DE69220391T2 - Zweibereichs-Progressive-Scan-Konverter mit Rauschreduktion - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf Verarbeitungssysteme für progressive Abtastung, und insbesondere auf die Rauschverminderung in solchen Systemen.
• Es sind rauschvermindernde Videosysteme bekannt, bei denen ein Videosignal in zwei oder mehr Frequenzbänder für die Rauschverminderung getrennt wird. Fig. 1 von US-A-4,163,258 mit dem Titel NOISE REDUCTION SYSTEM, das am 31. Juli 1979 für Ebihara et al. ausgegeben wurde, beschreibt ein bekanntes "Mehrfrequenzband"-Rauschverminderungssystem vom "einfachen Entkernungs"-Typ. Bei dem Ebihara et al.-System wird ein Video-Eingangssignal durch komplementäre Hoch- und Tiefpaßfilter in hoch- und niederfrequente Bänder aufgespalten, wobei der Hochfrequenzteil entkernt wird und die Bänder dann rekombiniert werden, um ein rauschvermindertes Video-Ausgangssignal zu erzeugen, bei dem die Hochfrequenz-Komponenten "entkernt" sind und die Niederfrequenz- Komponenten in keiner Weise gestört oder verändert sind.
• Ein Nachteil eines solchen Doppelband-Systems besteht gemäß der Erklärung durch Ebihara et al. darin, daß die zur Auftrennung des Videosignals verwendeten Hochpaß- und Tiefpaßfilter allgemein den ihnen zugeführten Signalen ungleiche Phasenverschiebungen auferlegen, was zu einer Phasenverzerrung führt, wenn die Niederfrequenz-Komponenten mit den entkernten Hochfrequenz-Komponten rekombiniert werden. Ebihara et al. führen ferner aus, daß die Amplituden-Frequenzverläufe solcher Filter allgemein nicht gleich sind. Ebihara et al. fassen zusammen, daß wegen der unterschiedlichen Phasenverschiebungen und der unterschiedlichen Amplitudenverläufe bei den rekombinierten Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Komponenten, die diesen Filtern innewohnen, das resultierende Videosignal eine beträchtliche Verzerrung aufweist, die in dem wiedergegebenen Videosignal feststellbar ist. Es sei ferner bemerkt, daß die Zwei-Band-Entkernungsanordnung keine Verbesserung des Rauschabstandes für die Niederfrequenz-Komponente des verarbeiteten Videosignals bringt.
• Um diese bei üblichen Entkernungs-Rauschverminderungssystemen festgestellten Probleme zu überwinden, schlagen Ebihara et al. ein Multiband-Rauschverminderungssystem vor, bei dem das Videosignal zuerst in eine Anzahl von zeitlich koinzidenten Abtastungen umgewandelt und dann (durch Hadamard-Transformationen) in mehrere Frequenzbänder transformiert wird, wobei allen Frequenzbändern mit Ausnahme des niedrigsten Frequenzbandes eine Entkernung zugeführt wird, worauf die verarbeiteten Signale einer inversen Hadamard-Transformations-Matrix zugeführt und schließlich rekombiniert werden, um ein rauschvermindertes Video-Ausgangssignal zu liefern. Ein Nachteil dieses Systems besteht darin, daß es verhältnismäßig kompliziert ist.
• Andere Bearbeiter des Rauschverminderungsgebietes haben auch versucht, die "einfache" Form des oben beschriebenen Entkernungssystems durch Verwendung anderer Formen von Transformationen zu verbessern. US-A-4,523,230 mit dem Titel SYSTEM FOR CORING AN IMAGE-REPRESENTATIVE SIGNAL von Carlson et al., das am 11. Juni 1985 ausgegeben wurde, beschreibt ein Multiband-Ortsfrequenz-Entkernungssystem. Bei einer darin offenbarten bevorzugten Ausführungsform werden Ortsfrequenz-Transformationen vom sogenannten "Burt Pyramiden"-Typ in Verbindung mit einer Mehrfach-Ortsfrequenzband-Entkernung verwendet. Kurz gesagt wird ein im Rauschen zu verminderndes Eingangssignal zunächst einem nicht überschwingenden, nicht-aliasing, lokalisierten Übertragungs-, Oktavband-Ortsfrequenz-Spektrum-Analysator zugeführt, der das Video-Eingangssignal in Unterspektren-Signale auftrennt.
• Anschließend werden die Unterspektren-Signale einzeln entkernt. Schließlich werden die entkernten Unterspektren-Signale einem Synthesizer zugeführt, der ein oder mehrere nicht überschwingende, nicht-aliasing Filter verwendet, um ein ein Bild darstellendes Ausgangssignal von allen Subspektren-Signalen abzuleiten. Ein solches System ist im Vergleich zu dem oben beschriebenen einfachen Entkernungssystem ebenfalls verhältnismäßig kompliziert.
• Eine Alternative zu den vorangehend beschriebenen Mehrfachband-Rauschverminderungssystemen ist die Verwendung einer Einzelband-Verarbeitung. Ein elementarer Einzelband-Prozessor umfaßt gerade nur ein Tiefpaßfilter Ein solches System hat zwar den Vorteil der Einfachheit, neigt aber zur Entfernung sowohl des Signals als auch des Rauschens und führt zu einem "weich" erscheinenden Bild mit Mangeln an Einzelheiten selbst dann, wenn überhaupt kein Rauschen vorhanden ist.
• Ein Einzelband-Rauschverminderungssystem, das wirksam für die Verbesserung des Gesamt-Rauschabstandes von Videosignalen ist, die wenig oder keine Bewegung von Vollbbild zu Vollbbild haben, ist die bekannte "Rekursiv"-Filtertechnik, bei der der Rauschabstand durch Korrelationsverfahren von Vollbild zu Vollbild verbessert wird. Kurz gesagt nimmt (für den Fall von Standbildern) durch Kombination einer Anzahl von um ein Vollbild verzögerten Signalen in einem Akkumulator die Signalleistung der Summe schneller zu als die Rauschleistung. Dies rührt daher, daß das Signal von Standbildern von Vollbild zu Vollbild kohärent ist, während das Rauschen auf einer Basis von Vollbild zu Vollbild nicht kohärent ist. Demzufolge liefert eine Vollbild-Rekursivfilterung eine echte Verbesserung des Rauschabstandes für Bilder, die wenig oder keine Bewegung haben. Verschiedene Beispiele von bewegungsadaptiven Vollbild-Rekursivfiltern werden von Takahashi in US-A-4,246,610 mit dem Titel NOISE REDUCTION SYSTEM FOR COLOR TELEVISION SIGNAL beschrieben, das am 20. Januar 1981 ausgegeben wurde. Andererseits erfordert eine Vollbild-Rekursivfilterung, wie sie bisher ausgeführt worden ist, eine beträchtliche Menge an Speicherung, um die erforderliche Vollbildverzögerung durchzuführen.
• FR-A-2 575 886 offenbart eine Anordnung zur Verminderung der Sichtbarkeit von Rauschen in einer Sequenz von Videobildern. Die Anordnung verwendet eine zeitliche Filterung von Punkten in einem Bild, die fest sind, und von Punkten in dem Bild, die durch Rauschen beeinflußt worden sind. Die Anordnung verwendet eine Median-Filterung von sich bewegenden Punkten in dem Bild.
• Die vorliegende Erfindung beruht zum Teil auf der Erkenntnis einer Notwendigkeit für Rauschverminderung in Konvertern für progressive Abtastung, die Videosignale von Zeilensprungform in Nicht-Zeilensprungform umwandeln. Bei einer solchen Anwendung könnte man annehmen, daß die Rauschverminderung dem Signal vor oder nach der Umwandlung zugeführt wird. Gemäß der Erfindung wird die Rauschverminderung mit der Umwandlung kombiniert, wobei die Umwandlung den Vorteil von gemeinsamen Elementen hat und sich dadurch insgesamt eine Verminderung an erforderlichen Schaltungselementen ergibt.
• Die Erfindung ist im Anspruch 1 dargelegt. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf bevorzugte Ausführungsbeispiele.
• Ein die Erfindung verkörpernder Konverter für progressive Abtastung enthält einen ersten Prozessor (20, 30, 40), der auf ein Zeilensprung-Video-Eingangssignal anspricht, um ein erstes Video-Ausgangssignal (Y10) zu erzeugen, das eine Hochfrequenz- Komponente (Y11) hat, die einer Entkernung unterworfen wird, und die eine erste Niederfrequenz-Komponente (Y12) hat, die einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfen wird. Der erste Prozessor liefert ferner eine Vielzahl von weiteren einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Niederfrequenz-Ausgangssignalen (Y18, Y20), die unterschiedliche Verzögerungen (1-H, 263-H) relativ zu der ersten Niederfrequenz-Komponente haben. Ein zweiter Prozessor (50), der auf die der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Niederfrequenz-Komponenten anspricht, liefert ein Video-Differenzsignal (Y26) , das repräsentativ für eine Differenz zwischen einer Niederfrequenz-Komponente (Y9), die von einer gegenwärtigen Zeile des Video-Eingangssignals abgeleitet wird und einer zweiten Niederfrequenz-Komponente (Y24) ist, die von wenigstens einer vorhergehenden Zeile des Video-Eingangssignals abgeleitet wird. Eine Ausgangsschaltung (60) kombiniert wahlweise das Video-Differenzsignal (Y26) und das erste Videosignal (Y10), um ein rauschvermindertes, progressiv abgetastetes (ohne Zeilensprung) Video-Ausgangssignal (Y15) zu erzeugen, in dem dessen Hochfrequenz-Komponenten durch Entkernung rauschvermindert werden, und dessen Niederfrequenz-Komponenten durch Vollbild- Rekursivfilterung rauschvermindert werden.
• Die vorangehenden und weitere Merkmale der Erfindung werden nachfolgend in Einzelheiten unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffern versehen sind. In den Zeichnungen stellen dar:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild eines grundsätzliche Prinzipien der Erfindung verkörpernden Rauschverminderungssystems;
• Fig. 2 ein Spektrum-Diagramm, das Bereiche der Entkernung und der Vollbild-Rekursivfilterung veranschaulicht, die bei dem Rauschverminderungssystem von Fig. 1 vorgesehen werden;
• Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild, das die Verwendung des Rauschverminderungssystems von Fig. 1 in dem Aufzeichnungsteil eines Video-Kassetten- oder -Bandrecorders veranschaulicht;
• Fig. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild, das die Verwendung des Rauschverminderungssystems von Fig. 1 in dem Wiedergabeteil eines Video-Kassetten- oder Bandrecorders veranschaulicht;
• Fig. 5 ein detailliertes Blockschaltbild eines die Erfindung verkörpernden Prozessors für eine progressive Abtastung in einem Farbfernsehempfänger;
• Fig. 6 und 7 Blockschaltbilder von "Beschleunigungs"- Schaltungen, die für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet sind;
• Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Unterabtastschaltung, die für die Verwendung in den Beispielen von Fig. 1 und 5 geeignet ist;
• Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Durchschnitt-Bildners, der für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet ist;
• Fig. 10A und 10B Blockschaltbilder von Interpolatoren, die für die Verwendung in den Beispielen von Fig. 1 oder 5 geeignet sind;
• Fig. 11 ein Diagramm, das den Betrieb der Interpolatoren von Fig. 10A und 10B veranschaulicht;
• Fig. 12 und 13 Blockschaltbilder, die Steuersignal-Generatoren veranschaulichen, die für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet sind;
• Fig. 14 ein Ansprech-Diagramm, das den Betrieb der Signalgeneratoren von Fig. 12 und 13 veranschaulicht;
• Fig. 15A und 15B Blockschaltbilder von "Softschaltern", die für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet sind;
• Fig. 16 und 17 Blockschaltbilder von Vollbild-Verzögerungseinheiten, die für die Verwendung bei den Beispielen von Fig. 1 oder 5 geeignet sind;
• Fig. 18 ein Blockschaltbild, das eine Modifizierung der Chrominanzsignal-Verarbeitung in dem Beispiel von Fig. 5 veranschaulicht;
• Fig. 19 ein Blockschaltbild einer weiteren "Beschleunigungs"-Schaltung, die für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet ist; und
• Fig. 20 ein Diagramm, das den Betrieb der Beschleunigungsschaltung von Fig. 19 veranschaulicht.
• Das Video-Rauschverminderungssystem 10 von Fig. 1 vermindert das Rauschen von Luminanzsignalen, indem die Hochfrequenz-Luminanzsignal-Komponenten einer Entkernung und die Niederfrequenz- Luminanzsignal-Komponenten einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfen werden. Die Speichererfordernisse für die Vollbild-Rekursivfilterung werden durch Unterabtastung der Niederfrequenz- Komponente vor der Rekursivfilterung und die anschließende Wiederherstellung der Abtastrate des gefilterten Signals auf ihren Ursprungswert (vorzugsweise durch Interpolation) nach der Rekursivfilterung stark vermindert. Die Einsparung an Speicherung ergibt sich, weil weniger Abtastungen pro Zeile des gespeicherten Signals vorhanden sind, um die volle Halbbild-Verzögerung auszuführen, die für die Halbbild-Rekursivfilterung erforderlich ist.
