinnenden Stromes auf einen "festen" Pegel. Der Pegel liegt tatsächlich innerhalb eines engen Bereiches, der durch Offset-Effekte oder Fehlanpassungen zwischen Transistoren gegeben ist. Daher werden die Spannungsänderungen und Streukapazitätsladungen auf der Kommunikationsleitung, wie sie durch Leitung 1 in den Fig. 3A und B gezeigt ist, zwischen den Zellen klein sein, wenn der Gewinnerstrom sich mit der Zeit von Zelle zu Zelle verschiebt.
Fig. 3A zeigt die beiden Analogschalter mit gemeinsamen Steuersignalen SCHALTER-N und SCHALTER-N*, die optional verwendet werden können. Der erste wird in die "Der Gewinner nimmt alles"-Kommunikationsleitung eingesetzt, um sie kurzzuschließen, und die Antwortzeit zu verbessern und zu beschleunigen, indem Streukapazität verringert wird. Der zweite Schalter wird in Reihe mit der Vorspannungseingabe für den Verstärker 42 und der Gatterspannung der Referenzstromquelle 52 für das "Der Gewinner nimmt alles"-Netzwerk 44 gebracht. Fig. 10 veranschaulicht, daß Schaltsteuerleitungen zu allen verarbeitenden Zellen vorgesehen sind, obwohl nur eine Untermenge an Schaltern tatsächlich für das Beschleunigen des "Der Gewinner nimmt alles"-Netzwerks verwendet zu werden braucht. Die anderen Elemente des Bereichsauwahl-Schieberegisters werden benutzt, um die inaktiven Verstärker 42 (in Fig. 3A und B gezeigt) auszuschalten, um Energie zu sparen. Strom mag in einigen Fällen in dem oberen Teil des schwachen Inversionsbereiches nötig sein.
Fig. 12 zeigt in weiteren Einzelheiten den Stromabfühlverstärker CSA und die COMP-Blöcke der Fig. 10. Fig. 12 veranschaulicht auch, wie die Spannung VREF2 erzeugt wird. VREF2 kommt von der Vorspannschaltung, wie in Fig. 11 gezeigt, jedoch ist ihre Erzeugung innerhalb der gestrichelten Linien der Fig. 12 gezeigt, um das Verständnis zu erleichtern. Fig. 13 zeigt die Spannungspegel für die Wellenform W1 und W2 der Fig. 10 und 12.
VREF1 kann einen Wert Vdd/2 haben. Wenn die Verliererströme ausgetastet werden, stellt Iref sicher, daß die Ausgabe des Verstärkers CSA, W1, auf einem wohldefinierten Pegel von ungefähr 0,5 Volt innerhalb von VREF1 gehalten wird, wie in Fig. 13 gezeigt. Da aufgrund der logarithmischen Kompression die Signalspannungsabweichung von W1 klein ist, muß der Schwellwertpegel VREF2 des vereinfachten Komparators COMP in Fig. 12 VREF1 fol gen. Dies wird erreicht, indem der Transistor Q35 mit VREF1 verbunden wird. Die Spannung, die sich über diesen diodenverschalteten Transistor Q35 entwickelt, wird auch abhängig von VGM2 gemacht, die die tatsächliche Größe der Gewinnerschaltung steuert. Q35 ist vom selben Typ wie der Rückkopplungstransistor Qfb. Die Transistoren Q31 und möglicherweise Q32 und Q34 skalieren den Strom Q35 auf einen bestimmten Bruchteil des Pegels des Gewinnerstromes, angegeben durch IGEWINNER/K. Der Schwellwertpegel der Komparatoren kann somit leicht unterhalb des hohen Pegels für das Signal W1 gesetzt werden, was eine bessere Gesamtrauschgröße ergibt.
Der Komparator COMP ist als ein einfacher Differentialverstärker mit weitem Bereich gezeigt, d. h. seine Ausgangswellenform W2 geht von Schiene zu Schiene, wie in Fig. 13 gezeigt. Normalerweise bracht der Komparator COMP eine komplexere Gestaltung als die, die in Fig. 13 gezeigt ist.
Fig. 14 veranschaulicht die Steuerumgebung für den Bandkanten-Detektorchip 10. Die Servosteuerung beginnt, indem eine Referenzzahl in einen Steuer-, Filter- und digitalen Servoprozessor 100 eingerichtet wird. Ein Kontrollermodul 102 empfängt die gemessene Position der Bandkante von einer Lichtquelle 108, die Licht auf das Band projiziert, das einen Schatten auf den Bandkantendetektorchip 10 wirft. Ein SDATA-Signal, das die Bandposition anzeigt, wird an den digitalen Servoprozessor 102 geschickt, wo das Filtern durchgeführt wird, und der Fehler wird berechnet, indem das im Speicher 110 gespeicherte Programm verwendet wird. Das Fehlersignal geht zurück zu dem Kontrollermodul 102, das die notwendigen Hardwaretreiber enthält, um das Fehlersignal zu der Kopf-Antriebsmotorelektronik 104 zu übertragen. Bei einigen Implementierungen kann das Fehlersignal direkt von dem Steuer-, Filter- und digitalen Servorprozessor 100 zu der Motorelektronik 104 übertragen werden. In diesem Fall symbolisieren der Kopfantriebsmotor und die Moto ren 106 die Querbewegung des Kopfes, um den Fehler zu korrigieren, und der Bandkantendetektorchip mißt die tatsächliche Position der Bandkante, die wieder von dem Kontrollermodul 102 aus der SDATA-Leitung ausgelesen wird. Alle weiteren Bearbeitungsfunktionen, die für den Betrieb des Bandantriebs erforderlich sind, werden von einem Hauptprozessor 112 durchgeführt. Hilfswiderstände 114 entsprechen den Eingaben in die Vorspannschaltung des Bandkantendetektorchips 10, der in Fig. 11 gezeigt ist.
Die Technologie der räumlich integrierten Schaltungen und die Verfahren, die verwendet werden, um die Analog-Signalverarbeitung der vorliegenden Erfindung zu realisieren, sind in "Analog VLSI and Neural Systems (Analoge VLSI- und neuronale Systeme)" von Carver Mead beschrieben, das hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist. Herkömmliche digitale CMOS-VLSI-Schaltungen basieren auf komplementären N- und P-Kanal-MOS-Transistoren, die oberhalb oder unterhalb eines Leitungsschwellenwertes arbeiten. Die Schwellenspannung ist als eine Gatter- Quellen-Spannung definiert, wo die beweglichen Ladungen in den Kanälen beginnen, das Fließen des Kanalstroms zu begrenzen. Für MOS-Transistoren gibt es einen bestimmten Bereich der Gatterspannung unter der Schwelle, d. h. einen Bereich von Gatter-Quellen-Spannungen, in dem es eine exponentielle Beziehung zwischen der Gatterspannung und dem Senke-Quellen-Strom gibt. Der Strom in diesem Bereich wird durch einen rein natürlichen Diffusionsprozeß hervorgerufen. Für Gatterspannungen, die sich an die Schwellwertspannung annähern, endet der exponentielle Zuwachs im Strom. Die beweglichen Ladungen in dem Kanal stören den Diffusionsprozeß, d. h. sie beginnen, das Exponentialgesetz zu verschlechtern. Für die Gatterspannungen oberhalb der Schwellwertspannung nimmt der Strom im Quadrat zur Gatterspannung zu. Daher sieht man die Schwellenspannung besser als eine Übergangszone zwischen dem exponentiellen Unterschwellenbereich und dem Bereich mit quadratischen Gesetz an.
Für eine rein exponentielle Beziehung zwischen dem Senkenstrom und der Gatterspannung kann der Bereich der Gatterspannung zwischen 300 mv bis 700 mV gemessen werden. Dieser Bereich kann etwas variieren, abhängig von dem tatsächlich verwendeten CMOS-Prozeß. In diesem Bereich nimmt der Strom exponentiell über fünf Dekaden von 30 pA bis 3 uA zu. Die Transistoren werden für die analoge Verarbeitung in der Übergangszone und oberhalb nützlich, wenn das Exponentialgesetz für die Berechnung nicht benutzt wird, wenn ein nicht exponentieller oder nicht logarithmischer Grenzeffekt gewünscht wird oder wenn Spannungsfolge zum Anbinden von Signalen von außerhalb des Chips verwendet werden.
