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Diese Erfindung bezieht sich auf eine
Stromversorgungsschaltung für elektronische Geräte und insbesondere auf eine
Schaltung zur Regelung der Stromversorgung für ein
derartiges Gerät.
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In einer konventionellen Stromversorgungsschaltung für
elektronische Geräte, wie sie in dem japanischen
offengelegten Patent Nr. 60-203887 beschrieben ist, sind
Energieerzeugungsmittel vorgesehen, wobei eine
Sekundärenergiequelle, beispielsweise ein Kondensator großer Kapazität
(im folgenden als Kondensator bezeichnet) die erzeugte
elektrische Energie speichert. Die Spannung von der
Sekundärenergiequelle wird zur Erzeugung einer
Hauptspeisespannung durch eine Spannungserhöhungsschaltung angehoben.
Eine derartige Anordnung stellt eine längere Betriebszeit
für das elektronische Gerät sicher.
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Wird die Kondensatorspannung als Primärspannung und die
Ausgangsspannung der Spannungserhöhungsschaltung als
Sekundärspannung bezeichnet, so wird die Sekundärspannung zur
Erzeugung von Regelsignalen für den Betrieb der
Spannungserhöhungsschaltung verwendet. Eine derartige Anordnung ist
jedoch mit verschiedenen technischen Problemen behaftet,
welche sich aus der Verwendung von Schalttransistoren in der
Spannungserhöhungsschaltung ergeben.
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Sind die Schalttransistoren MOSFET-Typen, so kann der durch
jeden Transistor gezogene Strom durch die folgenden
Gleichungen ausgedrückt werden:
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Im Sättigungsbereich
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Id = β (V GS - V TH)² ... ...1
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Im nichtgesättigten Bereich
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Id = β {(V GS - V TH) V DS - 2 V DS²}/2 ... 2
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worin V GS die Potentialdifferenz zwischen dem Gate und der
Source, V TH die Schwellspannung und V DS die
Potentialdifferenz zwischen der Drain und der Source des Transistors
bedeuten und
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β - W/L uncox
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ist.
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Darin bedeuten W die Kanalbreite, L die Kanallänge, un die
Oberflächenwanderung von Elektronen und Cox die Kapazität
des Gateoxidfilms bedeuten.
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Wie nachfolgend noch genauer erläutert wird, wird in den
obigen Gleichungen V GS kleiner als V TH, wenn die
Kondensatorspannung einen bestimmten Spannungspegel erreicht oder
wenn die angehobene Spannung klein ist, so daß der
betreffende Transistor nicht mehr leitet und damit der
Spannungserhöhungsbetrieb beendet wird. Ein derartiges Abschalten der
Stromversorgung ist für das elektronische Gerät nachteilig,
das einen durch die angehobene Spannung aufgeladenen
Kondensator als Hauptenergiequelle benutzt. Dadurch kann das
elektronische Gerät selbst vollständig abgeschaltet werden.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung wenigstens
in ihrer bevorzugten Ausführungsform das vorgenannte
Problem zu lösen.
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Das Dokument US 4,730,287 offenbart eine Schaltung für
eine elektrische Uhr, bei welcher vorgesehen ist, die
Uhr zu starten, wenn eine gespeicherte Spannung
niedriger als die Betriebsspannung der Uhr ist.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine
Stromversorgung wie in Anspruch 1 beansprucht vorgesehen.
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf durch
eine Stromversorgung dieses Typs gekennzeichnete
elektronische Geräte.
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Die vorliegende Erfindung gewährleistet einen zuverlässigen
Betrieb der Spannungserhöhungsschaltung, selbst wenn die
Kondensatorspannung einen bestimmten Spannungspegel erreicht
oder wenn die angehobene Spannung klein ist, wodurch die
Wahrscheinlichkeit eines Abschaltens des elektronischen
Gerätes verringert oder vermieden wird.