• Vorteilhafterweise beträgt bei dem besonderen Beispiel der Erfindung von Fig. 1 die erzielte Speichereinsparung fünfundsiebzig Prozent (75%), die andernfalls für die Durchführung der Rekursivfilterung erforderlich wäre, bei der die Abtastrate des Video-Eingangssignals verwendet wird. Die Speichereinsparung in dieser erheblichen Menge hat nicht nur einen offenkundigen wirtschaftlichen Vorteil, sondern auch einen technischen Vorteil durch verbesserte Zuverlässigkeit, da die unterabgetastete Systemverzögerung weit weniger Speicherzellen erfordert und damit weniger Möglichkeiten gegeben sind, daß eine Speicherzelle versagt.
• Es ist ein weiteres Merkmal des Rauschverminderungssystems 10 in Fig. 1, daß das System allgemein brauchbar ist. Beispielsweise kann es dazu verwendet werden, Rauschen in dem Luminanzkanal eines Fernsehempfängers, einer Kamera oder eines Rundfunksenders zu vermindern. Andere nützliche Anwendungen bestehen in der Verminderung des Luminanzsignal-Rauschens in den Aufzeichnungs- oder Wiedergabeschaltungen eines Video-Kassettenrecorders (VCR) oder eines Video-Bandrecorders (VTR).
• Zusätzliche Vorteile der Erfindung erhält man in Video-Verarbeitungssystemen, bei denen ein Luminanz-Signalband in Hoch- und Niederfrequenz-Komponenten für andere Zwecke als zur Rauschverminderung aufgespalten wird. Beispiele für solche Systeme werden später unter Bezugnahme auf das Beispiel von Fig. 2 beschrieben und erläutert. Wie man sieht, ist die Speichereinsparung zur Ausführung von um ein Halbbild und um ein Vollbild verzögerten Signalen bei solchen Anwendungen wegen der Möglichkeit der gemeinsamen Verwendung von Signalen sehr hoch.
• In Fig. 1 wird ein analoges Luminanz-Eingangssignal Y1, dessen Rauschen vermindert werden soll, dem Eingangsanschluß 12 eines Analog/Digital-(A/D)-Wandlers 14 zugeführt, der Taktsignale CL von einem Taktsignalgenerator 16 empfängt. Der Wandler 14 tastet das analoge Luminanzsignal Y1 ab und liefert ein digitales Luminanz-Ausgangssignal Y2, dessen Abtastrate gleich der Frequenz des von dem Taktsignalgenerator 16 erzeugten Taktsignals C1 ist.
• Es ist übliche Praxis bei der Digitalisierung von Videosignalen, Phasen-Regelschleifen (PLL) zu verwenden, um Abtast- oder "Takt"-Frequenzen zu erzeugen, die auf einen periodischen Parameter des Videosignals bezogen sind. In sogenannten "farbsynchronsignal-verriegelten" Systemen wird das Abtastsignal üblicherweise so gewählt, daß es ein ganzzahliges Vielfaches (üblicherweise 3 oder 4) der Farbsynchronsignal-Frequenz ist. In sogenannten "zeilenverriegelten" Systemen wird das Abtastsignal üblicherweise so gewählt, daß es ein Vielfaches der Horizontal- Zeilenfrequenz des Video-Eingangssignals ist. Bei der praktischen Ausgestaltung der Erfindung kann entweder "zeilenverriegelte Taktung" oder "farbsynchronsignal-verriegelte Taktung" verwendet werden. Bei diesem besonderen Ausführungsbeispiel ist angenommen, daß der Taktsignalgenerator 16 in der Phasenregelschleife (PLL) mit einer Frequenz von dem 1024-Fachen der Horizontal-Zeilenfrequenz des Luminanz-Eingangssignals Y1 verriegelt ist. Ein solcher Generator kann so aufgebaut sein, daß die Horizontal-Synchronkomponente des Luminanzsignals Y1 einer üblichen PLL zugeführt wird, die einen Teiler in ihrem VCO-Rückkopplungsweg hat, was allgemein bekannt ist.
• Es wird ferner angenommen, daß die Horizontal-Zeilenfrequenz des Signals Y1 die NTSC-Farbnorm hat und eine Zeilenfrequenz von 15734 Hz aufweist. Demzufolge ist bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung die Abtast- oder Taktrate (CL) des digitalisierten Luminanzsignals Y gleich 16.111616 MHz. Der Einfachheit halber wird in der nachfolgenden Beschreibung die Abtastrate oder Taktfrequenz CL mit 16 MHz angenommen. Der Taktsignalgenerator 16 liefert ferner eine zweite Takt-Ausgangsfrequenz, die gleich CL/N ist, worin N eine ganze Zahl ist. Dieses Taktsignal wird - wie noch erläutert wird - für Unterabtastzwecke als auch für die Vollbild-Verzögerungs-Taktung verwendet. Bei diesem besonderen Beispiel ist angenommen, daß die ganze Zahl N gleich vier (4) ist und damit die Unterabtast-Taktfrequenz CL/N etwa 4 MHz ist.
• Bei kurzer Betrachtung des Vorangehenden dient der Analog/Digital-Wandler 14 in Verbindung mit dem Taktsignalgenerator 16 als eine Quelle, die ein digitales Video-Eingangssignal (z.B. Luminanzsignal Y2) liefert, das eine gegebene Abtastrate (z.B. etwa 16 MHz) hat, dessen Rauschen vermindert werden soll.
• Das digitale Video-Eingangssignal Y2 wird einem Eingangssignal-Prozessor 20 (von gestrichelten Linien umrandet) zugeführt, der das Luminanz-Eingangssignal Y2 in eine Hochfrequenz- Komponente Y3 mit einer gegebenen Abtastrate (16 MHz) und in eine unterabgetastete, Niederfrequenz-Komponente Y4 trennt, die eine niedrigere Abtastrate hat. In diesem Falle ist die niedrigere Abtastrate ein Viertel der ursprünglichen Rate oder etwa 4 MHz.
• Genauer gesagt wird im Prozessor 20 das Luminanzsignal Y2, das eine Abtastrate von 16 MHz hat, einer Unterabtastschaltung 22 mittels eines Tiefpaßfilters 24 zugeführt. Die Unterabtastschaltung 22 wird mit einer Rate von CL/4 (etwa 4 MHz) getaktet und vermindert die Luminanzsignal-Datenrate stark und vermindert somit die Anzahl von Speicher-Bytes, die zur Ausführung der später durchgeführten Video-Verzögerungsfunktionen erforderlich sind. Wenn beispielsweise das Luminanzsignal Y1 mit voller Bandbreite mit der angenommenen Taktrate von 16 MHz digitalisiert und dann mit der angenommenen 4 MHz-Taktrate unterabgetastet wird, dann wird nur ein Viertel (z.B. 25%) des Speichers benötigt, um dieselbe digitale Verzögerung auszuführen, die sonst erforderlich wäre, wenn das Signal nicht unterabgetastet würde. Man kann, wie zuvor erläutert, andere Taktraten und Unterabtastraten bei einer bestimmten Anwendung der Prinzipien der Erfindung wählen.
• Um Aliasing-Effekte zu vermeiden, wird das unterabgetastete Luminanzsignal vor der Unterabtastung tiefpaßgefiltert, und diese Funktion wird durch das Tiefpaßfilter 24 vorgesehen. Die maximale Grenzfrequenz des Filters 24 (d.h. die "Nyquist"-Frequenz) ist halb so groß wie die Unterabtastrate (z. B. etwa 2 MHz für die angenommene Unterabtastrate von etwa 4 MHz) . Es ist jedoch erwünscht, daß die Filter-Grenzfrequenz- oder "Eck"- Frequenz niedriger als die Hälfte der Unterabtastrate ist, um eine begrenzte Neigung des Filterverlaufs im Übergangsbereich zwischen dem Filter-Durchlaßbereich und dem Filter-Sperrbereich zuzulassen. Eine beispielsweise Grenzfrequenz für die angenommene Abtastfrequenz ist etwa 1,5 MHz für eine Dämpfung von 6 dB am Bandrand. Diese Frequenz liegt gut unterhalb der Nyquist- Frequenz von etwa 2 MHz für die angenommene Unterabtastrate von etwa 4 MHz. Vorteilhafterweise vermindert dies die Anzahl von benötigten Filterelementen zur Ausführung des Anti-Aliasing- Tiefpaßfilters 24. Bei Anwendungen, bei denen die Unterabtastrate höher ist, können dann proportional höhere Anti-Aliasing- Filter-Grenzfrequenzen verwendet werden.
• Die Trennung der Hochfreqzenz-Komponente Y3 von dem Luminanz-Eingangssignal Y2 wird im Prozessor 20 durch die Schritte von (1) Umwandeln der Abtastrate des unterabgetasteten Signals Y4, daß sie der Abtastrate (16 MHz) des Eingangs-Luminanzsignals Y2 entspricht und (2) Subtrahieren des resultierenden umgewandelten Signals Y5 von dem digitalen Video-Eingangssignal Y2. Diese Funktionen werden, wie dargestellt, durch einen Interpolator 26 und eine Subtraktionsschaltung 28 durchgeführt. Der Interpolator 26 erzeugt eine Abtastraten-Wandlung des Signals Y4 auf die Abtastrate des Signals Y2 durch eine lineare Vierpunkt- Interpolation, von der Beispiele später beschrieben werden. Das Differenzsignal Y3, das von der Subtraktionsschaltung 28 erzeugt wird, hat daher eine Abtastrate von 16 MHz und stellt Komponenten des Luminanz-Eingangssignals Y2 oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 24 dar.
• Es ist ein Merkmal der Erfindung, daß das Verfahren zum Erhalten der Hochfrequenz-Komponente des Luminanzsignals Y2 durch Unterabtastung einer Niederfrequenz-Komponente des Signals Y2, Interpolation der Abtastrate des resultierenden Signals mit der ursprünglichen Abtastrate und Subtraktion des resultierenden Signals (Y5) von dem ursprünglichen Signal Y2 erfolgt, um die abgetrennte Hochfrequenz-Komponente Y3 zu erzeugen. Diese Technik der Abtrennung einer Hochfrequenz-Komponente eines Eingangssignals erscheint bei erster Betrachtung ziemlich kompliziert im Hinblick auf die üblichen Verfahren der Signalabtrennung. Wie nun jedoch erläutert wird, hat die neue Signal-Abtrenntechnik (die von dem Prozessor 20 durchgeführt wird) verschiedene ausgeprägte Vorteile gegenüber üblichen Signal-Abtrennverfahren. Ein Vorteil gegenüber üblichen Verfahren, die "angepaßte" Hoch- und Tiefpaßfilter verwenden, besteht darin, daß ein einzelnes Filter (d.h. 24) beide Eckfrequenzen der abgetrennten Signale Y3 und Y4 genau ohne die Notwendigkeit für zwei Filter bestimmt, die angepaßte Amplituden- und Phasenverläufe haben. Genauer gesagt ist die Hochfrequenz-Grenze für das tiefpaßgefilterte Signal Y4 gleich der 1,5 MHz-Grenzfrequenz des Filters 24, und die Niederfrequenz-Grenze für die Hochfrequenz-Komponente Y3 ist ebenfalls (aufgrund der Subtraktion) gleich der 1,5 MHz-Grenzfrequenz des Filters 24.
• Nach der Signaltrennung wird - wie oben beschrieben - die abgetrennte und unterabgetastete Niederfrequenz-Komponente Y4 einem Vollbild-Rekursivfilter 30 (gestrichelt umrandet) zugeführt, das das Signal Y4 einer Vollbild-Rekursivfilterung unterwirft. Übliche Vollbild-Rekursivfilter können für diesen Zweck verwendet werden. Um jedoch die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu erzielen, ist es erforderlich, daß der Vollbild-Speicher mit der Unterabtast-Tastrate CL/N getaktet wird. Beispiele von bewegungsadaptiven Vollbild-Rekursivfiltern, die für die Verwendung bei der vorliegenden Erfindung modifiziert werden können, werden beispielsweise von Takahashi in US-A-4,246,610 mit dem Titel NOISE REDUCTION SYSTEM FOR COLOR TELEVISION SIGNAL beschrieben, das am 20. Januar 1981 ausgegeben wurde. Erforderliche Modifikationen der von Takahashi beschriebenen Filter enthalten die Entfernung der Farbverarbeitungsschaltung und die Verminderung der Vollbildspeicher-Taktrate auf die Unterabtast- Taktrate (mit einer entsprechenden Verminderung in der Zahl der Speicherstellen des Vollbild-Speichers).
• Das Filter 30 in Fig. 1 ist eine bevorzugte Form eines Vollbild-Rekursivfilters, das kennzeichnend für eine vereinfachte Bewegungsadaption ist. Bei üblichen bewegungsadaptiven Vollbild- Rekursivfiltern, wie beispielsweise von Takahashi beschrieben, ist eine Multiplikation oder eine veränderbare Dämpfung in der Filterschleife erforderlich. Vorteilhafterweise wird diese Kompliziertheit vollständig bei dem beschriebenen Beispiel vermieden.
• In größeren Einzelheiten enthält das Filter 30 eine getaktete Vollbild-Verzögerungseinheit oder einen Speicher 32 mit einem Eingang 31 und einem Ausgang 32, der Taktsignale mit der Unterabtast-Taktrate von CL/N (z.B. 4 MHz) empfängt. Eine Subtraktionsschaltung 34 subtrahiert die unterabgetastete Niederfrequenz-Komponente des Eingangssignals Y4 von einem um ein Vollbild verzögerten Ausgangssignal Y6, um ein Differenzsignal Y7 zu erzeugen, das einem Begrenzer 35 zugeführt wird. Ein bewegungsadaptiertes, rauschvermindertes Ausgangssignal Y9 wird von einer Addierschaltung 36 erzeugt, die die Signale Y8 und Y4 hinzufügt, um das rauschverminderte Signal Y9 zu erzeugen, das seinerseits dem Eingang 31 der Vollbild-Verzögerungseinheit 32 zugeführt wird.