Mit Ausnahme der Effekte früher Spannungen, die teilweise durch das Längen-Breiten-Verhältnis der Transistoren gesteuert werden, ist der Senken-Quellen-Strom unabhängig von der Senken-Quellen-Spannung, wenn diese Spannung größer ist als einige thermische Spannungen kT/q. In diesem Punkt wird der MOS- Transistor gesättigt genannt.
Im Unterschwellenbereich verhalten sich die MOS-Transistoren auf eine bemerkenswert vorhersagbare Weise. Extrem geringer Energieverbrauch liegt bei einer typischen Dissipation pro Transistor in dem nW-Bereich. Vollständige Detektorchips sind möglich, welche integrierte Photodetektoren unter den analogen Verarbeitungselementen enthalten.
Bei einem CMOS-Prozeß können die Fotodetektoren als vertikale bipolare Fototransistoren realisiert werden. Die Basen der Transistoren sind isolierte, diffundierte Dellen, auf die Licht durch Öffnungen oder Fenster in einer metallischen Maske fallen kann. Die Emitter sind diffundierte Gebiete in der Delle, und das gemeinsame Substrat bildet die Kollektoren. Wenn die auftreffenden Photonen Energien haben, die größer sind als die Bandbreite von Silizium, werden Elektron-Loch-Paare er zeugt. Für einen N-Dellen-Prozeß sind die Basen der Transistoren aus Material vom N-Typ. Die erzeugten Basiselektronen werden die Energiebarriere vom Emitter zur Basis erniedrigen und eine Zunahme des Flusses der Löcher vom Emitter zum Kollektor hervorrufen. Für einen herkömmlichen Transistor gibt es eine große Verstärkung, die diesem Prozeß zugeordnet ist. Der Ausgangsstrom vom Fototransistor wird proportional zur Intensität des Lichtes sein.
Logarithmische Kompression ist eine der leistungsfähigsten analogen Bearbeitungsfunktionen, die realisiert werden kann, wobei Unterschwellenelemente verwendet werden. Bei Verwendung logarithmischer Kompression können log-Detektoren über mehr als vier Dekaden der Lichtintensität arbeiten, und die Empfindlichkeit auf Streulicht wird stark reduziert. Indem die Differenz zwischen den logarithmischen Ausgangsspannungen von zwei Bildelementen gebildet wird, erhält man ein Maß für das Kontrastverhältnis, das unabhängig von den tatsächlichen Pegeln der Lichtintensität ist.
Bei der vorliegenden Erfindung ist die logarithmische Kompression aufgrund der Variationen in den Lichtintensitäten und wegen der einfachen Implementierung sehr nützlich. Das innewohnende Kontrastverhältnis des Bandmediums kann einfach gefunden werden, indem die Spannungsdifferenzen genommen werden. Zusätzlich kann logarithmische Kompression bei überlappenden Zellen verwendet werden, d. h. die Bandkante kann innerhalb einer festen Abweichung von der Mitte der Kante bestimmt werden.
Fig. 3A, wie zuvor beschrieben, zeigt, wie logarithmische Kompression verwendet wird. Die Differenz zwischen den Logarithmen der "Hell"- und "Dunkel"-Pegel stellt den Logarithmus des Kontrastverhältnisses der "Hell"- und "Dunkel"-Pegel dar. Diese Zahl ist einfach als der Kontrast selbst definiert. Der Kontrast kann auch als die Differenz zwischen den Lichtintensitäten definiert werden; jedoch ist die relative Kontrastverhältniszahl, die hier verwendet wird, unabhängig von dem Beleuchtungspegel. Stattdessen hängt sie von der Lichtdurchlässigkeit des Bandes, dem Reflexionsvermögen der Halbleiteroberfläche, ihrer Beschichtung, usw. ab. Ein Aufzeichnungsband wird normalerweise mit einer Spezifikation für ein maximales Lichtdurchlässigkeitsvermögen von ungefähr 2% des einfallenden Lichtes hergestellt.
Fig. 6 zeigt zwei Kurven, "VEINGANG" und "VAUSGANG", die auf der Basis eines typischen minimalen Kontrastes berechnet werden. Die mit "n" markierte Achse stellt die Bildelemente-Anzahlen in der Y-Richtung in Fig. 2 dar. Die Y-Achse in Fig. 6 ist in Einheiten der thermischen Spannung, d. h. kT/q, angegeben. "VEINGANG" ist die Signaleingabe direkt nach der logarithmischen Kompression. Für Zahlen n bis 6 ist der Signalpegel als Null gewählt worden. Für n größer oder gleich 10 ist der Signalpegel maximal. Die Schrittgröße zwischen den Bildelementen ist ein Viertel der Breite des Bildelementes, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Das Signal "VEINGANG" wird von dem hier gezeigten Idealen abweichen. Solche Abweichungen können als Rauschen in dem System betrachtet werden. Das Signal "VAUSGANG", in Fig. 6 für eine Raumkonstante 2 gezeigt, wird auf diese Variationen weniger empfindlich sein. Daher ist "VAUSGANG" eine räumlich gefilterte Version von "VEINGANG", und das räumliche Rauschen kann teilweise aus dem Eingangssignal entfernt werden.
Fig. 7 zeigt "VAUSGANG" aus Fig. 6, nachdem es räumlich differenziert worden ist, indem die Spannungsdifferenzen von n- (n-1) genommen werden. Der Ort der Bandkante ist zu n = 7 geschätzt worden, innerhalb einer Entfernung von fast einem kT/q von der Ausgabe bei n = 8. Wenn die Differentiation direkt bei dem "VEINGANG" Signal in Fig. 6 durchgeführt worden wäre, würde die Entfernung 8,97 in Einheiten von kT/q gewesen sein. Indem diese Raumkonstante leicht verkleinert wird, kann eine Entfernung von beispielsweise 2 kT/q leicht erhalten werden. Die Momentanwertnahmepunkte in dem Signal in Fig. 7 werden die Eingaben in einen Transkonduktanz-Differentialverstärker 42 sein, wie es in den Fig. 3A und 3B gezeigt ist. Diese Verstärker 42 sind bemerkenswert nichtlinear, wenn die differentielle Eingabe größer ist als einige kT/q.
Fig. 8 ist ein Beispiel einer solchen Nichtlinearität. Die tatsächliche Stromausgabe, die den Momentanwerten in Fig. 7 entspricht, wird stark komprimiert, wenn die Eingabe ungefähr 2 kT/q überschreitet. Die absoluten Pegel der Momentanwertnahmepunkte in Fig. 7 sollte nicht außerhalb des in Fig. 8 gezeigten +/-5 kT/q Eingangsbereiches sein. Je höher die absoluten Pegel der einzelnen Pegel sind, desto größer müssen die Abstände sein, um die Punkte in Fig. 7 zu trennen.
Bei einem scharfen Übergang von "schwarz" nach "weiß" ist es möglich, eine Systemauflösung zu erhalten, die kleiner ist als die Breite der einzelnen Bildelemente. Dies ist wichtig, weil in einem typischen Halbleiterprozeß mit einer minimal gezogenen Gatterbreite von ungefähr 1 um die Gestaltungsregel für den minimalen Abstand zwischen zwei metallischen Spuren eine Fensterbreite von 2 um festlegen. In den Beispielen der Fig. 2 und Fig. 6 ist eine Auflösung von einem Viertel der Breite des Bildelemente-Fensters erreicht worden. Grundsätzlich könnte eine Auflösung von 0,5 um bei einem 1 um-Prozeß erhalten werden, aber dies wird durch Effekte optischer Beugung begrenzt sein.