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Die Erfindung wird beispielhaft anhand der beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer
für eine elektronische Armbanduhr verwendeten
Stromversorgungsschaltung gemäß vorliegender
Erfindung ist;
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Fig. 2 ein Schaltbild einer ersten
Spannungserhöhungsschaltung der Stromversorgungsschaltung gemäß Fig.
1 ist;
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Fig. 3 ein unterschiedliche Betriebszustände der ersten
Spannungserhöhungsschaltung zeigendes
Funktionsschaltbild ist;
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Fig. 4 ein Zeittaktdiagramm für in der ersten
Spannungserhöhungsschaltung erzeugte Signale ist;
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Fig. 5 eine Einschalt-Widerstandscharakteristiken von
Schalttransistoren der ersten
Spannungserhöhungsschaltung im Stand der Technik zeigende
graphische Darstellung ist;
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Fig. 6 eine weitere
Einschalt-Widerstandscharatkeristiken der Schalttransistoren der ersten
Spannungserhöhungsschaltung im Stand der Technik zeigende
graphische Darstellung ist; und
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Fig. 7 eine Einschalt-Widerstandscharakteristiken der
Schalttransistoren der ersten
Spannungserhöhungsschaltung gemäß vorliegender Erfindung zeigende
graphische Darstellung ist.
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Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer
Stromversorgungsschaltung gemäß vorliegender Erfindung, die eine
Energieerzeugungsanordnung besitzt und in eine elektronische
Armbanduhr eingebaut ist.
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In Fig. 1 erzeugt eine Energieerzeugungsspule 1 eine
Wechselspannung unter Verwendung einer Generatoranordnung,
wie sie beispielsweise in der japanischen veröffentlichten
Patentanmeldung Nr. 61-093978 beschrieben ist. Eine
Gleichrichterdiode 2 führt eine Halbwellengleichrichtung der
Wechselspannung durch und liefert eine gleichgerichtete
Spannung für einen Kondensator 3 hoher Kapazität zu dessen
Aufladung. Ein als Schalteranordnung zur Vermeidung einer
Überladung des Kondensators 3 dienender Begrenzer 4 wird
dann aktiviert, wenn die Spannung V SC am Kondensator 3
einen vorgegebenen Spannungspegel erreicht, wobei der
Begrenzer 4 dann als Nebenschluß für das Ausgangssignal von
der Generatorspule 1 dient.
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Eine erste Spannungserhöhungsschaltung 5 hebt die Spannung
V SC zur Speisung eines Hilfskondensators 6 zwecks dessen
Aufladung an. Eine Regelschaltung 7 der Armbanduhr wird
durch die Spannung Vss1 am Hilfskondensator 6 angesteuert,
wobei die Spannung Vss1 die Hauptspeisespannung für die
Armbanduhr ist. Die Armbanduhr enthält weiterhin einen
Kristalloszillator 8, der als Quelle für ein Zeitnormal
dient und auf einer Frequenz von 32768 Hz schwingt; eine
Wicklung 9 eines bekannten Schrittschaltmotors ist zur
Zeitanzeige mit den Armbanduhrzeigern verbunden.
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Eine zweite Spannungserhöhungsschaltung 10 hebt unter
Verwendung einer bekannten Aufladetechnik mit einem
Kondensator die Hauptspeisespannung Vss1 auf eine Spannung Vss2 an.
Die von der zweiten Spannungserhöhungsschaltung 10
abgegebene Spannung Vss2 wird in einen Pegelumsetzer 11 in Form
eines bekannten Spannungsdetektors eingespeist, welcher
weiterhin ein Eingangsregelsignal P' mit einem der Spannung
Vss1 von der Regelschaltung 7 entsprechenden Spannungspegel
aufnimmt und das Signal P' in ein Regelsignal P umsetzt,
dessen Spannungspegel der Spannung Vss2 entspricht. Das
umgesetzte Regelsignal P wird sodann durch den Pegelumsetzer
11 in die erste Spannungserhöhungsschaltung 5 eingespeist.
Weiterhin wird ein Regelsignal N, dessen Spannungspegel der
Spannung Vss1 entspricht ohne Umsetzung direkt von der
Regelschaltung 7 in die erste Spannungserhöhungsschaltung 5
eingespeist.