• Der Betrieb des Vollbild-Rekursivfilters 30 ist wie folgt. Die Subtraktionsschaltung 34 erzeugt die Differenz (Y7) zwischen der ankommenden Niederfrequenz-Luminanz-Komponente (Y4) und der um ein Vollbild verzögerten rauschverminderten Komponente (Y6). Der Begrenzer 35 läßt diese Differenz (Y8) durch, wenn sie klein ist (d.h. wenn wenig oder keine Bewegung vorhanden ist) und das Differenzsignal Y8 wird durch die Addierschaltung 36 dem Eingangssignal Y4 hinzugefügt. Als Ergebnis wird das Eingangssignal Y4 weitgehend ausgelöscht und durch das um ein Vollbild verzögerte Signal Y6 ersetzt. Wenn jedoch Bewegung vorhanden ist, ist der Ausgang der Subtraktionsschaltung 34 ein verhältnismäßig großes Signal. Demzufolge begrenzt der Begrenzer 35 das Signal Y7, wodurch bewirkt wird, daß das ankommende Signal (Y4) nahezu exklusiv verwendet wird, da das Differenzsignal Y8 durch den Begrenzer 35 begrenzt wird. Damit dies eintritt, hat der Begrenzer 35 eine Verstärkung, die kleiner als 1 gewählt wird, wenn er nicht begrenzt (z.B. die Begrenzer-Verstärkung für "kleines Signal") , so daß der Inhalt des Speichers 33 immer zum Durchschnitt des Eingangssignals Y4 konvergiert. Eine beispielsweise Verstärkung für den Begrenzer 35 ist sieben Achtel (7/8).
• Ein Ausgangssignal-Prozessor 40 ist mit dem Eingangssignal- Prozessor 20 und mit dem Vollbild-Rekursivfilter 30 verbunden, um ein rauschvermindertes Breitband-Luminanz-Ausgangssignal Y10 zu erzeugen. Insoweit hat der Prozessor 30 die drei Funktionen von (1) Bildung der Hochfrequenz-Komponente, (2) Wiederherstellung der Abtastrate der der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Niederfrequenz-Komponente und (3) der Kombination der resultierenden Nieder- und Hochfrequenz-Komponenten, um das im Rauschen verminderte Breitband-(Digital)-Luminanz-Ausgangssignal Y10 zu bilden.
• In größeren Einzelheiten enthält der Prozessor 40 eine Entkernungsschaltung 42, die große Signaländerungen der Hochfrequenz-Komponente Y3 durchläßt und kleine Signalveränderungen des Signals Y3 unterdrückt, um ein entkerntes Hochfrequenz-Luminanz- Ausgangssignal Y11 zu erzeugen. Auf diese Weise wird das in der Komponente Y3 vorhandene Niedrigpegel-Hochfrequenz-Rauschen beseitigt. Übliche Entkernungsschaltungen können für diesen Zweck verwendet werden. Die im Rauschen verminderte, Niederfrequenzunterabgetastete Luminanz-Komponente Y9 wird einem Interpolator 44 zugeführt, der die Abtastrate von CL4 (z.B. 4 MHz) auf CL (z.B. 16 MHz) wiederherstellt. Vorzugsweise wird dies durch eine lineare Vierpunkt-Interpolation durchgeführt, wie mit dem Interpolator 26 in dem Eingangs-Prozessor 20. Als allgemeine Regel ist die Zahl von bei der Abtastraten-Umwandlung verwendeten Punkte vorzugsweise wenigstens gleich dem Unterabtastfaktor N. Bei diesem Beispiel ist der Unterabtastfaktor 4-zu-1, und die ausgewählten Interpolatoren (26 und 44) für die Abtastraten-Aufwärts-Wandlung sind lineare Vierpunkt-Interpolatoren. Beispiele werden später angegeben. Wenn die Unterabtastrate auf 5-zu-1 geändert wird, würde ein linearer Fünfpunkt-Interpolator verwendet. Im allgemeinen ist es erwünscht, daß die Interpolation durch wenigstens so viele Abtastungen wie der Unterabtastfaktor vorgesehen wird, obwohl im Bedarfsfall mehr Abtastungen verwendet werden können.
• Das Endelement des Ausgangs-Prozessors 40 umfaßt eine Addierschaltung 46, die die rauschverminderte (entkernte) Hochfrequenz-Luminanz-Komponente Y11 der rauschverminderten (rekursiv gefilterten) in der Abtastrate umgewandelten Niederfrequenz-Komponente Y12 hinzufügt. Wie in Fig. 2 dargestellt ist, hat das resultierende rausverminderte Luminanzsignal Y10 die volle Bandbreite des ursprünglichen Luminanz-Eingangssignals (z.B. Y1 analog oder Y2 digital), wobei der Hochfrequenzanteil (305) von 1,5 MHz bis 4,2 MHz durch Entkernung rauschvermindert ist und der Niederfrequenzteil (302) von 0 bis 1,5 MHz durch Vollbild-Rekursivfilterung rauschvermindert ist. Ein Digital/Analog-Wandler 50, der durch Taktsignale CL mit voller Rate (16 MHz in diesem Beispiel) getaktet wird, ist mit dem Ausgang der Addierschaltung 46 verbunden, um ein analoges Ausgangssignal Y13 (am Ausgang 52) zu erzeugen, das dem rauschverminderten digitalen Ausgangssignal Y10 entspricht. Der Wandler so ist wahlweise und kann bei Anwendungen, die später beschrieben werden, entfallen, bei denen die digitalen Signale einer weiteren digitalen Signalverarbeitung unterworfen werden müssen.
• Es wurde insoweit ein Video-Rauschverminderungssystem für allgemeine Verwendung beschrieben, bei dem Hochfrequenz-Komponenten einer Entkernung und Niederfrequenz-Komponenten einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfen werden, und das die zuvor beschriebenen Vorteile aufweist. Fig. 3 und 4 sind Beispiele von allgemeinen Anwendungen der Prinzipien der Erfindung.
• Fig. 3 veranschaulicht die Anwendung auf Aufzeichnungsschaltungen eines Video-Kassettenrecorders (VCR) oder eines Video- Bandrecorders (VTR). In Fig. 3 wird ein Video-Eingangssignal, dessen Rauschen vor der Aufzeichnung vermindert werden soll, dem Eingang 304 einer Luminanz-Chrominanz-Signal-Abtrennschaltung 302 zugeführt, die das Eingangssignal in Luminanz- und Chrominanz-Komponenten Y1 und C1 trennt. Diese Komponenten werden über entsprechende Wege der VCR- oder VTR-Aufnahme-Schaltungseinheit 304 zugeführt. Das Rauschverminderungssystem 10 (von Fig. 1) wird in den Luminanzsignal-Weg für die Rekursivfilterung von Niederfrequenz-Luninanz-Komponenten und zur Entkernung von Hochfrequenz-Luminanz-Komponenten in den Luminanz-Signalweg zwischengeschaltet. Der Chrominanz-Signalweg kann wahlweise auch Rauschverminderungsvorrichtungen enthalten.
• Fig. 4 veranschaulicht die Anwendung der Erfindung auf die Wiedergabeschaltungen eines VCR oder eines VTR. In Fig. 4 stellt die Wiedergabeschaltung 402 die Luminanz-Komponente Y1 und die Chrominanz-Komponente C1 aus einem Band wieder her und führt diese Signale über entsprechende Wege einer Ausgangsschaltung 404 zu, die sie mit einem zusammengesetzten Video-Ausgangssignal So am Ausgang 406 kombiniert. Der Luminanz-Rauschabstand wird durch Einfügung des Prozessors 10 (von Fig. 1) in den Luminanzweg verbessert, der die Niederfrequenz-Luminanz-Komponenten einer Rekursivfilterung unterwirft und die Hochfrequenz-Chrominanz-Komponenten des wiedergewonnenen Videosignals entkernt.
• Andere allgemeine Anwendungen der Prinzipien der Erfindung sind ersichtlich. Beispielsweise kann die Rauschverminderungsschaltung von Fig. 1 in dem Luminanzweg einer Fernsehkamera oder in dem Luminanzweg eines Generators für spezielle Videoeffekte verwendet werden.
• Fig. 5 ist ein Beispiel einer spezifischen Anwendung der Rauschverminderungsschaltung von Fig. 1 auf einen progressiven Abtast-Prozessor in einen Femsehempfänger. Wie oben erwähnt wurde, ist das Rauschverminderungssystem von Fig. 1 von allgemeiner Anwendbarkeit und kann in Videorecordern, Fernsehempfängern und Kameras verwendet werden, um nur einige Beispiele zu nennen. Es gibt jedoch eine spezifische Anwendung der Prinzipien der Erfindung, wo eine noch größere Einsparung an Gesamt-Speicherung durch den "gemeinsamen Gebrauch" der Vollbild-Verzögerungseinheit 32 erzielt werden kann. Diese "speziellen Anwendungen" schließen Anwendungen ein, bei denen es erwünscht ist, ein Luminanzsignal in dualen Frequenzbändern für andere Zwecke als für die Rauschverminderung zu verarbeiten.
• Als besonderes Beispiel sind Fernsehempfänger für progressive Abtastung vorgeschlagen worden, die ein Zeilensprung-Eingangssignal in eine Form einer "progressiven Abtastung" ohne Zeilensprung für die Anzeige umwandeln. Vorzugsweise verdoppeln diese Systeme die Anzahl der wiedergegebenen Zeilen und vermindern so die Sichtbarkeit der Rasterlinien-Struktur. Wenn die Prinzipien der vorliegenden Erfindung auf progressive Abtastsysteme der besonderen Art angewendet werden, die eine Zwei-Frequenzbereichs-Verarbeitung verwenden, kann eine beträchtliche Speichermenge durch Verwendung desselben Speichers für die Rauschverminderung wie für die Erzeugung verzögerter Signale für die progressive Abtast-Umwandlung eingespart werden.
• Ein erstes Beispiel eines "Zwei-Bereichs"-progressiven Abtastkonverters ist in der offengelegten japanischen Patentanmeldung von Tanaka et al. JP-A-58-79379 mit dem Titel TELEVISION RECEIVER beschrieben, die am 13. Mai 1983 offengelegt wurde. In dem Tanaka et al.-System werden extra Zeilen für die Anzeige durch Kombination von Niederfrequenz-Komponenten aus einem vorhergehenden Halbbild mit Hochfrequenz-Komponenten von einem laufenden Halbbild erzeugt. Das Tanaka et al.-System sorgt jedoch nicht für eine Bewegungs-Kompensation, und so ist das System Artefakten (z.B. Unschärfe) unterworfen, wenn eine Bewegung vorhanden ist.
• Ein zweites Beispiel eines "Zwei-Bereichs"-progressiven Abtast-Prozessors wird von D.H. Willis in EP-A-0 488 077 mit dem Titel PROGRESSIVE SCAN TELEVISION SYSTEM USING LUMINANCE LOW FREQUENCIES FROM PREVIOUS FIELD mit Priorität vom 26. November 1990 und veröffentlicht am 6. März 1992 beschrieben. Willis beschreibt ein bewegungsadaptives Zwei-Bereichs-progressives Abtastsystem, bei dem extra Zeilen für die Anzeige erzeugt werden, indem eine Hochfrequenz-Komponente einer gegenwärtig empfangenen Zeile mit einer Niederfrequenz-Komponente kombiniert wird, die durch bewegungsadaptives Mischen von Zeilen kombiniert wird, die von dem gegenwärtigen oder vorhergehenden Halbbildern abgeleitet wird. Fig. 5 veranschaulicht eine Anwendung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung einer Rauschverminderung für das bewegungsadaptive progressive Zwei-Bereichs-Abtast- Anzeigesystem, das von Willis beschrieben wird.
• In größeren Einzelheiten umfaßt der Empfänger 500 in Fig. 5 eine Luminanz/Chrominanz-Signal-Abtrennschaltung 502, die ein zusammengesetztes Video-Eingangssignal S1 in eine Luminanz-Komponente Y1 und in eine Chrominanz-Komponente C1 unterteilt. Das Eingangs-Videosignal S2 kann durch einen üblichen Tuner, eine ZF-Verstärker- und Detektoreinheit 504 von einem Antennen- oder Kabeleingang 506 oder alternativ durch einen Hilfs-Eingangsanschluß oder eine andere geeignete Quelle erzeugt werden. Die Abtrennschaltung 502 kann von üblichem Aufbau sein, z.B. aus einem Kammfilter oder aus einer Kombination von Hoch- und Tiefpaßfiltern bestehen, was allgemein bekannt ist.
• Die abgetrennte Chrominanzsignal-Komponente C1 wird einer Beschleunigungseinheit 408 zugeführt, die in der Zeit jede Zeile komprimiert und wiederholt, um ein Chrominanz-Ausgangssignal C2 zu erzeugen, das die doppelte Zeilenrate des Video-Eingangssignals hat, und bei dem jede Zeile wiederholt wird. Beispiele von geeigneten "Beschleunigungs"-Schaltungen werden später beschrieben.
• Das Luminanzsignal Y1 wird mittels eines Analog/Digital- (A/D)-Wandlers 510 in digitale Form umgewandelt, und das digitalisierte Luminanzsignal Y2 wird einem Luminanzsignal-Prozessor für progressive Abtastung 520 (durch gestrichelte Linien umrandet) zugeführt, der ein bewegungsadaptives progressiv abgetastets Luminanz-Ausgangssignal Y15 mit doppelter Zeilenrate erzeugt, was noch beschrieben wird. Dieses Signal wird in analoge Form (Y16) mittels eines Digital/Analog-(D/A)-Wandlers 522 zurück umgewandelt und die Signale C2 und Y16 mit der doppelten Zeilenfrequenz werden einer üblichen Luminanz-Chrominanz-Signalverarbeitungseinheit 524 zugeführt, die die Funktionen der Farbdemodulation, der Helligkeits- und Kontraststeuerung und der Farb-Matrix-Bildung vorsieht, um so ein progressiv abgetastetes Ausgangssignal S2 von einer Form (z.B. RGB-Komponentenform) zu erzeugen, die für eine Anzeige durch eine Bildröhre 526 oder eine andere geeignete Anzeigevorrichtung (z.B. eine LCD- Vorrichtung oder eine Projektionsanzeige) geeignet ist.
• Da die Zeilenfrequenz des Ausgangssignals S2 doppelt so groß ist wie die des Eingangssignals S1, haben die von der Bildröhre 526 erzeugten Bilder doppelt so viel Zeilen wie das Eingangssignal, wodurch die Sichtbarkeit der Rasterlinien-Struktur im Vergleich zu üblichen Zeilensprung-Bildern beträchtlich vermindert wird.