Fig. 9 zeigt ein praktischeres System, bei dem eine Übergangszone von "schwarzen" nach "weißen" Pegeln immer vorliegen wird. Die Signale "VEINGANG" und "VAUSGANG" sind in der Figur gezeigt, wenn die Übergangszone von n = 11 bis n = 21 läuft. Die Zone wurde als ein linearer oder "abgestufter" Übergang von "schwarz" nach "weiß" modelliert. Die Breite der Zone beträgt das Eineinhalbfache der Breite eines einzelnen Bildelemente- Sensors, und jedes Bildelement ist um ein Viertel der Zellenbreite versetzt. Die grafische Darstellung "VEINGANG" ist somit das Ergebnis des Integrierens der Lichtintensität über alle neun Bildelemente, die sich innerhalb der Übergangszone befinden und des Einstellens der Lichteingabe an die anderen Bildelemente auf "schwarzer" bzw. "weißer" Pegel. Die Raumkonstante in Fig. 9 ist 2, und das Kontrastverhältnis ist 50, wie es in Fig. 6 verwendet wurde.
Das räumliche Mitteln, zuvor diskutiert, kann auch durchgeführt werden, indem diese Technologie integrierter Schaltungen verwendet wird. Eingaben aus einer Anordnung von Fotosensorschaltungen (Bildelementen) tragen jeweils einen Strom an einen Knoten eines Widerstandsnetzwerks. Die tatsächliche Spannung, die sich auf dem Knoten entwickelt, wird eine gewichtete Summe der Eingaben an alle Knoten in dem Netzwerk sein. Die Gewichte nehmen geometrisch ab, wenn die Entfernung von dem Knoten zunimmt. Ein solches Netzwerk hat eine zugeordnete "Raumkonstante", und der Stromtrieb an jedem Knoten wird durch den Steuerstrom begrenzt, der für die Transkonduktanz-Verstärker eingestellt ist. Somit wird ein glattes Mittel, unanfällig für falsche schlechte Eingaben, berechnet.
Die Realisierung eines Netzwerkes mit sehr hohem Widerstand in einem Standard-CMOS-Prozeß kann mit einem sogenannten "horizontalen Widerstand" durchgeführt werden, der kein Widerstand im üblichen Sinne ist, sondern aus zwei MOS-Durchgangstransistoren besteht, bei denen der Kanalwiderstand elektronisch gesteuert werden kann. Diese "Widerstände" arbeiten in dem Unterschwellenbereich. Eine sehr nützliche Eigenschaft des horizontalen Widerstandes ist, daß die grafische Darstellung von Strom gegen Spannung nichtlinear ist und einer tangens hy perbolicus-Funktion folgt. Der Strom sättigt für Eingangsspannungen größer als etwa 150 mV. Aus diesem Grund ist es möglich, glatte, fehlerresistente Mittel zu berechnen und auch Segmentierung zu erhalten. Beide Transkonduktanz-Verstärker, die das Netzwerk und die horizontalen Widerstände selbst treiben, werden sättigen, wenn die Eingangsspannungen einige wenige thermische Spannungen kT/q überschreiten. Wenn eine Kontrastgrenze in dem eindimensionalen "Bild"-Eingang an die Fotorezeptoren vorliegt, werden die berechneten Knotenspannungen auf dem horizontalen Widerstandsnetzwerk diesen Kontrast widergeben und das Bild in glatte Flächen aufteilen.
Fig. 1 zeigt zusätzlich eine herkömmliche Steuervorrichtung zum Positionieren der Kanten des Magnetmediums oder der Datenspur selbst, wobei die dynamische Positionsinformation für den Magnetaufzeichnungskopf verwendet wird, die lokal in analoger Form ohne die Notwendigkeit des Digitalisierens der Eingabe verarbeitet wird. Die Steuerung der Position der Schreib/Leseköpfe 14, 16 wird durch ein System durchgeführt, wie es im US- Patent 4,679,104 offenbart ist, das hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist. Während der Schreiboperation folgen die Schreib/Leseköpfe 14, 16 entweder einer Bandkante oder einer mittleren Position, die durch beide Kanten festgelegt ist. Für einige Bandformate kann die untere Kante für eine Hälfte der Spuren verwendet werden und die obere Kante für die andere Hälfte der Spuren. Dies ist nützlich beim Verringern der temperaturabhängigen Variationen der Spurposition. Basierend auf der tatsächlichen Bandbreite, die gefunden worden ist, und des tatsächlichen Bandformates bei der Verwendung werden die Spurpositionen berechnet, so daß Schutzbänder gleicher Breite an beiden Bandkanten erzeugt werden. Die tatsächlichen Positionen für jede Spur werden in einer Schreibtabelle gespeichert, als Speicher 26 gezeigt. Wenn ein Kopf benutzt wird, bei dem während des Schreibens gelesen wird, liegt der Lesespalt mit dem Schreibspalt ausgerichtet, und er wird automatisch den Bewe gungen des Kopfes folgen, der sich unter Servosteuerung befindet.
Während des Lesemodus ist die Einleitungsprozedur leicht unterschiedlich von der Schreibprozedur dahingehend, daß die exakte oder optimale Position für den Kopf durch Referenzpulse festgelegt werden kann, die vor dem Beginn der Datenspuren für jede Aufzeichnungsrichtung auf dem Band 18 angebracht werden. Somit kann die Toleranzversetzung zwischen dem Schreibspalt und dem Lesespalt ausgeschaltet werden. Wenn die Referenzpuls- Prozedur, modifiziert für die Servosteuerung, verwendet wird, wird der Kopf unterhalb der nominalen Positionen der Referenzpulse positioniert, und eine Leseoperation wird unter Bandkantenservosteuerung begonnen. Das Lesesignal läuft durch einen Bandpaßfilter mit einer Mittelfrequenz, die der erwarteten Frequenz vom Referenzpuls entspricht. Der Kopf wird dann unter Servosteuerung nach oben bewegt, bis ein Schwellenwertdetektor signalisiert, daß der Lesespalt sich über dem unteren Teil des Referenzpulses befindet. Die Positionszahl für den Kopf wird in dem Speicher 26 gespeichert. Dann wird der Lesespalt gut oberhalb des Referenzpulses bewegt, und der Kopf wird nach unten bewegt, bis der Schwellenwertdetektor signalisiert, daß der obere Teil des Referenzpulses gefunden worden ist. Eine Positionszahl für die Referenzpuls-Mittellinie wird dann berechnet. Diese Mittellinie wird mit einer Mittellinie durch die entsprechende Datenspur übereinstimmen. Ein typisches System wird dann alle Zahlen in der Spurtabelle korrigieren, die für die Schreiboperation verwendet wird, und eine neue Lesetabelle erzeugen. Bei dem gegenwärtig verwendeten Serpentinenspurformaten werden viele Referenzpulse zur Verfügung gestellt. Die Anzahl der Referenz-Spurausrichtungen zur Verwendung wird von der tatsächlichen Genauigkeit abhängen, die während des Schreibens eingesetzt wurde, d. h. der Bandkantendetektorchip 10 und das Spurservorsystem müssen auch Bänder lesen, die durch andere Mitbewerbersysteme beschrieben worden sind. Bei einem Qualitäts-Bandlaufwerk ist es nur notwendig, zwei Referenzpulse zu lesen, einen für jeden Aufzeichnungskanal, d. h. die Aufzeichnungsrichtung, vorwärts oder rückwärts.