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Ein Sofortstartwiderstand 12 aktiviert die Schwingung am
Betriebsbeginn der Armbanduhr unter Ausnutzung des durch die
Wechselspannung an ihr erzeugten Spannungsabfalls. Ein
Transistor 13, der außer am Betriebsbeginn normalerweise
durchgeschaltet bleibt, trennt den Sofortstartwiderstand 12
von den Ladeschaltungen. Ein Spannungsdetektor 14 steuert
den Ein/Ausschaltbetrieb sowohl des Transistors 13 und des
Begrenzers 4 durch Vergleich der Spannung V SC des
Kondensators 3 mit vorgegebenen Spannungsschwellwerten V ON und
V LIM mit zwei Pegeln. Ist V SC < V ON, so wird davon
ausgegangen, daß der Betrieb der Armbanduhr gestartet und der
Transistor 13 gesperrt ist. Damit wird der
Sofortstartwiderstand 12 wirksam. Ist V SC > V ON, so wird davon
ausgegangen, daß eine ausreichend hohe Betriebsspannung erreicht und
der Transistor 13 durchgeschaltet ist. Der Spannungspegel
V LIM wird auf einen Pegel nahe dem maximalen
Spannungsnennweit des Kondensators 3 voreingestellt, so daß der Begrenzer
4 zum Schutz des Kondensators 3 gegen Überladung in dem
Zeitpunkt aktiviert wird, in dem V SC größer als V LIM wird.
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Fig. 2 zeigt ein Schaltbild der ersten
Spannungserhöhungsschaltung 5. Ein Kondensator 15 dient zur Speicherung der
Ladung im Hilfskondensator 3. Die Aufladung des
Kondensators 15 erfolgt durch Wechsel zwischen zwei
unterschiedlichen Verbindungen über eine Anordnung von MOSFETs 16 bis 19
mit einem durch die Eingangsregelsignale N und P
festgelegten Zeittakt. Fig. 3 zeigt ein Funktionsschaltbild der
beiden Verbindungen. Dies ist eine bekannte Aufladetechnik,
durch welche die Spannung Vss1 des Hilfskondensators 6
gleich der doppelten Spannung V SC des Kondensators 3 wird.
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Fig. 4 zeigt ein Zeittaktdiagramm der in die Schaltung 5
eingespeisten Regelsignale P-1, P-2, N-1 und N-2 zur
Regelung des Ein/Ausschaltbetriebs der MOSFETs 16 bis 19 gemäß
Fig. 2 und damit des Aufladezyklus des Kondensators 15.
Während einer Periode 1 befinden sich die Regelsignale P-1
und N-1 in einem aktiven Zustand, wodurch die MOSFETs 16 und
18 durchgeschaltet werden. Während eines Zyklus 2 befinden
sich die Regelsignale P-2 und N-2 in einem aktiven Zustand,
wodurch die MOSFETs 17 und 19 durchgeschaltet werden. Dieses
Schalten ermöglicht einen Wechsel der beiden Verbindungen.
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In konventionellen elektronischen Armbanduhren werden die
beiden Regelsignale P-1 und P-2 ohne Umsetzung vom Pegel der
Spannung Vss1 auf den Pegel der Spannung Vss2 direkt von der
Regelschaltung 7 geliefert. Daraus ergibt sich der folgende
Nachteil:
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In Fig. 5 repräsentiert die horizontale Achse die Spannung
V SC des Kondensators 3 und die vertikale Achse den
Einschaltwiderstand des MOSFET 18. Der MOSFET 18 besitzt einen
komplementären P-Kanal, wobei ein N-Kanal-MOSFET eine im
hohen Spannungsbereich von V SC leitende N-Kanal-Anordnung
und eine im tiefen Spannungsbereich von V SC leitende
P-Kanal-Anordnung ist. Speziell wird die Gate-Spannung in der N-
Kanal-Anordnung in Abhängigkeit vom Regelsignal N-1 im
Zyklus 1 eine Erdspannung V DD, während die Source-Spannung
gleich V SC und die Spannungsdifferenz V GS zwischen der
Gate-Spannung und der Source-Spannung ebenfalls gleich V SC
wird. Ist nun V GS und damit V SC größer als die
Schwellspannung V TH der N-Kanal-MOSFET-Anordnung, so wird die N-
Kanal-Anordnung durchgeschaltet und es fließt ein Strom ID
gemäß der obigen Gleichung 1. Eine Kurve 1 in Fig. 5
repräsentiert die Einschalt-Widerstandscharakteristik der N-
Kanal-MOSFET-Anordnung und zeigt an, daß diese Anordnung im
Bereich mit V SC > V TH durchgeschaltet wird.