• Taktsignale CL für die Konverter 510 und 522 (und andere Taktsignale für den Empfänger 500) werden durch einen Taktsignal-Generator 528 erzeugt. Dieser Generator kann einen Phasen- Regelschleifen-(PLL)-Generator von üblichem Aufbau enthalten, der mit einem Vielfachen der Farbsynchronsignal-Komponente des Eingangssignals S1 oder mit einem Vielfachen der Zeilenfrequenz des Eingangssignals S1 verriegelt ist. Übliche Abtast-Taktfrequenzen sind das Drei- oder Vierfache der Frequenz des Farb- Hilfsträgers für Systeme, die das verwenden, was allgemein als "Farb-Synchronsignal-verriegelte"-Taktung bezeichnet wird. Bei einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform des Systems ist der Taktsignal-Generator 528 in der Phase mit einem Vielfachen der Horizontal-Zeilenfrequenz verriegelt. Dies wird allgemein als "zeilenverriegelte" Takterzeugung bezeichnet und hat gegenüber der Synchronsignal-Verriegelung den Vorteil, daß das System mit sogenannten Nicht-Norm-Videoquellen verwendet werden kann, bei denen sich die Beziehung zwischen den Zeilen- und Farb-Synchronsignal-Frequenzen ändern kann. Veranschaulichenderweise wird bei diesem bestimmten Ausführungsbeispiel der Erfindung die Taktfrequenz CL auf das 1024-Fache der Horizontal-Zeilenfrequenz des Video-Eingangssignals gewählt. For NTSC-Normquellen ist diese Frequenz CL etwa 16,1 Mega Hz. Andere von der Zeitsteuereinheit 528 erzeugte Taktsignale enthalten CL/4 und 2 CL, die zu Abtastraten-Umwandlungen verwendet werden, was nachfolgend erläutert wird. Die Einheit 528 erzeugt ferner Horizontal- und Vertikal-Zeilenfrequenzen, die für Ablenkzwecke verwendet werden.
• Der verbleibende Teil von Fig. 5 umfaßt den progressiven Abtast-Prozessor 520, der das bewegungsadaptiv verarbeitete progressiv abgetastete Luminanz-Ausgangssignal Y15 erzeugt, das gemäß der Erfindung einer Rauschverminderung unterworfen worden ist.
• Als ein Überblick sei bemerkt, daß mit einer Ausnahme die Rauschverminderungselemente, die den Eingangs-Prozessor 20, das Vollbild-Rekursivfilter 30 und den Ausgangs-Prozessor 40 umfassen, in ihrem Aufbau und in ihrer Funktion identisch mit den entsprechenden Elementen von Fig. 1 sind. Die Ausnahme besteht darin, daß die Vollbild-Verzögerungseinheit 32 in dem Vollbild- Rekursivfilter 30 mit zwei zusätzlichen Ausgangs-Anzapfungen 37 und 38 versehen ist. Die Anzapfung 37 liefert ein Luminanzsignal Y18, das einer Ein-Zeilen-(1-H)-Verzögerung des Signals Y9 entspricht, und die Anzapfung 28 liefert ein Luminanz-Ausgangssignal Y20, das einer Ein-Halbbild-Verzögerung (263-H) des rauschverminderten Niederfrequenz-Luminanzsignals Y9 entspricht.
• Die verbleibenden Elemente des progressiven Abtast-Prozessors 520 umfassen einen bewegungsadaptiven Misch-Prozessor (40) und einen zweiten Ausgangs-Prozessor (50) , der die rauschverminderten Niederfrequenz-Luminanzsignale Y6, Y9, Y10, Y18 und Y22 verarbeitet, um ein progressiv abgetastetes Ausgangssignal zu bilden, das im Rauschen durch Entkernung und durch Rekursivfilterung verminderte Komponenten besitzt.
• Der Prozessor 50 enthält eine Zeilen-Durchschnittsbildungs- Schaltung 51, die die Durchschnitte des nicht verzögerten Niederfrequenz-Luminanzsignals Y9 und des um eine Zeile verzögerten Luminanzsignals Y18 bildet, um ein Zeilen-Durchschnitts-Luminanzsignal Y22 zu bilden. Ein "Softschalter" 52 kombiniert das Durchschnitts-Luminanzsignal Y22 mit dem um ein Halbbild verzögerten Luminanzsignal Y20, um ein kombiniertes oder "gemischtes" Luminanz-Ausgangssignal Y24 zu erzeugen, indem die Anteile der Y22 und Y20 Komponenten durch einen Bewegungsdetektor 53 und einen Steuersignal-Generator 54 gesteuert werden. Ein Beispiel für einen geeigneten Softschalter wird nachfolgend dargestellt und beschrieben. Ein Eingang des Bewegungsdetektors 53 empfängt das nicht verzögerte Luminanzsignal Y9. Er hat einen zweiten Eingang, der ein um ein Vollbild verzögertes Luminanzsignal Y6 empfängt, das von der Verzögerungseinheit 32 geliefert wird, und er erzeugt ein Bewegungsanzeige-Signal M, das die Differenz zwischen den Signalen Y6 und Y9 darstellt. Ein geeigneter Bewegungsdetektor wird nachfolgend dargestellt und beschrieben. Der Zweck des Steuersignal-Generators 54 besteht darin, das Bewegungssignal M, das linear auf die Bewegung bezogen ist, in ein Steuersignal K umzuwandeln, das nicht-linear auf die Bewegung bezogen ist, um so eine bessere Anpassung an die Bewegungsempfindlichkeit des menschlichen Seh-Systems vorzusehen. Beispiele von geeigneten Steuersignal-Generatoren werden nachfolgend beschrieben.
• Der Soft-Schalter 52 spricht auf das Steuersignal K durch Auswahl des um ein Halbbild verzögerten Luminanzsignals Y2 bei einem Zustand von wenig oder keiner Bewegung (K = 0) und Auswahl des Zeilendurchschnitts-Luminanzsignals Y22 bei einem Zustand von hoher Bewegung (K = 1) an. Für Zwischenwerte der Bewegung werden die Signale Y20 und Y22 im Verhältnis zu dem nicht-linearen Steuersignal K gemischt, das von dem Steuersignal-Generator 54 erzeugt wird.
• Das resultierende "bewegungsadaptierte" Luminanzsignal Y24, das von dem Soft-Schalter 50 erzeugt wird, wird dem zweiten Eingang einer Subtraktionsschaltung 55 zugeführt, die das nicht verzögerte, unterabgetastete und tiefpaßgefilterte Luminanzsignal Y9 an ihrem anderen Eingang empfängt und ein Luminanz-Ausgangs-Differenzsignal Y26 erzeugt. Das Signal Y26 ist ein Video- Differenzsignal, das repräsentativ für eine Differenz zwischen einer ersten Niederfrequenz-Komponente (Y9) , die von einer gegenwärtigen Zeile des Video-Eingangssignals abgeleitet wird, und für eine zweite Niederfrequenz-Komponente (Y24), die von wenigstens einer vorhergehenden Zeile des Video-Eingangssignals abgeleitet wird, ist.
• Die Ausgangsschaltung 60 des progressiven Abtast-Prozessors 520 kombiniert wahlweise das Video-Differenzsignal (Y26) mit dem volle Bandbreite aufweisenden Video-Eingangssignal Y10, um das Video-Ausgangssignal Y15 für die progressive Abtastung zu bilden. In der Ausgangsschaltung 60 wird das die volle Bandbreite aufweisende Luminanzsignal Y10 einer Beschleunigungseinheit 61 zugeführt, die jede Zeile in der Zeit komprimiert und wiederholt, um ein Luminanz-Ausgangssignal Y28 mit doppelter Zeilenrate zu erzeugen, indem jede Zeile in der Zeit durch einen Faktor 2 komprimiert und wiederholt wird. Das Differenzsignal Y26, das von der Subtraktionsschaltung 55 erzeugt wird, wird einer Luminanzsignal-Beschleunigungseinheit 62 zugeführt, die jede Zeile in der Zeit komprimiert und dadurch die Zeilenrate des Differenzsignals Y26 verdoppelt. Die Verdoppelung der Zeilenrate des unterabgetasteten Signals Y26 verdoppelt auch die Abtastrate (z.B. von 4 auf 8 MHz für den angenommenen Takt) des beschleunigten Signals Y30. Die Abtastrate des Signals Y30 wird dann einem Abtastraten-Wandler zugeführt, der einen Interpolator 63 umfaßt, der die Abtastrate des in der Zeit komprimierten Signals Y30 vervierfacht. Deshalb ist für den angenommenen Takt und für die Unterabtast-Werte das verarbeitete Niederfrequenz-Differenzsignal Y32 am Ausgang des Interpolators 63 etwa gleich 32 MHz, was gleich der Abtastrate des beschleunigten Breitband-Luminanzsignals Y28 ist.
• Die Abtastraten-Angleichung oder "-Anpassung" des verarbeiteten Niederfrequenz-Luminanzsignals (Y32) und des die volle Bandbreite aufweisenden Luminanzsignals (Y28) erlaubt die unmittelbare Addition dieser Signale in der Addierschaltung 64, um das Luminanzsignal Y15 für progressive Abtastung zu bilden. Der letzte Schritt vor der Addition ist die Zuführung des Signals Y32 zu einem Schalter 65, der mit der Zeilenfrequenz synchronisiert ist, um so eine Zeile des bewegungsadaptiv verarbeiteten Niederfrequenz-Differenzsignals Y32 mit jeder anderen Zeile des die volle Bandbreite aufweisenden Videosignals Y28 mit der doppelten Zeilenrate zu addieren, um das Ausgangssignal Y15 für die progressive Abtastung zu erzeugen.
• Die vorangehende Beschreibung stellt die allgemeine Arbeitsweise des Prozessors 520 in Fig. 5 dar. Die gesamte Arbeitsweise ist verhältnismäßig kompliziert, weil sie von dem Bildinhalt abhängt, aber sie kann leicht durch Betrachtung einiger spezifischer Beispiele verstanden werden. Als erstes Beispiel ist angenommen, daß das verarbeitete Videobild ein Standbild ist. In diesem Fall ist keine Differenz in den Pixeln (Bildelementen) von Vollbild zu Vollbild vorhanden, und so ist der Ausgang M des Bewegungsdetektors 53 null und zeigt keine Bewegung an. Das von dem Generator 54 erzeugte Steuersignal K ist eine nicht-lineare Funktion von M, wie zuvor bemerkt wurde. Aus Veranschaulichungsgründen wird angenommen, daß K gleich null ist, wenn M gleich null ist. Der Soft-Schalter 52 spricht auf den Null-Wert des Steuersignals K durch Auswahl des um ein Halbbild verzögerten Ausgangssignals Y20 der Vollbild-Verzögerungs-Einheit 32 an. Die Subtraktionsschaltung 55 subtrahiert somit die um ein Halbbild verzögerte Niederfrequenz-Komponente Y20 von der gegenwärtigen Niederfrequenz-Komponente Y9, um das Differenzsignal Y26 zu erzeugen. Die Addierschaltung 64 addiert dann eine Zeile des beschleunigten und in der Abtastrate umgewandelten Differenzsignals Y32 (ausgewählt durch Schalter 65) zu jeder anderen Zeile des beschleunigten, die volle Bandbreite aufweisenden Luminanzsignals Y28, um das progressiv abgetastete Luminanz-Ausgangssignal Y15 zu bilden.
• Als Ergebnis der Addition in der Addierschaltung 64 umfaßt das Luminanzsignal zwei Komponenten in unterschiedlichen Frequenzbändern, obwohl das System selbst keine Hochpaßfilter verwendet. Eine erste, von einer gegenwärtig empfangenen Zeile genommene Komponente ist gleich einer Hochfrequenz-Komponente des die volle Bandbreite aufweisenden Signals Y10 für Frequenzen oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 24. Eine zweite Komponente ist gleich einer durch das Filter 24 ausgewählten Niederfrequenz-Komponente, die von dem vorhergehenden Halbbild entnommen wird. Dies wird durch die Betrachtung verständlich, daß das Differenzsignal Y26 tatsächlich zwei Niederfrequenz- Komponenten (Y9 und Y24) umfaßt und die Phase einer hiervon ausgewählten Komponente (Y9) aufgrund der Subtraktion umgekehrt ist. Wenn man demzufolge im Augenblick die Beschleunigung und die Abtastraten-Umwandlung ignoriert, ist das Ausgangssignal Y15 gleich dem die volle Bandbreite aufweisenden Luminanzsignal Y10 minus der nicht verzögerten Niederfrequenz-Komponente Y9 plus der Niederfrequenz-Komponente Y24, die von dem vorangehenden Halbbild entnommen wird. Wenn diese Signale kombiniert werden, löschen die Niederfrequenz-Komponenten der gegenwärtigen Zeile des Signals Y3 sich einfach aus, weil sie in der Phase um 90º verschoben sind. Die fehlenden Niederfrequenz-Komponenten aufgrund der Auslöschung werden durch die Niederfrequenz-Komponenten von dem vorhergehenden Halbbild (Y20) ersetzt. Da Hochfrequenz-Komponenten des Signals Y2 im Prozessor 40 nur einer Entkernung unterworfen werden, werden diese Komponenten von Y3 nicht gestört und bilden die Hochfrequenz-Komponente des Ausgangssignals Y15.
• Kurz zusammengefaßt umfassen bei diesem Standbild-Beispiel abwechselnde Zeilen des Ausgangssignals Y15 das die volle Bandbreite aufweisende Luminanzsignal Y10, in dem der Hochfrequenzteil durch Entkernung rauschvermindert worden ist, und indem die Niederfrequenz-Komponente durch Vollbild-Rekursivfilterung rauschvermindert worden ist. Die dazwischenliegenden oder "in Zwischenräumen liegenden" Zeilen umfassen eine durch Entkernung rauschverminderte Hochfrequenz-Komponente, die von der gegenwärtig empfangenen Zeile (Y2) entnommen wird, und eine von dem vorhergehenden Halbbild entnommene Niederfrequenz-Komponente (Y20), die durch Rekursivfilterung rauschvermindert worden ist. Demzufolge besitzen bei diesem Beispiel angezeigte Niederfrequenz-Videokomponenten die volle vertikale Auflösung eines vollständigen Video-Vollbildes. Visuell besteht die Wirkung darin, die Vertikal-Auflösung von angezeigten Standbildern im Vergleich zu genormten Zeilensprung-Bildern zu erhöhen, und die Niederfrequenz-Rekursivfilterung liefert auch eine Verbesserung des Rauschabstandes.