Wenn der Detektorchip 10 so eingerichtet worden ist, daß er in dem statischen Modus arbeitet und die Positionen der Kante am Beginn des Bandes bekannt sind, kann man entweder beginnen, Daten im dynamischen Spurfolgermodus zu schreiben oder man kann eine neue Bandqualifikationsprozedur durchführen. Dies ist erforderlich, da die Bandkanten während des übermäßigen Nutzens der Kassette beschädigt worden sind, oder es können Produktionsfehler auf dem Band vorliegen. Bandkantenfehler geben an, daß die Kassette für die hochzuverlässige Speicherung von Daten nicht benutzt werden soll. Zwei unterschiedliche Operationen können durchgeführt werden, um die Qualifikation des Bandes festzulegen, bevor Daten geschrieben werden: Ein "Spurwiederholbarkeitstest" und ein "Banddefekttest".
Der Spurwiederholbarkeitstest überprüft die spezifizierte dynamische Variation der Spurbewegung auf dem Band. Für eine 0,250 Zoll-Bandkassette ist dies typischerweise als +/-0,013 mm für den ersten Schreibdurchlauf nach dem Bandkonditionieren spezifiziert. Die Variation in der entgegengesetzten Richtung sollte +/-0,025 mm nicht überschreiten. Das Bandkanten-Servo wird gesperrt und das Band wird konditioniert, indem es vom Beginn des Bandes zum Endes des Bandes laufengelassen wird und wieder zurück zum Beginn des Bandes. Dann läuft das Band in der Vorwärtsrichtung. Die Position beider Kanten wird überwacht und im Speicher als eine Datenanordnung mit variabler Länge gespeichert. Eine räumliche Tiefpassfilteroperation wird durch den Servoprozessor 100 durchgeführt, in Fig. 14 gezeigt. Das Ergebnis wird wieder im Speicher gespeichert, und die Rohdaten werden entsorgt. Das Tiefpassfiltern der Daten kann durchgeführt werden, wenn das Band läuft, indem ein digitaler Hardwarefilter (nicht gezeigt) in dem Servoprozessor eingebaut wird oder indem der Filter in der Firmware implementiert wird. Der Mittelwert der beiden eindimensionalen Anordnungen wird berechnet und im Speicher gespeichert. Diese Mittelwertanordnung stellt das Wandern der Mittellinie des Bandes und der zu beschreibenden Datenspuren dar. Die Abweichung wird zwischen der gemessenen Mittellinie und einer Linie des "besten Anpassens" durch dieselbe Mittellinie berechnet. Wenn diese Mittellinie einer Entfernung entspricht, die größer ist als der maximale erlaubte Wert, kann der Qualifikationsprozeß angehalten werden, und ein Signal, das die fehlerhafte Querbewegung des Bandes in der Vorwärtsrichtung angibt, kann angezeigt werden. Das Band wird dann in die Rückwärtsrichtung laufengelassen, wobei dieselbe Prozedur wiederholt wird und die tatsächliche Spezifikationsgrenze verwendet wird.
Der Banddefekttest liefert Zwei-Kanten-Erfassung, wobei ein erster Durchlauf des Defekttests nur der oberen Kante des Bandes folgt, und das Programmodul überprüft die untere Kante auf Defekte. Bei einem nachfolgenden Durchlauf folgt der Servo der unteren Kante, und das Programmodul überprüft die obere Kante auf Defekte. Das Firmware-Modul hält die Spur der Bandposition, indem die Anzahl der Pulse vom Bandantriebsmotor gezählt wird.
Das Verfahren des Banddefekttests wird wie folgt durchgeführt: Die Bandgeschwindigkeit wird auf gut unterhalb der normalen Betriebsgeschwindigkeit reduziert, um eine richtige räumliche Momentanwertnahme der möglichen Kantendefekte zu ermöglichen. Rohdatenpunkte werden durch einen Bandpaßfilter in dem Steuerungs-, Filter- und digitalen Servoprozessor 100 geführt, wie es in Fig. 14 gezeigt ist. Eine Schwellenwertdetektorfunktion folgt dem Bandpaßfilter. Der Bandpaßfilter kann ein kombinierter Tiefpaß mit einer hohen Abschneidefrequenz und Hochpaß mit einer niedrigen Abschneidefrequenz sein. Die Tiefpaßfunktion wird benötigt, um Fehlerrauschen in den einzelnen Datenpunkten zu entfernen, und die Hochpaßfunktion wird verwendet, um niederfrequente Inhalte zu entfernen, d. h. den laufenden Mittelwert der Bandkantenposition. Wenn der Spurwiederholbarkeitstest zuerst gefahren wird, wird der laufende Mittelwert für die Bandkantenposition berechnet und im Speicher gespeichert, und dies kann dann verwendet werden, um den Mittelwert zu entfernen, wenn nach Fehlern gesucht wird. Dies geschieht mit hoher Genauigkeit, da Messungen gezeigt haben, daß Querbewegungen des Bandes reproduzierbar sein werden, wenn das Band gut neu konditioniert worden ist, wenn der Test beginnt.
Wenn ein gefiltertes Signal einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, wird das Signal in dem Speicher zusammen mit der Bandposition gespeichert. Die Defektspeicherroutine hat sowohl "Pre-Trig" als auch "Post-Trig"-Funktionen, so daß eine bestimmte Anzahl von Datenpunkten beide vor den Eintrigger- und nach den Austriggerpunkten vom Schwellenwertdetektor gespeichert werden. Die Defektdaten können dann später aus dem Laufwerk übertragen werden, für externe Analysen oder Überprüfung durch den Menschen.
Das Verfahren kann auch durchgeführt werden, indem das Bandlaufwerk angehalten wird, und das Band langsam zurück an die tatsächliche Position gespult wird, an der der Defekt aufgetreten ist, so daß der Defekt unmittelbar vor dem Magnetaufzeichnungskopf positioniert ist. Der Benutzer kann dann die Bandkassette von dem Laufwerk entfernen und das Band manuell untersuchen und entscheiden, ob der Defekt so schwerwiegend ist, daß das Band entsorgt werden muß.
Zusätzlich zu dem Bandkanten-Spurfolgerservo, der oben diskutiert worden ist, kann die automatische Einstellung des Aufzeichnungskopfes durchgeführt werden, indem der Azimut-Winkel überwacht wird. Der Azimut-Winkel, wie es in der Technik bekannt ist, ist die Abweichung, die von einer imaginären Mit tellinie durch und parallel zu den Schreib- und Lesespalten und der Normalen zur Bandkante gebildet wird. Idealerweise ist dieser Winkel 0º oder kann auf einen unterschiedlichen Winkel eingestellt werden, wenn Azimut-Aufzeichnung absichtlich verwendet wird, um die Kreuzkopplung zwischen Spuren zu verringern. Diese automatische Einstellung wird durchgeführt, indem zwei zusätzliche alleinstehende Fotosensoren 11, 13, wie in Fig. 1 gezeigt, an der oberen Kante des Bandes 18 und innerhalb der Außenkanten des Bandkanten-Sensorchips 10 angeordnet werden. Eine imaginäre Linie, die zwischen den beiden Sensoren, 11, 13 läuft, entspricht einer Kante des Bandes 18, der oberen Kante, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Die empfindlichen Flächen der Sensoren 11, 13 sind sehr klein, so daß in zwei lokalen Gebieten gleichförmige Lichtintensität vorliegt. Jedes Gebiet enthält zwei lichtempfindliche Elemente, 11A, 11B und 13A, 13B. Die Entfernung zwischen den beiden Sensoren 11, 13 wird in Fig. 16 mit "1" bezeichnet. Die Ausgaben aus 11A, 11B und 13A, 13B werden unabhängig durch lokale Schwellenwert-Differentialverstärker verglichen, die in dem Bandkanten-Detektorchip 10 enthalten sind.