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Die Gate-Spannung in der P-Kanal-Anordnung wird in
Abhängigkeit vom Regelsignal P-1 während des Zyklus 1 gleich der
Spannung Vss1, während die Soruce-Spannung gleich V SC und
die Spannungsdifferenz V GS gleich (Vss1 - V SC) wird. Gemäß
Gleichung 1 wird die P-Kanal-Anordnung durchgeschaltet, wenn
V GS und damit (Vss1 - V SC) größer als die Schwellspannung
V TH der P-Kanal-MOSFET-Anordnung ist. Kurve 2 in Fig. 5
repräsentiert den Einschaltwiderstand der
P-Kanal-MOSFET-Anordnung und zeigt an, daß diese in dem Bereich, in dem
(VSSl - V SC) > V TH und mit anderen Worten V SC <
(Vss1 - V TH) ist, durchgeschaltet wird.
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Kurve 3 in Fig. 5 repräsentiert einen zusammengesetzten
Einschaltwiderstand der P-Kanal-MOSFET-Anordnung und der N-
Kanal-MOSFET-Anordnung. Diese Kurve zeigt, daß die erste
Spannungserhöhungsschaltung 5 im gesamten Bereich von V SC
ohne Zunahme des Einschaltwiderstandes auf einen unendlich
großen Wert arbeitet.
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Eine derartige Schaltanordnung führt jedoch zu zwei
Problemen. Das erste Problem ergibt sich daraus, daß der Strom Id
von der Schwellspannung V TH abhängig ist. Wird eine höhere
Schwellspannung V TH beispielsweise als Ergebnis einer Änderung der im Herstellungsprozeß eines integrierten
Schaltkreises, welcher die dargestellte Schaltung enthält,
gesputterten Ionenmenge erzeugt, so kann gemäß Gleichung 1 ein
sehr kleiner Strom Id fließen. Ist dies der Fall, so wird
die Spannungserhöhungsschaltung 5 unwirksam, was in einem
System, in dem die angehobene Spannung die
Hauptversorgungsquelle ist, sehr beeinträchtigend sein kann.
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Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer derartigen Situation, in
der eine hohe Schwellspannung V TH auftritt und der Strom Id
in einem Bereich 1 nicht fließen kann, in den der
Einschaltwiderstand auf einen unendlich großen Wert zunimmt. Im
Bereich 1 wird der Wert (V SC - V TH) für die N-Kanal-
MOSFET-Anordnung negativ und der Wert (Vss1 - V SC - V TH)
für die P-Kanal-MOSFET-Anordnung ebenso negativ, wenn die
Schwellspannung V TH hoch ist. Das bedeutet, daß die beiden
Anordnungen einander nicht kompensieren können.
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Da in konventioneller Weise das gesamte System auf der Basis
der Spannung Vss1 arbeitet, ergibt sich das zweite Problem
bei nichtarbeitender Generatoranordnung folgendermaßen: In
diesem Fall werden V SC und Vss1 graduell kleiner und es
ändert sich der Wert (Vss1 - V SC - V TH) von positiv nach
negativ, wenn die Spannung Vss1 beispielsweise wegen des
Motortreiber-Impulsausgangssignals schnell abfällt, wodurch
wiederum der Bereich 1 erzeugt wird, was zum Abschalten des
Anhebungsbetriebs führt.