• Als weiteres Beispiel der Gesamt-Funktion des Systems von Fig. 5 sei der Fall betrachtet, bei dem in einer Szene eine nennenswerte Bewegung vorhanden ist. In diesem Fall wählt der Soft- Schalter 52 nur das Zeilendurchschnitts-Niederfrequenz-Luminanzsignal Y22 aus, so daß das Niederfrequenz-Differenzsignal Y26 gleich der Differenz zwischen der Niederfrequenz-Komponente Y9 einer gegenwärtigen Zeile und dem Durchschnitt Y22 der Niederfrequenz-Komponenten der gegenwärtigen und einer vorhergehenden Zeile ist. Wenn diese Signale beschleunigt und auf dieselben Abtastraten in der Ausgangsschaltung 60 umgewandelt werden, umfaßt das resultierende Summensignal Y 15 (für jede andere Zeile) eine Niederfrequenz-Komponente (durch Rekursivfilterung rauschvermindert), die gleich dem Durchschnitt der gegenwärtigen und vorhergehender Zeilen ist, und eine Hochfrequenz-Komponente (durch Entkernung rauschvermindert), die von der gegenwärtigen Zeile entnommen wird. Für die restlichen Zeilen ist der Ausgang gleich der gegenwärtigen Zeile, bei der Niederfrequenz-Rauschen durch Rekursivfilterung und Hochfrequenz-Rauschen durch Entkernung vermindert wird.
• Für den Fall, daß zwischen einer vollen Bewegung (M = 1) und keiner Bewegung (M = 0) eine Bewegung vorhanden ist, mischt der Schalter 52 das Zeilendurchschnitts-Signal Y22 und das um ein Halbbild verzögerte Signal Y20, um das Signal Y24 zu bilden, das nach der Subtraktion des Signals Y9 das Differenzsignal Y26 bildet. Als Ergebnis enthält das Ausgangssignal Y15 eine Hochfrequenz-Komponente, die von der gegenwärtig empfangenen Zeile abgeleitet wird, und eine Niederfrequenz-Komponente, die (durch bewegungsabhängige Mischung im Schalter 52) von zwei Zeilen des gegenwärtigen Halbbildes und einer Zeile eines vorhergehenden Halbbildes in Abhängigkeit von dem Maß der Bildbewegung abgeleitet wird.
• In der vorangehenden Diskussion über die Verarbeitung von Standbildern in Fig. 1 wurde bemerkt, daß das Differenzsignal Y26 durch Subtraktion von Y9 von Y24 gebildet wurde, und daß dies zu einer Phasenumkehr der gegenwärtigen Niederfrequenz-Komponente relativ zu der Phase des die volle Bandbreite aufweisenden Signals Y10 führte, um dadurch diese Komponenten auszulöschen, wenn sie später durch Addition in der Addierschaltung 64 addiert werden. Als Alternative kann das Signal Y24 von Y9 subtrahiert werden, um das Differenzsignal Y26 zu bilden. Diese Änderung kann erfolgen (z.B. Umkehr der Eingänge zur Subtraktionsschaltung 55), indem die Addierschaltung 64 in dem Ausgangs-Prozessor 60 durch eine Subtraktionsschaltung ersetzt wird, die das Signal Y32, das vom Schalter 65 druchgelassen wird, von dem Signal Y28, das von der Beschleunigungseinheit 61 geliefert wird, subtrahiert.
• Andere Modifikationen können bei dem Beispiel von Fig. 5 durchgeführt werden. Beispielsweise können im Ausgangs-Prozessor 60 die Positionen des Interpolators 63 (der die Abtastraten-Aufwärts-Umwandlung erzeugt) und die Bechleunigungs-Schaltung 62 in der Kaskadenverbindung dieser beiden Schaltungselemente umgekehrt werden. Um diese Änderung durchzuführen, ist lediglich eine geeignete Auswahl der verschiedenen Taktfrequenzen erforderlich. Die Beschleunigungsschaltung erfordert beispielsweise einen Lesetakt, der doppelt so groß ist wie die Schreib-Taktfrequenz, und die Abtastraten-Umwandlung erfordert einen Lesetakt, der viermal so groß ist wie die Schreib-Taktfrequenz. In dem Beispiel von Fig. 5 wird die Beschleunigung vor der Abtastraten- Umwandlung vorgenommen. Genauer gesagt empfängt die Beschleunigungsschaltung eine Schreib-Taktfrequenz von CL/4 (z.B. 4 MHz) und eine Lese-Taktfrequenz von CL/2 (z.B. 8 MHz) und der Abtastraten-Wandler (Interpolator 63) empfängt eine Schreib-Taktfrequenz von CL/2 (z.B. 8 MHz) und eine Lese-Taktfrequenz von 2 CL (z.B. 32 MHz). Wenn die Abtastraten-Umwandlung vor der Beschleunigung erfolgt, werden die Taktfrequenzen wie folgt geändert: (1) die Schreib- und Lesetakte für die Beschleunigung werden in CL bzw. 2CL geändert (z.B. 16 und 32 MHz) und (2) der Schreib- und Lesetakt für die Abtastraten-Wandlung wird in CL/4 bzw. CL geändert (z.B. etwa 4 und 16 MHz). Die Gesamt-Funktion der Beschleunigungsschaltung und der Abtastraten-Wandler liefert genau dasselbe Ergebnis wie bei dem Beispiel von Fig. 5, denn das unterabgetastete Differenzsignal Y 26 hat nach der Abtastraten- Wandlung und Beschleunigung dieselbe Zeilenrate und Abtastrate wie das beschleunigte Luminanzsignal Y28 mit der vollen Bandbreite, und so können diese Signale kombiniert werden, um das progressiv abgetastete Ausgangssignal Y15 zu erzeugen.
• Fig. 6 und 7 sind Beispiele für "Beschleunigungs"-Schaltungen, die für die Verdoppelung der Zeilenrate der Chrominanz- oder Luminanz-Eingangssignale in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet sind. In Fig. 6 werden zu "beschleunigende" Videosignale am Eingang 602 alternativ über einen mit der Zeilenrate betätigten "Schreib"-Schalter 604 zwei Einzeilen-(1H)-CCD-Speichern 606 und 608 zugeführt. Wenn eine Zeile in einem der Speicher gespeichert wird, wird der andere Speicher mit der doppelten Schreib-Taktrate "gelesen" und einem Ausgang 612 über einen Leseschalter 610 zugeführt. Da die Lese-Taktrate zweimal so groß wie die Schreib-Taktrate ist, wird das Eingangssignal dadurch in der Zeit komprimiert und wiederholt, und somit hat das Ausgangssignal die doppelte Zeilenrate wie das Eingangssignal, wobei jede Zeile wiederholt wird. Da die CCD-Speicher eine Auffrischung benötigen, um zweimal gelesen zu werden, enthält jeder der Speicher 606 und 608 einen entsprechenden "Auffrischungs"- Schalter 614 und 616 zwischen seinem Eingangs- und Ausgangsanschluß, die während einer Leseoperation geschlossen sind, um den CCD-Speicherinhalt zu rezirkulieren und dadurch gespeicherte Daten für den zweiten der beiden Lesezyklen des Speichers zu wiederholen. Diese besondere Beschleunigungs-Schaltung kann zur Beschleunigung der Chrominanz-Komponente C1 in dem Beispiel von Fig. 5 für den Fall dienen, bei dem das Signal-Abtrennfilter 502 ein Chrominanz-Ausgangssignal mit analoger Form liefert. Vorteilhafterweise akzeptiert diese Art von Beschleunigungs-Schaltung analoge Signale unmittelbar ohne die Notwendigkeit für eine Analog/Digital-Umwandlung. Eine andere Alternative (für digitale Eingangssignale) besteht darin, einen Doppelanschluß-Speicher zu verwenden (wie später erläutert), der weniger kompliziert ist als getrennt geschaltete Einzeilen-Speicher.
• Die Beschleunigungs-Schaltung von Fig. 7 ist ähnlich wie die von Fig. 6, jedoch verwendet sie digitale (binäre) Speicher als Speichervorrichtungen anstelle von CCD-Speichervorrichtungen. Die Funktion ist sonst dieselbe wie bei dem Beispiel von Fig. 6 mit der Ausnahme, daß Auffrischungs-Schaltungen für den digitalen Speicher nicht erforderlich sind. Diese Art von Beschleunigungs-Schaltung kann unmittelbar für die Luminanzsignal-Verarbeitung im Prozessor 60 verwendet werden, weil die Signale dort bereits in binärer Form sind. Um diese Beschleunigungs-Schaltung für das Chrominanzsignal C1 in dem Beispiel von Fig. 5 zu verwenden, wäre es notwendig, dem Eingang des Schalters 704 einen Analog/Digital-Wandler hinzuzufügen und dem Ausgang (712) des Schalters 710 einen Digital/Analog-Wandler hinzuzufügen. Dies würde natürlich nicht nötig sein, wenn die Signal-Abtrennschaltung 502 eine Schaltung von digitalem Typ ist, die Ausgangssignale liefert, die bereits digitale Form haben anstatt analoge Form. Wenn das Beispiel von Fig. 5 modifiziert wird, um eine digitale Signalabtrennung vorzusehen, dann kann der Analog/Digital-Wandler 510 entfallen.
• Fig. 8 ist ein Beispiel für eine Unterabtastschaltung, die für die Verwendung als Schaltung 22 im Prozessor 20 geeignet ist. Die Schaltung umfaßt eine Latchvorrichtung 802 mit einem Dateneingang 804, der das tiefpaßgefilterte Luminanzsignal Y2 empfängt, die einen Takteingang 805 hat, dem das Unterabtast- Taktsignal zugeführt wird, und die einen Ausgang 806 hat, um das unterabgetastete Ausgangssignal Y4 zu liefern. Die Daten-Latchvorrichtung kann mit einer Rate CL/N getaktet werden, worin N eine Zahl größer als 1 ist. Vorzugsweise ist N eine ganze Zahl wie 2, 3 oder 4. Als Alternative kann N ein nicht ganzzahliger Bruchteil sein. Der Vorteil der Verwendung ganzzahliger Werte für N (was vorgezogen wird) besteht darin, daß keine Interpolation erforderlich ist, um das unterabgetastete Signal zu erzeugen. Nicht ganzzahlige Werte von N können jedoch gegebenenfalls in einem besonderen System verwendet werden. Die gegenwärtig bevorzugten ganzzahligen Unterabtast-Werte sind 2, 3 und 4.
• Bei dem hier gezeigten besonderen Ausführungsbeispiel ist zwecks Veranschaulichung der Erfindung der Wert N = 4 gewählt. Für die in dem Beispiel von Fig. 1 und 5 angenommene 4-zu-1- Unterabtastung, die beide eine Taktfrequenz von CL/4 verwenden, würde die Latchvorrichtung 802 drei von vier Abtastungen des tiefpaßgefilterten Luminanzsignals fallen lassen. Demzufolge brauchen die für diesen Unterabtast-Wert (N = 4) erforderlichen Speicher zur Ausführung der Video-Signalverzögerung nur ein Viertel so groß zu sein wie sie sein müßten, wenn das Videosignal nicht unterabgetastet würde.
• Die Durchschnittsbildungs-Schaltung 51 kann - wie in Fig. 9 dargestellt - durch Zuführung der nicht verzögerten und der 1-H- verzögerten Signale zu den Eingängen (904, 906) einer Addierschaltung 902 und Teilen des Addierschaltungs-Ausgangs durch 2 mit einer Teilerschaltung 908 ausgeführt werden, um dadurch ein Zeilen-Durchschnitts-Ausgangssignal Y22 am Ausgangsanschluß 910 zu erzeugen. In der Praxis kann die Teilerschaltung durch einfaches Nichtverwenden des LSB-Ausgangs der Addierschaltung ausgeführt werden und somit eine 1 Bit-Verschiebung der Addierschaltungs-Ausgänge vorgesehen werden. Für Systeme, bei denen die Signalverarbeitung an diesem Punkt in analoger Form erfolgt, würde die Teilerschaltung durch ein 6 dB-Dämpfungsglied ersetzt, und die Addierschaltung würde durch ein Summierungs-Netzwerk ersetzt.
• Fig. 10A ist ein Beispiel für einen Interpolator, der zur Vervierfachung der Abtastrate der Luminanzsignale Y4, Y9 oder Y30 verwendet werden kann. Wie zuvor erläutert wurde, kann man eine Abtastraten-Aufwärts-Umwandlung durch einfache vierfache Wiederholung jedes unterabgetasteten Pixels vorsehen. Die Abtastraten-Aufwärts-Wandlung durch wiederholende Abtastungen neigt jedoch zur Erzeugung von Bildern mit verhältnismäßig grober Diagonal-Linienstruktur. Interpolierende Wandler wie in Fig. 10A (und in Fig. 10B wie später erläutert) weisen glattere Diagonallinien aber etwas "weichere" Horizontal-Übergänge auf.
• In größeren Einzelheiten enthält der Interpolator von Fig. 10A eine Abtast-Verzögerungseinheit 1002 mit einem Eingang 1004, dem das unterabgetastete Luminanzsignal zugeführt wird. Die Verzögerungseinheit 1002 empfängt auch ein Taktsignal CL/2, das gleich der Unterabtastrate (z.B. 4 MHz) ist und so dem Signal am Eingang 1004 eine Verzögerung von einer Abtastung verleiht. Die Eingangs-(A)- und Ausgangs-(B)-Signale der Verzögerungseinheit 1002 werden den Eingängen von drei arithmetischen Einheiten 1006, 1008 und 1010 zugeführt, die entsprechende Ausgangssignale (3A + B)/4, (A + B)/2 und (A + 3B)/4 erzeugen. Die Ausgangssignale der arithmetischen Einheiten 1006, 1008 und 1010 und das Eingangssignal der Verzögerungseinheit 1002 werden einem Multiplex-(MUX)-Schalter 1012 zugeführt, der sequentiell die Signale mit einer Taktrate von 2 CL auswählt. Diese Taktrate ist viermal so groß wie die Taktrate, die der Abtast-Verzögerungseinheit 1002 zugeführt wird, und so haben die interpolierten und gemultiplexten Signale, die vom Schalter 1012 an den Ausgangsanschluß 1014 geliefert werden, die vierfache Abtastrate wie das Eingangssignal.
• Fig. 11 ist ein Pixel-Diagramm, das den Betrieb des Interpolators von Fig. 10A (und Fig. 10B), die später erläutert, für den Fall darstellt, bei dem das gegenwärtig empfangene Puxel A auf einem Schwarzpegel ist, z.B. 0 IRE-Einheiten) und das vorhergehende Pixel B auf einem Weißpegel war (z. B. 100 IRE-Einheiten). Wie dargestellt, wählt der Multiplex-Schalter 1012 sequentiell die arithmetischen Eingangs-Ausgänge aus, um interpolierte Pixel vorzusehen, die Luminanzpegel von (A + 3B)/4, (A + B)/2 und (3A + B)/4 haben, die zwischen den Werten des gegenwärtigen (A) und des vorhergehenden Pixels (B) liegen. Demzufolge wird eine lineare Annäherung von Pixelwerten mit dem Vierfachen der Eingangs-Abtastrate erzeugt. Wie zuvor bemerkt wurde, hat die Verwendung der Interpolation den Vorteil, daß glattere diagonale Linien erzeugt werden als bei dem alternativen Abtastraten-Umwandlungsverfahren mit einfacher Wiederholung jedes ankommenden Pixels, um die Abtastrate zu vervierfachen.