Die Ausgaben der Sensoren 11A, 11B und 13A, 13B werden an eine Schaltung geliefert, wie es in Fig. 3C gezeigt ist. Fließgattertechniken können verwendet werden, um die totale effektive Versetzung zwischen den "REF"- und "ABFÜHL"-Elementen in den Sensoren 11, 13 zu korrigieren, wenn sie mit konstanter Lichtdichte während der Testprozesse des Detektorchips selbst beleuchtet werden.
Die Azimut-Einstellung wird durchgeführt, indem ein Band parallel zu der Referenzebene der Kassette (innerhalb kleiner Toleranzen) eingesetzt wird. Der Magnetkopf 20 wird toleranzbehaftet eingebaut, was später fein eingestellt wird.
Um zu verhindern, daß das Band 18 an dem Kopf 20 haftet, wenn der Kopf 20 bewegt wird, kann das Band 18 während einer Einstellprozedur hin- und herbewegt werden. Der Magnetkopf 20 und der Detektorchip 10 werden nach oben bewegt (oder nach unten, wenn die Sensoren 11, 13 für die untere Kante positioniert sind), so daß beide Sensoren 11, 13 beleuchtet werden, was von beiden Sensoren 11, 13 logische "Hoch"-Ausgaben hervorruft. Die Offset-Spannung, die in den Differentialverstärker oder den Schwellwertkomparator in Fig. 3C eingebaut ist, hat eine Polarität, die sicherstellt, daß die Ausgabe "hoch" ist, wenn die Eingangsspannungen von dem "REF"- und "ABFÜHL"-Fototransistor gleich sind, oder innerhalb einer Offset-Spannung liegen. Damit ist die Ausgabe aus der Detektorschaltung in Fig. 3C "hoch", wenn sowohl die Elemente "REF" 11A, 13A als auch "ABFÜHLEN" 11B, 13B beleuchtet sind, entweder mit Intensität "hell" oder "schwarz". Dann wird der Kopf 20 nach unten bewegt, bis eine (oder beide, wenn der Azimut-Winkel zufällig nahe bei θ ist) Ausgabe "niedrig" wird. Eine solche Ausführungsform ist in Fig. 15 gezeigt, in der die Ausgaben aus den Elementen 11A, 11B auf "schwarzen" Pegeln sind, weil der Sensor über eine zu große Entfernung nach unten bewegt worden war. Der Kopf 20 wird nun wieder nach oben bewegt, bis 11A beleuchtet ist und 11B im Schatten ist. Die Ausgabe von Sensor 11 wird dann "niedrig" sein. Somit wird ein Signal "niedrig" von der Schaltung in Fig. 3C nur geliefert, wenn die Bandkante zwischen den Elementen "REF" 11A, 13A und "ABFÜHLEN" 11B, 13B liegt. Wenn der Kopf 20 und der Detektorchip 10 um einen Winkel 6 gedreht werden, befinden sich die Sensoren 11, 13 an Positionen 11' und 13', wie es in Fig. 15 gezeigt ist, wobei beide "niedrige" Ausgangssignale haben. Wenn der anfängliche Azimut-Fehler groß ist oder die geometrische Entfernung "1" zwischen den Sensoren 11, 13 groß ist, können die Ausgaben von den Sensoren 11, 13 während der Drehung auch beide "hoch" sein, wie es in Fig. 16 gezeigt ist. Wenn das Drehzentrum "0" sich in Fig. 16 befindet, d. h. wenn die nominalen Positionen der Sensoren 11, 13 symmetrisch in bezug auf die Linie durch "0" senkrecht zu der Referenzebene angeordnet werden, kann der Kopf 20 auf einen Azimut-Winkel mit entgegengesetztem Vorzeichen gedreht werden und angehalten werden, wenn der Sensor 13 zu "niedrig" geht. Der Gesamtwinkel wird während dieser Prozedur gemessen, und der Kopf 20 wird zurück in die erste Position oder darüber hinaus gedreht, wobei Hysterese berücksichtigt wird, wenn nötig. Dann wird eine neue Drehung mit dem bekannten Halbwinkel begonnen, der durch das Azimut-Steuersystem berechnet worden ist.
Eine weitere Ausführungsform ermöglicht es, daß ein Schrittmotor 24 den Kopf 20 nach oben bewegt, so daß die Bandkante dem Sensor 11 folgt und bewirkt, daß sein Ausgang "niedrig" wird. Dieses Folgen wird fortgesetzt, bis der Sensor 13 "niedrig" wird.
In Fig. 16 wurden die folgenden Entfernungen bei der Berechnung benutzt. Die Entfernung zwischen den Sensoren 11, 13 beträgt 1 = 2,5 mm. Ein Azimut-Winkel von 2,9 mrad wird verwendet, und ein Delta vertikal dv vo 7,25 um ergibt sich. Für den Azimut-Detektor ist es somit erforderlich, daß er eine Auflösung besser als dv hat. Ein standardmäßiger digitaler CMOS- Prozeß gegenwärtiger Technologie, der Öffnungen von 3 um mal 3 um definiert, ist möglich.
Bei einer weiteren Ausführungsform kann das Kantenerfassungssystem kompatibel mit den vorgeschlagenen QIC-Standards mit ausgezeichneten Servobandformaten sein, ebenso wie mit Datenspurformaten, die mit anderen Servosystemen geschrieben worden sind, so wie Bandformaten, welche ausgezeichnete magnetische Servospuren auf vorformatierten Kassetten verwenden, z. B. QIC 6000, 6 GByte und 10,5 GByte, beides vorgeschlagene QIC-Standards.
Das Kantendetektorsystem benutzt zwei Kanäle, da kein Servo schreibkopf erforderlich ist. Die mechanischen Genauigkeiten der Orte der Spuren werden indirekt eingerichtet, wobei ein Rückkopplungssystem benutzt wird, bei dem die genaue Referenzeingabe von einem Fotosensormuster auf dem Bandkanten-Detektorchip kommt. Ein programmierbarer Bandlochdetektor auf dem Chip kann dieselben Photosensoren benutzen wie der Bandkantendetektor.
Der Kopf, mit dem beim Schreiben auch gelesen wird, muß jedoch mit drei Kanälen ausgestattet sein, damit er mit bestimmten ausgezeichneten Servoformaten kompatibel ist, da einige Formate zwei unterschiedliche physikalische Abstände zwischen parallel beschriebenen Spuren benutzen. Jedoch wird kein spezieller Servoschreibkopf benötigt, der kompatibel sein muß, da bezüglich Servo vorformatierte Bänder gekauft werden können, wenn Bandaustausch erforderlich ist.
Fig. 17 veranschaulicht ein Bandformat mit zwölf Datenspuren, wobei zwei ausgezeichnete Servospuren vorgesehen sind. Sie gibt auch den verfügbaren linearen Betriebsbereich an.
In Fig. 17 ist die Mittelposition der Servospur 50 so definiert, daß sie die untere Kante 1 der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte 3 in dem Konstantwellenlängenmuster 4 ist. Ähnlich ist die Mittelposition für die Servospur 51 an den oberen Kanten 2 der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte 3 gezeigt. Während des Lesens oder Schreibens auf den Spuren OA und OB befinden sich die Lesespalte an den Positionen 211, 212 und 213, wie es am linken gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitt in Fig. 17 gezeigt ist.
Wenn das Band in eine entgegengesetzte Richtung bewegt wird, befinden sich die Lesespalte an Positionen 221, 222 und 223. Wenn daher der Lesekanal 2 die Servospuren liest, können logische Spuren OA, OB, 1A und 1B gelesen werden. Danach wird der Lesekanal 1 für den Servo verwendet, gezeigt an den Lesespalt- Positionen 231 und 241. Während des Servobetriebs werden Momentanwerte an den gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitten 3 und zwischen diesen genommen, um den 100% Referenzpegel zu erhalten.