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Um diese Probleme gemäß vorliegender Erfindung zu lösen,
sind die zweite Spannungserhöhungsschaltung 10 und der
Pegelumsetzer 11 zur Umsetzung der beiden als
Gate-Regelsignale für die P-Kanal-MOSFET-Anordnung dienenden
Regelsignale P-1 und P-2 auf den Pegel der Spannung Vss2
vorgesehen. Die Spannung V GS für die P-Kanal-MOSFET-Anordnung
wird somit gleich (Vss2 - SC). Der Wert (Vss2 - SC - V TH)
in Gleichung 1 kann positiv gehalten werden, weil die
Spannung Vss2 zunimmt und durch die zweite
Spannungserhöhungsschaltung 10 in Fig. 1 den doppelten Spannungspegel
der Spannung Vss1 erreicht.
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Fig. 7 zeigt diesen Sachverhalt. Eine gestrichelte Kurve 1
in Fig. 7 repräsentiert den konventionellen Fall, in dem
die P-Kanal-MOSFET-Anordnung durch die Spannung Vss1
geregelt wird. Es ist darauf hinzuweisen, daß der
Einschaltwiderstand dann an der den Wert (Vss1 - V TH)
repräsentierenden Schwellwertlinie auf einen unendlich großen Wert
zunimmt. Im Gegensatz dazu repräsentiert eine Kurve 2 in Fig.
7 den Fall gemäß vorliegender Erfindung, in dem das Schalten
durch die Spannung Vss2 geregelt wird. Es ist darauf
hinzuweisen, daß der zusammengesetzte Widerstand einschließlich
des Widerstandes der N-Kanal-MOSFET-Anordnung (Kurve 3)
nicht auf einen unendlich großen Wert zunehmen kann, da die
Schwellwertlinie zu einer höheren Spannung beim Wert
(Vss2 - V TH) verschoben wird.
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Die vorstehende Beschreibung gilt ebenso für den MOSFET 17.
Die Spannung V GS wird gleich (Vss2 - V TH), wenn das Gate-
Regelsignal P-2 für die P-Kanal-MOSFET-Anordnung auf den
Pegel der Spannung Vss2 umgesetzt und die Spannung V GS für
die N-Kanal-MOSFET-Anordnung gleich V TH wird. Die
vorliegende Erfindung gewährleistet daher die gleiche
Verbesserung für den MOSFET 17 wie im Fall des MOSFET 18.
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Durch Anhebung der Gate-Regelsignale vor der Einspeisung in
die Schalt-MOSFETs der Spannungserhöhungsschaltung 5 wird
für die elektronische Armbanduhr (oder ein anderes Gerät),
das auf der Basis der angehobenen Spannung vom Kondensator 3
arbeitet, ein zuverlässiger Betrieb im gesamten
Spannungsbetrieb der Kondensatoren sichergestellt, was gegenüber der
bekannten Ausbildung einen wesentlichen Vorteil darstellt.
Darüberhinaus wird die Beendigung des Anhebungsbetriebes und
damit eine mögliche Beeinträchtigung des eleketronischen
Gerätes vermieden. Da gemäß vorliegender Erfindung die
Schwellspannung der P-Kanal-MOSFET-Anordnung der
Spannungserhöhungsschaltung von (Vss1 - V TH) auf (Vss2 - V TH)
verschoben wird, wird eine größere Toleranz in den
Spezifikationsanforderungen für die Spannung V TH im
IC-Herstellungsprozeß möglich. Daher ist bei der Herstellung der ICs eine
höhere Ausbeute zusammen mit einer Kostenreduzierung
möglich.
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Ebenso werden die Grenzen gegen schnelle Spannungsabfälle in
der überhöhten Spannung vergrößert, was eine größere
Toleranz in den Spezifikationen für den Hilfskondensator 6
ermöglicht, welcher auf die Spannung Vss1 aufgeladen wird.
Dies führt wiederum zu geringen Kosten und kleinen
Raumbemessungsforderungen.