• Fig. 10B ist ein Blockschaltbild einer (bevorzugten) alternativen Form eines interpolierenden Abtastraten-Wandlers, der nicht die Verwendung von Vervielfachern wie bei der Anordnung von Fig. 10A erfordert. Der Wandler hat einen Eingangsanschluß 1020, dem das Luminanzsignal zugeführt wird, und einen Ausgangsanschluß 1030, an dem das interpolierte 1:4-Abtastraten- Luminanzsignal erzeugt wird. Der Anschluß 1020 ist mit dem Anschluß 1030 über eine Kaskadenverbindung verbunden, die einen 1:4-Abtastraten-Wiederholer 1022, ein erstes Digitalfilter 1024 mit einer Z-Transformation von 1 + Z (exp.-1) ein zweites digitales Filter 1026 mit einer Z-Transformation von 1 + Z (exp.-2) und eine durch vier teilende Teilerschaltung 1028 umfaßt. Der Abtast-Wiederholer 1020 wiederholt ankommende Abtastungen, um vier identische Ausgangs-Abtastungen für jede empfangene Abtastung zu erzeugen. Das erste digitale Filter kann als Addierschaltung ausgeführt werden, die eine Eingangs-Abtastung einer vorherigen, um ein Abtast-Intervall verzögerten Abtastung hinzufügt. Es ist keine Multiplikation erforderlich. Das zweite digitale Filter kann durch eine Addierschaltung ausgeführt werden, die den Ausgang des ersten Filters einem Signal hinzufügt, das dem Ausgang des ersten, um zwei Abtastperioden verzögerten Filters entspricht. Wiederum ist keine Multiplikation erforderlich. Der Ausgang des zweiten Filters wird mit einem Faktor vier durch die Teilerschaltung 1028 herunterskaliert. Das somit erzeugte Ausgangssignal ist dasselbe wie bei dem vorherigen Beispiel. Vorteilhafterweise ist bei dieser bevorzugten Ausführungsform des Abtastraten-Wandlers keine Multiplikation in irgendeiner Stufe erforderlich, und so ist die Schaltung gegenüber dem vorhergehenden Beispiel nennenswert einfacher.
• Fig. 12, 13 und 14 veranschaulichen verschiedene alternative Ausführungsformen und alternative nicht-lineare Ansprech-Charakteristiken für den Steuersignal-Generator 54. In seiner einfachsten Form kann der Steuersignal-Generator 54, wie in Fig. 12 dargestellt, durch Zuführung des eine Bewegung anzeigenden Signals M zu einem Eingang 1204 eines Schwellwert-Detektors 1202 ausgeführt werden, der ein Bezugssignal R an seinem anderen Eingang 1206 empfängt und ein binär bewertetes (d.h. Ein/Aus) Ausgangssignal am Ausgang 1208 liefert, das anzeigt, wenn das eine Bewegung anzeigende Signal M oberhalb oder unterhalb des Bezugssignals ist. Dieser Schwellwert-Betrieb ist durch die Kurve K1 in Fig. 14 veranschaulicht, wo ersichtlich ist, daß für Werte des Bewegungssignals M unter dem Bezugspegel R der Wert des Steuersignals K Null und sonst Eins ist.
• Fig. 13 veranschaulicht eine bevorzugte Ausführung des Steuersignal-Generators 54, bei dem das die Bewegung anzeigende Signal M den Adresseneingängen 1104 eines Festspeichers (ROM) 1302 zugeführt wird, der an seinem Ausgang 1306 das Steuersigna K liefert. Dieser Generator kann den Schwellwertverlauf der Kurve K1 in Fig. 14 erzeugen, und er kann auch andere kompliziertere nicht-lineare Verläufe erzeugen, die durch die Kurven K2 und K3 in Fig. 14 veranschaulicht sind. Bei dem Beispiel der Kurve K2 in Fig. 12 ändert sich das Steuersignal K relativ langsam für kleine und große Werte des Bewegungssignals M und ändert sich verhältnismäßig schnell für Zwischenwerte des Bewegungssignals M. In dem Beispiel der Kurve K3 nimmt das Steuersignal schnell für kleine Bewegungswerte zu und erhöht sich weniger schnell für größere Bewegungswerte. Die Verwendung von nicht-linearen Ansprechkurven für den Steuersignal-Generator 54 wird gegenüber dem Beispiel der binär bewerteten Sschwellwert-Feststellung bevorzugt, weil Änderungen in den Kurven (z.B. K2 oder K3) weit weniger abrupt und dafür für einen Betrachter des verarbeiteten Videosignals weniger bemerkbar sind.
• Fig. 15A ist ein Beispiel einer geeigneten Ausführung eines Soft-Schalters 52, der zwei Multiplizier-Schaltungen 1502 und 1404 umfaßt, die jeweils das um ein Halbbild verzögerte (Y20) und das Zeilen-Durchschnitts-Luminanzsignal (Y22) an Eingängen 1506 und 1508 empfängt, und Ausgänge hat, die mit einer Addierschaltung 1510 verbunden sind, die das gemischte Luminanzsignal Y24 an seinem Ausgang 1512 erzeugt. Die Multiplizierschaltung 1504 wird unmittelbar durch das Steuersignal K gesteuert, das dem Eingang 1514 zugeführt wird, und die Multiplizierschaltung 1502 wird durch ein Signal gesteuert, das gleich 1K ist, das von einem Festspeicher (ROM) 1516 erzeugt wird, der durch das Steuersignal K adressiert wird.
• Im Betrieb läßt bei keiner Bewegung (K = 0) die Multiplizierschaltung 1502 das um ein Halbbild verzögerte Luminanzsignal Y20 zum Ausgang über die Addierschaltung 1510 durch, und die Multiplizierschaltung 1504 blockt das Zeilen-Durchschnitts-Luminanzsignal Y22 ab. Für eine hohe Bewegung (K = 1) wird das Zeilen-Durchschnitts-Luminanzsignal Y22 zu dem Ausgang durch die Multiplizierschaltung 1504 und die Addierschaltung 1510 durchgelassen, und das um ein Halbbild verzögerte Luminanzsignal wird durch die Multiplizierschaltung 1502 blockiert. Für Zwischenmaße der Bewegung (0 < K < 1) wird das Ausgangssignal gemischt oder in Anteilen von K und 1-K kombiniert.
• Fig. 15B ist ein bevorzugtes Beispiel einer geeigneten Ausführung eines Softschalters 52, der nur eine Multiplizierschaltung erfordert. Der Schalter umfaßt eine Subtraktionsschaltung 1530 mit einem Ausgang, der über eine Multiplizierschaltung 1535 mit einem Eingang einer Addierschaltung 1540 verbunden ist. Das Zeilen-Durchschnitts-Luminanzsignal Y22 am Eingang 1550 wird dem positiven oder nicht-invertierenden Eingang (+) der Subtraktionsschaltung 1530 zugeführt. Das um ein Halbbild verzögerte Luminanzsignal Y20 am Eingang 1560 wird der Addierschaltung 1540 und dem subtraktiven (-) Eingang der Subtraktionsschaltung 1530 zugeführt. Das Steuersignal K wird dem anderen Eingang der Multiplizierschaltung 1535 zugeführt.
• Wenn im Betrieb keine Bewegung (K = 0) vorhanden ist, wird das um ein Halbbild verzögerte Luminanzsignal Y20 dem Ausgang 1580 über die Addierschaltung 1540 zugeführt. In diesem Fall kann das Signal Y22 ignoriert werden, weil die Multiplizierschaltung 1535 das Signal Y22 blockiert, wenn K gleich 0 ist. Für den Fall, daß eine Menge an Bewegung (K = 1) vorhanden ist, verbindet die Multiplizierschaltung 1535 Y22 und minus Y20 mit der Addierschaltung 1530, die an ihrem anderen Eingang plus Y20 empfängt. Demzufolge löschen in diesem Fall die um 180º in der Phase verschobenen Y20-Signale einander aus, und der Ausgang der Addierschaltung ist das Signal Y22. Für jeden Wert von K zwischen den Grenzen 1 und 0 (0 < K < 1) umfaßt das Ausgangssignal Y20 und Y22 gemischt gemäß dem Steuersignal K.
• Fig. 16 und 17 veranschaulichen alternative Ausführungen der Verzögerungseinheit 32, die das um eine Zeile verzögerte Ausgangssignal Y18, das um ein Halbbild verzögerte Ausgangssignal Y20 und das um ein Vollbild verzögerte Ausgangssignal Y6 erzeugt. Die genaue Verzögerung dieser Signale hängt, wie leicht erkennbar ist, von der Video-Sendenorm (NTSC, PAL oder SECAM) ab. Im Beispiel von Fig. 16 (wo die NTSC-Norm angenommen ist) wird die angezapfte Vollbild-Verzögerung durch eine Kaskadenverbindung einer 1-H-Verzögerung 1602, einer 262-H-Verzögerung 1604 und einer weiteren 262-H-Verzögerung 1606 ausgeführt, wobei verzögerte Luminanz-Ausgangssignale Y18, Y20 und Y6 an Ausgängen 1603, 1605 bzw. 1607 erzeugt werden.
• Eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform der Verzögerungseinheit 32 ist in Fig. 17 dargestellt, bei der das zu verzögernde Signal dem Eingang 1702 einer 1-H-Verzögerungseinheit 1704 und dann über einen Multiplexschalter 1706 einem Speicher 1708 zugeführt wird, der eine Speicherkapazität von einem Vollbild hat, und der eine vollständige Verzögerung eines Halbbildes liefert. Der Ausgang des Vollbild-Speichers 1708 wird einem De- Multiplex-Schalter 1710 zugeführt, der ein um ein Halbbild verzögertes Ausgangssignal am Anschluß 1712 und ein um ein Vollbild verzögertes Ausgangssignal am Anschluß 1714 erzeugt. Das um ein Halbbild verzögerte Ausgangssignal wird zum anderen Eingang des Schalters 1706 zurückgeführt und wird dadurch mit dem um ein Vollbild verzögerten Signal in dem Speicher 1708 verschachtelt. Durch diese Mittel umfaßt der Inhalt des Speichers verschachtelte um ein Halbbild und um ein Vollbild verzögerte Signale, die am Ausgang mittels des De-Multiplex-Schalters 1710 getrennt werden. Weitere Einzelheiten dieses Beispiels einer angezapften Vollbild-Verzögerungseinheit 22 sind im US-Patent 4,639,783 von R.T. FLING mit dem Titel VIDEO SIGNAL FIELD/FRAME STORAGE SYSTEM beschrieben, das am 27. Januar 1987 ausgegeben wurde.
• Fig. 18 veranschaulicht eine Modifikation der Farbsignal- Verarbeitung in dem Empfänger von Fig. 5, wobei das von der Abtrennschaltung 502 gelieferte abgetrennte Chrominanzsignal C1 dem Eingang 1804 eines Farb-Demodulators 1802 zugeführt wird, der demodulierte (Basisband) Ausgangs-Farbsignale (z.B. R-Y und B-Y) an entsprechende Beschleunigungseinheiten 1806 und 1808 liefert, die dem YC-Prozessor und der Matrix-Einheit 24 demodulierte Chrominanzsignale mit doppelter Zeilenrate zuführen. Die Demodulation des Chrominanzsignals vor der Beschleunigung - wie bei diesem Beispiel gezeigt - erfordert zwei Farb-Beschleunigungsschaltungen, aber sie wird gegenwärtig bevorzugt, da sie den Vorteil der Durchführung der Demodulation mit einer niedrigeren Taktfrequenz hat, als sie sonst erforderlich wäre, wenn die Farb-Demodulation nach der Beschleunigung wie bei dem vorhergehenden Beispiel durchgeführt würde.
• Fig. 19 ist ein Beispiel einer weiteren Beschleunigungsschaltung, die für die Verwendung in dem Empfänger von Fig. 5 geeignet ist, die einen Speicher 1102 mit wahlweisem Zugriff des Doppelanschluß-Typs verwendet, der einen Eingangsanschluß 1304 zum Empfang eines digitalen zu beschleunigenden Signals und einen Ausgangsanschluß 1906 hat, der das beschleunigte Video- Ausgangssignal liefert. Diese Art von Speicher erlaubt das Auftreten von Lese- und Schreiboperationen im wesentlichen zur gleichen Zeit, was in Fig. 20 dargestellt ist. Wie dargestellt, werden ankommende Zeilen A und B in dem Speicher in Abhängigkeit von dem Schreibtakt (CL) gespeichert. Der Start des Lesezyklus für die erste Zeile A beginnt in der Mitte des Schreibzyklus für die Zeile A. Das Lesen erfolgt mit der doppelten Schreib- Taktrate, und so ist die Zeile A in der Zeit durch einen Faktor 2 komprimiert. Der Start des Lesezyklus der zweiten Zeile A beginnt am Ende des Schreibzyklus für die Zeile A und am Beginn des Schreibzyklus für die Zeile B. Die Verwendung von Speichern mit doppeltem Anschluß wird gegenwärtig bevorzugt, da dies weniger kompliziert ist als die anderen erörterten Beispiele. Es wird auch bemerkt, daß die inbegriffene Verzögerung zwischen dem Start eines Schreibzyklus und dem Start des ersten entsprechenden Lesezyklus nur eine halbe zeile beträgt anstatt einer vollen Zeile wie bei den vorherigen Beispielen. Verschiedene andere Änderungen können in den beschriebenen Ausführungsformen außer den hier beschriebenen erwähnten vorgenommen werden. Beispielsweise ist es nicht erforderlich, daß die Signalverarbeitung durch das bevorzugte Verfahren der digitalen Signalverarbeitung erfolgt. Geeignete Verzögerungen können durch andere Verfahren als durch Verwendung der hier beschriebenen CCD-Vorrichtungen vorgesehen werden. Arithmetische Operationen für analoge Ausführungsformen können durch analoge Vorrichtungen ausgeführt werden, z.B. Operationsverstärker, summierende Widerstands-Netzwerke und dergleichen. Die Erfindung ist in den nachfolgenden Ansprüchen definiert.