Fig. 17 zeigt einen linearen Betriebsbereich für den Servo als +/-1/2-Lesespaltbreite. Da die Lesespaltbreite enger ist als die beschriebene Spur, d. h. die Lesespaltbreite sich von 55% bis 70% der beschriebenen Spur ändern kann, wird die erste Begrenzung die abschneidende sein. Wenn jedoch der Spalt nach außerhalb des Servogebietes verschoben wird, kann eine gefährlichere Situation vorliegen. Wenn zum Beispiel der Lesespalt aus seiner Position 212 verschoben und nach unten bewegt wird, nimmt die Amplitude zu, bis das Abschneiden auftritt. Das Bewegen des Spaltes weiter nach unten bewirkt, daß der Spalt teilweise außerhalb des niederfrequenten Musters des Servo 4 liegen wird. Es sei angenommen, daß der Servolesekanal 2 einen Bandpaßfilter hat, der auf die Frequenz zentriert ist, die durch die Bandgeschwindigkeit und die Wellenlänge des Aufzeichnungsmusters 4 gegeben ist, wobei nur eine begrenzte Größe des Rauschens hinzugeführt werden wird, wenn der Servo-Lesespalt die am nächsten liegende Datenspur berührt. Daher nimmt die aufgenommene Servoausgabe ab.
Fig. 18 veranschaulicht weiter diesen Grundsatz. Fall I und Fall II veranschaulichen weiter diesen Grundsatz, indem sie zeigen, was geschehen kann, wenn eine Störung in einer vertikalen Richtung auftritt.
Im Fall I wird der Lesespalt auf der Spur S1 sein. Der Lesespalt wird von der Position 251 zur Position 261 gezwungen. In der Position 261 wird die aufgenommene Amplitude kleiner sein als 50% des Pegels zwischen den Momentanwerten, und, da das System "glauben" wird, daß der Spalt auf der Spur S1 ist, wird der Spalt nach oben zur Position 271 auf dem Weg bewegt und dann weiter zur Position 281, wo sich der Kopf schließlich auf der falschen Spur 53 einriegeln wird.
Fall II zeigt ein Beispiel eines instabilen Wegs. Die Position 252 ist die gewünschte Position. Ein Referenz-Momentanwert wird zwischen der Position 252 und 262 genommen. Wenn die aufgenommene Amplitude an der Position 262 weniger als 50% der aufgenommenen Amplitude zwischen den Positionen 252 und 262 ist, wird der Lesespalt nach oben bewegt werden, was zu einem unvorhersehbaren Weg führen wird, da sowohl die Referenz- als auch die Servomomentanwerte verrauscht weden, wenn sie auf den Datenspuren oder auf nicht beschriebenem Band abgenommen werden. Der Störungspuls, der in Fig. 18 gezeigt ist, dient nur der Veranschaulichung, da ein normaler Störungspuls im allgemeinen länger ist als der, der gezeigt ist.
Für das vorgeschlagene 6 GByte-Format können insgesamt 112 Spuren alle vom selben Typ Lesespalte gelesen werden. Von diesen 112 Spuren sind 16 ausgezeichnete Servospuren, die sich in einem Servoband in der Mittelposition des Bandes befinden. Die Servospuren sind von einem speziellen Typ: zunächst wird ein 16 Schritte (oder Spuren) breites Aufzeichnen mit einem kombinierten Schreib/Lösch-Kopf durchgeführt, gefolgt von einem nachfolgenden Löschen von acht Abschnitten parallel, jeder Abschnitt einen Schritt weit, ähnlich zu den fünf Abschnitten in Fig. 18.
Die Wiederholungsrate der gelöschten oder nicht beschriebenen Teile ist 10 kHz bei 120 IPS (Zoll/Sekunde). Normale Datenlesespalte werden für den Servo benutzt; der Nullpunkt des Servo tritt auf, wenn die Mittellinie durch den Lesespalt sich über einer der Kanten der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte befindet, d. h. wenn die Servoausgabe 50% der Amplitude beträgt, die zwischen den gelöschten Abschnitten erfaßt wird. Der Referenzpegel mit 100% Servoamplitude wird für jeden Momentanwert automatisch aktualisiert. Die unteren und oberen Kanten der acht gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte definieren die Positionen für 16 Datenspuren. Die Bewegung des Kopfes nach oben oder unten in Antwort auf eine relative Amplitudenabnahme ist abhängig davon, welcher der Kanten der Lesespalt folgt.
Die Servospuren können somit mit einem speziellen Servo- Schreibkopf mit einem sehr breiten Schreibspalt erzeugt werden, gefolgt von einem Löschspalt mit derselben Breite. Markierungen, die die Abschnitte zwischen den gelöschten Abschnitten definieren, können mit hoher Genauigkeit angeordnet werden (+/-1 um, nicht kumulierend). Alle Servospuren können den Querbewegungen des Kopfes relativ zu dem Band folgen, wenn sowohl das Servoband-Schreiben als auch das -Löschen auf denselben Wegen stattfindet. Somit kann die Position der Servospur Null relativ zu der unteren Bandkante mit einer Genauigkeit von nur +/-50 um spezifiziert werden, wobei alle anderen Servo- und Datenspuren mit einer Genauigkeit von +/- 1 um relativ zu der Servospur Null festgelegt werden. Die Lesekompatibilität kann somit zwischen dem Bandkanten-Spurfolgerservosystem und dem System für die ausgezeichnete Servospur erreicht werden, da die Schreib/Lese-Abschnitte der Köpfe kompatibel für beide Systeme gestaltet werden könne. Die Toleranz im Ort der Spuren ist typischerweise ungefähr +/-1 um.
Die Lesekompatibilität mit Bändern, die unter Verwendung des Verfahrens mit ausgezeichnetem Servo beschrieben worden sind, kann erhalten werden, da die Positionen der Datenspuren mit Bezug auf die untere Bandkante alle korreliert sind. Wenn die Daten für die tatsächliche Position einer Servospur bekannt sind, sind die Positionen für alle Spuren auch bekannt. Daher, wenn ein Bandlaufwerk mit dem Bandkanten-Spurfolgerservosystem ein Band liest, das mit einem Bandformat mit ausgezeichnetem Servo aufgezeichnet worden ist, wird ein erster Momentanwert der Position einer der Servospuren aufgenommen, und die Daten werden im Speicher gespeichert. Eine neue dynamische Lesetabelle kann dann für jede Datenspur, die gelesen werden soll, erzeugt werden, basierend auf der gespeicherten Information für eine einzelne Servospur.
Synchronisierende Signale können an der Startposition der Servospuren enthalten sein. Diese Signale werden dann verwendet, um das Zählen der Servomomentanwerte entlang der Bandlänge zu starten. Weiterhin kann jede Datenspur ein Synchronisiersignal am selben Ort wie die Servo-Synchronisiersignale enthalten. Ein solches Signal kann zum Beispiel der erste Blockmarkierer sein.
Die Synchronisation der Servooperation des kompatiblen Laufwerks wird vorgenommen, um die Synchronisation an den Löchern zu beginnen oder anzuhalten, die in das Band gestanzt sind, welche Datenladepunkte und das Gebiet des Endes der Daten markieren. Das Bandformat mit ausgezeichnetem Servo enthält keine Referenzpulse, anders als andere QIC-Bandformate, vor den Löchern, die Ladepunkte angeben, und Löcher für das Ende des Datenbereichs. Die Datenspur-Präambel beginnt mit einer minimalen Entfernung von 3 Zoll und einer maximalen Entfernung von 4 Zoll hinter dem Ladepunktmarkierer. Dieselbe Spezifikation wird verwendet, wenn in einer entgegengesetzten Richtung aufgezeichnet wird, wenn die Markierung für das Ende des Datengebietes benutzt wird, um als ein Ladepunktmarkierer zu arbeiten.