Claims (4)

1.) Konverter für progressive Abtastung, umfassend eine Quelle (510) zur Lieferung eines Zeilensprung-Video-Eingangssignals (Y2) und Mittel zur Bildung eines störverminderten Ausgangssignals für progressive Abtastung, gekennzeichnet durch:

einen ersten Prozessor (20, 30, 40) umfassend eine Entkernungsschaltung (42) und ein Vollbild-Rekursivfilter, der auf das Zeilensprung-Video-Eingangssignal (Y2) anspricht, um ein erstes Video-Ausgangssignal (Y10) zu erzeugen, das eine einer Entkernung unterworfene Hochfrequenz-Komponente besitzt, und das eine erste Niederfrequenz-Komponente (Y12) besitzt, die einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfen wird, und umfassend eine Vielzahl von weiteren Ausgängen (Y18, Y20) zur Lieferung einer Vielzahl von weiteren niederfrequenten, unterabgetasteten und einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Komponenten des Video-Eingangssignals mit unterschiedlichen Verzögerungen (1-H, 263-H) relativ zu der ersten Niederfrequenz-Komponente;

einen zweiten Prozessor (50), der auf die der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Niederfrequenz-Komponenten anspricht, um ein Video-Differenzsignal (Y26) zu erzeugen, das repräsentativ für eine Differenz zwischen einer von einer gegenwärtigen Zeile des Video-Eingangssignals abgeleiteten Niederfrequenz-Komponente und einer zweiten von wenigstens einer vorhergehenden Zeile des Video-Eingangssignals abgeleiteten Niederfrequenz-Komponente ist; und