Die Bandverlagerungen bei sehr hohen Schwingungefrequenzen sind sehr klein, typischerweise zu einer Kipprate von bis zu 2 um pro ms abgeschätzt. Dies beträgt etwa 6% der Spurschrittweite, was ungefähr gleich der Spurweite für das vorgeschlagene 10,5 GByte-Format ist. Die maximalen Abweichungen in den Spitzenwerten werden zu 5 um abgeschätzt. Weiterhin ist das Schwingungsrauschen, das auftritt, nicht zufällig, sondern stark zu bestimmten charakteristischen Frequenzen der Kassette selbst oder der Bandantriebsspule in bezug. Die höchste starke Frequenz liegt im allgemeinen in dem Bereich von 225 bis 227 Hz, mit einer mittleren Spitzenwert-Amplitude von 3,5 um bei der Bandgeschwindigkeit von 120 IPS. Diese Frequenzkomponenten der Spuränderungen können damit in allen Bandlaufwerken vorliegen, ebenso wie in den Positionen der ausgezeichneten Servospuren, wenn diese aufgezeichnet wurden, wenn das Band sich in der Kassette befand. Es ist somit möglich, die Servo-Bandbreite und Momentanwertnahme und die Servoverstärkung, die an der kritischen Frequenz erforderlich ist, festzulegen, um den Schwingungen innerhalb eines festgelegten Kleinfehlers zu folgen. Jedoch kann die Störung selbst als ein Signal betrachtet werden, und die notwendige maximale Bandbreite, um dieses Signal räumlich im Speicher zu speichern, wird durch das Nyquist-Kriterium festgelegt.
Es sei angenommen, daß das 1,5malige neue Momentanwertnehmen und eine maximale Frequenz von 226 Hz vorlegen, dann ist die Anzahl gespeicherter Datenpunkte, die für eine Durchlaufdauer von 87,5 s (875 Fuß, 120 IPS) notwendig ist: 226 · 2 · 1,5 · 87,5 = 59 325.
Die tatsächlichen hochfrequenten Amplitudenvariationen sind klein, ungefähr +/-5 um. Daher brauchen nur die Abweichungen von der Spurmittellinie gespeichert zu werden. Diese Linie kann um +/-50 um in bezug auf die Referenz-Bandkante variieren, jedoch hat diese Variation eine sehr geringe Frequenz, möglicherweise weniger als 1 Hz, obwohl Bandschlupf auftreten kann.
Die Schlupfrate liegt möglicherweise unterhalb von 2 um/ms, da der Mechanismus, der physikalisch befaßt ist, keine Hochfre quenzsschwingungen sind, sondern ein Übergang des Bandes entweder nach oben oder unten auf den Bandwalzen oder den Bandführungen. Somit kann Deltamodulation verwendet werden, um die Positionen der Bandkante zu kodieren. Wenn 4 Bits für jeden Momentanwert und eine Auflösung von 1 um verwendet werden, kann eine maximale Abweichung von +/-7 um von Momentanwert zu Momentanwert erreicht werden. Dies ermöglicht es, daß Datenspuren mit einer Breite von ungefähr 34 um und mit einer Spaltbreite von nur 19,5 um verfolgt werden. (der vorgeschlagene 10,5 GByte QIC Standard). Daher sind weniger als 30 kBytes Speicher erforderlich, um die Daten für die Position der Servospur zu speichern. Die Zahlen, auf die oben Bezug genommen worden ist, können jedoch mit dem Kassettentyp, der verwendet wird, variieren.
Während des Lesens der Servospur 0 wird die Spurfolgerservoschleife des Bandkantendetektors aufgebrochen, und der Controller und Prozessor überwachen, filtern und speichern die Position(en) der Bandkante(n), wenn der Kopf unter Servosteuerung ist, wobei Eingaben von einem ausgezeichneten Servosystem, wie in Fig. 19 gezeigt, verwendet werden.
Mit Bezug nun auf Fig. 19 wird ein Magnetlesekopf 116 für die Eingabe in einen Servokanal ausgewählt, der einen Bandpaßfilter 120, einen Servo-Demodulator und eine Momentanwertnahme- und Halteschaltung 122 und einen Analog-Digital-Wandler 124 aufweist. Das Signal von dem Magnetlesekopf 116 wird durch einen Vorverstärker 118 geschickt, bevor es in den Servokanal eingegeben werden.
Der A/D-Wandler 124 kann vom Hauptprozessor 112 aktiviert werden, wie es in Fig. 19 gezeigt ist. Der A/D-Wandler 124 schickt Daten zu einem Steuerung-, Filter- und digitalen Servoprozessor 112 über den gezeigten Bus. Ein Taktsignal wird auch in den A/D-Wandler 124 eingegeben.
Von dem Servodemodulator 122 wird ein "Referenz- oder -Momentanwertsignal", R/S*, an den Servoprozessor 100 geschickt. Dies stellt sicher, daß der Servomomentanwert durch den Referenzpegel geteilt wird und nicht umgekehrt.
Der A/D-Wandler 124 in Fig. 19 kann auch für andere Zwecke in dem Lesekanal verwendet werden, so wie Verstärkungssteuerung, Lesekanaleinstellungen usw. Daher ist die einzige zusätzliche Schaltung, die für die Kompatibilität notwendig ist, der Bandpaßfilter 120 und der Servo-Demodulator sowie die Momentanwertnahme- und Halteschaltung 122.
Der in Fig. 19 gezeigte Lesekanal liest die Servospur 0, während alle anderen Lesekanäle leer laufen. Der aktive Lesekanal enthält einen einzelnen Servodetektor, der für diesen Kanal ausgezeichnet ist. Die aufgenommenen Servoausgaben und die aufgenommenen 100% Referenzpegel, die sich von Zeit zu Zeit ändern, werden alle in digitale Form umgewandelt und zu dem Steuerungs-, Filter- und Digitalfilter-Servoprozessor 100 geschickt. Die notwendige Division zwischen den Servomomentanwerten und den Referenzwerten wird durchgeführt, und das Fehlersignal wird an die Kopfantriebsmotorelektronik 104 geschickt. Das Digitalisieren der analog genommenen Servoinformation aus dem Lesekanal ermöglicht es, daß derselbe digitale Filter und Prozessor verwendet werden kann, wie der, der von dem Bandkantenspurfolgerservo verwendet wird. Weiterhin erleichtert der Ansatz mit dem digitalen Filter das Ändern der Filterkoeffizienten in dem Servomodul, das heißt, die physikalische Masse des Magnetaufzeichnungskopfes 116 kann variieren. Vor dem Speichern der Position der Bandkante werden die Daten gefiltert, entsprechend der notwendigen Bandbreitenanforderung, um den kritischen Störungsfrequenzen der Bandkassette zu folgen. Die Phaseninformation in dem Signal wird erhalten, und irgendwelche zusätzliche Verzögerung relativ zu dem Bandtransport-Synchronisationssignal (10 kHz) muß nicht eingeführt werden. Ein digitales Finite Impulse-Antwortfilter (FIR) kann die gewünschte Antwort erhalten, da das Signal nicht in Echtzeit verarbeitet wird. Wenn die Daten als Eingabe in das Servo während der nachfolgenden Leseoperationen verwendet werden, werden Hilfsdatenpunkte durch ein Interpolationsmodul (nicht gezeigt) eingesetzt, um Instabilitäten aufgrund möglicher Eingaben mit großen Schritten in die Servoreferenzeingabe zu verhindern.
Das Verfahren kann für hochkapazitive Bandlaufwerke verwendet werden, wobei das Bandkanten-Spurfolgerservo verwendet wird, das rückwärts lesekompatibel mit Formaten ist, die unter Verwendung ausgezeichneter Servobänder und Spuren geschrieben worden sind. Weiterhin kann Rückwärts-Schreibkompatibilität oder Bandaustauschkompatibilität erhalten werden, indem vorformatierte Bänder verwendet werden, die die Servospuren nur enthalten, wenn die Bänder an Systeme verteilt werden müssen, die das Bandkanten-Spurfolgerservosystem nicht enthalten.

Claims

1. Kombination aus einem Band und einer Vorrichtung zum Steuern der Position eines Magnetkopfes relativ zu der Erfassung einer Servospur des Bandes,

wobei das Band aufweist:

ein Format mit wenigstens einer ausgezeichneten Servospur, wobei die wenigstens eine ausgezeichnete Servospur in bezug auf eine Kante des Bandes korreliert ist,

wobei die Vorrichtung aufweist:

eine Matrix aus Fotodetektoren in einem Chip (10) mit einer integrierten Schaltung, der hinter dem Band (18) angeordnet ist, wobei die Position jedes Fotodetektors in der Matrix aus der Herstellung des Chips (10) bekannt ist und jeder Fotodetektor ein elektrisches Signal erzeugt, das der Intensität des auf ihn fallenden Lichtes entspricht;

eine Beleuchtungseinrichtung (108) zum Projizieren von Licht auf das Band (18) und die Matrix;

gekennzeichnet dadurch, daß die Beleuchtungseinrichtung (108) derart angeordnet ist, daß das Band einen Schatten auf die Matrix wirft, wobei der Schatten einen Übergangsbereich an der/den Bandkante(n) von hell nach dunkel hat, der eine Vielzahl von Fotodetektoren in der Matrix abdeckt;

eine Analysiereinrichtung (100, 102) zum Verarbeiten von Signalen (SCAN, KANTENPULS, S DATA) von den Fotodetektoren in dem Übergangsbereich, um den Ort, relativ zu der bekannten Fotodetektor-Position, eines schärfsten Übergangs von hell nach dunkel festzustellen, wobei der Ort einer Servospur des Bandes (18) durch eine relative Position zu dem Ort des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel festgelegt ist; und

eine Positioniereinrichtung (104, 106), die auf den Ort der Servospur antwortet, zum Positionieren des Kopfes (12) relativ zu der Servospur des Bandes (18).

2. Kombination nach Anspruch 1, bei der die wenigstens eine Servospur weiter aufweist: einen gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitt in festen Intervallen, wobei jeder der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte eine obere Kante und eine untere Kante hat, die über einen Servo-Demodulator und Servo-System verfolgt werden können.

3. Kombination nach Anspruch 2, bei der die Positioniereinrichtung (104, 106) auf eine der Kanten des gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnittes antwortet, um den Kopf relativ zu einer der Kanten zu positionieren.

4. Kombination nach Anspruch 1, die weiter aufweist: einen Speicher (110) zum Speichern von Positionsinformationen relativ zu einer Bandkante einer der ausgezeichneten Servospuren.

5. Kombination nach Anspruch 4, die weiter aufweist: eine Lesetabelle zum Speichern von Positionsinformation relativ zu einer Bandkante jeder Datenspur des Bandes (18), basierend auf der Information, die für die einzelne Servospur ge speichert ist.

6. Kombination nach Anspruch 1, bei der das Band (18) weiter aufweist: Bezeichnungen für das synchronisierende Zählen von Servo-Momentanwerten entlang der Länge des Bandes.

7. Kombination nach Anspruch 1, bei der Magnetkopf (20) drei Kanäle aufweist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Band (18) 112 Spuren aufweist, von denen 16 ausgezeichnete Servospuren sind.

9. Kombination nach Anspruch 2, bei der jeder der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte 10 kHz beträgt, wenn die Bandgeschwindigkeit 3,048 m/s (120 Zoll pro Sekunde) ist.

10. Verfahren zum Steuern der Position eines Magnetkopfes relativ zur Erfassung einer Servospur eines Bandes, wobei das Band ein Format mit wenigstens einer ausgezeichneten Servospur aufweist, wobei die wenigstens eine Servospur mit Bezug auf eine Kante des Bandes korreliert ist, das aufweist:

Anordnen des Bandes (18) vor einer Matrix aus Fotodetektoren in einem Chip (10) mit einer integrierten Schaltung, wobei die Position jedes Fotodetektors in der Matrix aus der Herstellung des Chips bekannt ist, wobei jeder Fotodetektor ein elektrisches Signal erzeugt, das der Intensität des auf ihn fallenden Lichtes entspricht;

gekennzeichnet durch

Beleuchten des Bandes (18) und der Matrix, so daß das Band einen Schatten auf die Matrix wirft, wobei der Schatten einen Übergangsbereich an der/den Bandkante(n) von hell nach dunkel hat, der eine Vielzahl von Fotodetektoren in der Matrix abdeckt;

Analysieren (100, 102) der Signale von den Fotodetektoren in dem Übergangsbereich, um den Ort, relativ zu den bekannten Fotodetektor-Positionen, eines schärfsten Übergangs von hell nach dunkel festzulegen;

Verwenden des Ortes des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel als eine relative Position des Ortes einer Servospur auf dem Band (18); und

Positionieren des Magnetkopfes (20) relativ zu der Servospur des Bandes (18).

11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der Analysierschritt weiter aufweist: Erfassen eines gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnittes jeder der Servospuren, wobei der gelöschte oder nicht beschriebene Abschnitt an festen Intervallen auftritt und jeder gelöschte oder nicht beschriebene Abschnitt eine obere Kante und eine untere Kante hat, wobei ein Übergang von hell nach dunkel bei einer Hälfte des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel an jeder der Kanten erfaßt werden kann.

12. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der Positionierschritt weiter den Schritt aufweist: Positionieren des Kopfes (20) relativ zu einer der Kanten eines der gelöschten oder nicht beschriebenen Abschnitte.

13. Verfahren nach Anspruch 10, das weiter den Schritt aufweist: Speichern von Positionsinformation von einer der ausgezeichneten Servospuren relativ zu einer Bandkante.

14. Verfahren nach Anspruch 13, das weiter den Schritt aufweist: Speichern von Information von jeder Datenspur des Bandes (18) relativ zu einer Bandkante basierend auf der Information, die für die einzelne Servospur gespeichert ist.

15. Verfahren nach Anspruch 10, das weiter den Schritt aufweist: Synchronisieren des Zählens von Servo-Momentanwerten entlang der Länge des Bandes (18).

16. Verfahren nach Anspruch 11, das weiter den Schritt aufweist: Wiederholen jedes der Löschbereiche mit einer Rate von 10 kHz, wenn die Bandgeschwindigkeit 3,048 m/s (120 Zoll pro Sekunde) ist.

17. Verfahren nach Anspruch 10, das weiter den Schritt aufweist: Auszeichnen von 16 Servospuren für das Band (18), wobei das Band 112 Spuren aufweist.

18. Verfahren nach Anspruch 10, das weiter den Schritt aufweist: Versehen des Magnetkopfes (20) mit drei Kanälen.

19. Verfahren nach Anspruch 15, das weiter den Schritt aufweist: Beginnen oder Beenden des Synchronisierens an Löchern, die in dem Band (18) bezeichnet sind, wobei Datenladepunkte oder Gebiete für das Ende der Daten markiert werden.