eine Ausgangsschaltung (60) zum wahlweisen Kombinieren des Video-Differenzsignals (Y26) und dem ersten Videosignal (Y10), um ein störvermindertes, progressiv abgetastetes (ohne Zeilensprung) Video-Ausgangssignal (Y15) vorzusehen, in dem Hochfrequenz-Komponenten durch Entkernung störvermindert sind, und Niederfrequenz-Komponenten durch Vollbild-Rekursivfilterung störvermindert sind.

2.) Konverter für progressive Abtastung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Prozessor (20, 30, 40) umfaßt:

ein Filter (20) zum Aufspalten des Eingangssignals (Y2) in eine Niederfrequenz-Komponente (Y4) und in eine Hochfrequenz- Komponente (Y3);

ein Vollbild-Rekursivfilter (30), das auf die Niederfrequenz-Komponente (Y4) anspricht, um eine Vielzahl von einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Ausgangssignalen zu erzeugen, die entsprechende Verzögerungen von null Zeilen (Y9) von einer Zeile (Y18), von einem Halbbild (Y20) und von einem Vollbild (Y6) haben; und

eine Entkernungs- und Niederfrequenzsignal-Substitutionsschaltung (40), die eine Entkernungsschaltung (50) umfaßt, die auf die Hochfrequenz-Komponente (Y3) anspricht, um eine entkernte Hochfrequenz-Komponente (Y11) zu erzeugen, und eine Addierschaltung (46), um die der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfene unverzögerte Niederfrequenz-Komponente (Y9) der entkernten Hochfrequenz-Komponente (11) hinzuzufügen, um das erste Videosignal zu erzeugen.

3.) Konverter für progressive Abtastung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Prozessor (50) umfaßt:

einen Bewegungsdetektor (53), der auf die nicht verzögerten oder auf die um ein Vollbild verzögerten, einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Niederfrequenzsignale (Y9 und Y6) anspricht, um ein Bewegungs-Anzeigesignal (M) zu erzeugen;

eine Zeilen-Durchschnittsbildungsschaltung (51), um den Durchschnitt der nicht verzögerten und der um eine Zeile verzögerten Zeilen (Y9 und Y18) der Vielzahl von der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenen Signale zu bilden, um ein durchschnittliches, einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenes Signal (Y20) zu erzeugen;

einen Softschalter (52), der auf das eine Bewegung anzeigende Signal (M oder K) anspricht, um wahlweise das Zeilendurchschnittssignal und das um ein Halbbild verzögerte Signal (Y22 und Y20) zu mischen und ein bewegungskompensiertes, rekursiv gefiltertes Niederfrequenz-Ausgangssignal (Y24) zu erzeugen, und

eine Subtraktionsschaltung (55), um die nicht verzögerte, der Vollbild-Rekursivfilterung unterworfene Niederfrequenz-Komponente (Y24) von der bewegungskompensierten Komponente (Y24) zu subtrahieren, um ein einer Vollbild-Rekursivfilterung unterworfenes Niederfrequenz-Video-Differenzsignal (Y26) zu erzeugen, das der von dem zweiten Prozessor erzeugten zweiten Niederfrequenz-Komponente (Y26) entspricht.

4.) Konverter für progressive Abstastung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (60) umfaßt:

zwei Beschleunigungsschaltungen (61, 62) zur Verdoppelung der Zeilenrate des ersten Video-Ausgangssignals (Y10) und des Video-Differenzsignals (Y26);

eine Addierschaltung (64) mit einem ersten Eingang zum Empfang des ersten Video-Ausgangssignals mit der doppelten Zeilenrate und mit einem zweiten Eingang, der über einen Schalter (65) zum Empfang des Video-Differenzsignals angeschlossen ist, und mit einem Ausgang zur Lieferung des rauschverminderten Ausgangssignals (Y15) für progressive Abtastung.