DE69101399T2

DE69101399T2 - Verfahren zur Verminderung vom Phasenrauschen in einem Mikrowellen-Oszillator.

Info

Publication number: DE69101399T2
Application number: DE69101399T
Authority: DE
Inventors: Leonard Daniel Cohen
Original assignee: AIL Systems Inc
Current assignee: AIL Systems Inc
Priority date: 1990-06-07
Filing date: 1991-06-06
Publication date: 1994-11-10
Anticipated expiration: 2011-06-07
Also published as: US5059927A; DE69101399D1; EP0460958A1; EP0460958B1; CA2043977C; CA2043977A1; JPH04297111A

Description

Der Vorgänger dieser Erfindung, US-A-4 973 921, bezieht sich auf einen Oszillator im Millimeterwellenbereich aus konzentrierten Elementen und über einen Varaktor bzw. eine Kapazitätsdiode abgestimmt, genannte VCO. Ein VCO ist ein Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz elektronisch gesteuert wird. In Festkörper-VCO's ist die elektronische Abstimmfähigkeit vorgesehen durch ein spannungsgesteuertes kapazitives Element, eine Varaktor- oder Kapazitätsdiode, die ein integraler Teil der VCO-Schaltung ist. Die Größe der Frequenzänderung, die in dem VCO erzeugt werden kann, ist eine Funktion des Verhältnisses von maximaler Kapazität zu minimaler Kapazität des Varaktors und des unerwünschten Padding-Effekts (Verminderung) auf das Varaktor-Kapazitäts-Verhältnis durch andere kapazitive Elemente in der Schaltung, einschließlich parasitärer Eigenschaften der Schaltungs- und Diodenpackung. In einem idealen Zustand wäre der Varaktor das einzige kapazitive energiespeichernde Element in der Schaltung und hätte daher eine maximale Kontrolle oder Steuerungsmöglichkeit des VCO-Abstimmbereichs. Zusätzlich zu dem Kapazitätsverhältnis des Varaktors ist die (ohm'sche) Ausgangslast ein weiterer Faktor, der den VCO- Abstimmbereich vermindert. Die Wirkung ohm'scher Belastung ist, wenn sie auf die Anschlüsse des aktiven Elements des VCO transformiert oder übertragen wird, das effektive Kapazitätsverhältnis des Varaktors zu vermindern. Daher sollte eine Last mit einem VCO lose oder leicht gekoppelt sein, wenn ein maximaler Abstimmbereich beabsichtigt ist. Diese grundsätzlichen Betrachtungen beim Breitbandabstimmen eines Gunn-VCO haben einen maximalen Abstimmbereich von 7 % der Mittelfrequenz ergeben, nämlich ein ± 2 GHz-Abstimmband bei einer Mittelfrequenz von 57,5 GHz, in VCO's der Wellenleiter-Bauart (verteilte oder nicht stationärer Kreis), die im Handel erhältlich sind, beispielsweise "CMW Series Wideband Electronically- Tuned Gunn Oscillators", Central Microwave Company, Maryland Heights, Missouri, Juni 1988.
Der Vorläufer dieser Erfindung sieht einen ultrabreitbandigen, aus konzentrierten Elementen aufgebauten, mit einem Varaktor abgestimmten Millimeterwellen-VCO vor. In einem Ausführungsbeispiel besitzt der VCO ein ± 10 GHz- Abstimmband bei einer Mittelfrequenz von 56 GHz, wobei das 20 GHz-Abstimmband (35,7 %-Bereich) fünfmal so groß ist wie der Abstimmbereich, der mit herkömmlichen Gunn- VCOs in dem gleichen Frequenzband verfügbar war.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oszillatoren, einschließlich durch einen Varaktor abgestimmte Oszillatoren (VCO's).
Phasenrauschen von Signalquellen, die als Sender und loale Empfängeroszillatoren in Kommunikations- und Radarsystemen verwendet werden, kann eine Verschlechterung der Systemempfindlichkeit und Selektivität bewirken. Beispielsweise in einem digitalen Kommunikationssystem beeinflußt ein Phasenrauschen nahe der Trägerfrequenz die System-Bit-Fehler-Rate. In analogen Kommunikationssystemen ist Modulationsinformation mindestens mehrere 100 KHz von der Trägerfrequenz entfernt vorhanden. Wenn ein ankommendes Signal aufeinanderfolgend verstärkt wird beim Durchlauf durch mehrere Zwischenverstärkerstationen, üblicherweise in einem Ab-Auf-Frequenzumwandlungsvorgang, wird das lokale Oszillatorphasenrauschen kommulativ auf das Signal übertragen. Die Wirkung des addierten Phasenrauschens am Empfangsende der mehrfachen Zwischenverstärker ist eine Verschlechterung des Signal/Rauschspannungsabstands und daher der Systemempfindlichkeit. Phasenrauschen auf sowohl der Sender- als auch der lokalen Oszillatorquelle in einem Doppler-Radarsystem setzt eine Erfassungs- oder Detektionsgrenze bezüglich Dopplerverschobenen Zielrückkehrsignalen beim Vorhandensein eines großen Störungsrückkehrsignals, das bezüglich der Frequenz nahe zu dem Zielrückkehrsignal ist. Daher ist niedriges Phasenrauschen eine wichtige Leistungscharakteristik von Sender- und lokalen Oszillatorquellen, die in Kommunikations- und Radarsystemen verwendet werden.
Die Wichtigkeit niedrigen Phasenrauschens in Signalquellen hat Phasenrauschen-Verminderungstechniken zu einem sehr wichtigen Ziel gemacht. Eine üblicherweise verwendete Technik zum Vermindern des Phasenrauschens eines spannungsabstimmbaren Mikrowellen- oder Millimeterwellenoszillators (VCO) ist, den Oszillator mit einer ultrastabilen Bezugsquelle, wie beispielsweise einem Kristall- oder Oberflächen-Akustikwellen-(SAW) Oszillator zu phasenverriegeln, Phaselock Techniques, F. Gardner, John Wiley & Sons, 1979. Der Phasenregelkreis (phase locked loop = PLL) funktioniert effektiv als ein Phasenrauschfilter. Er ist ein Tiefpaßfilter bezüglich Rauschen des Bezugssignals und ein Hochpaßfilter bezüglich Rauschen des VCO. Innerhalb der Bandbreite des Phasenregelkreises wird der VCO die Eigenschaft des niedrigen Phasenrauschens der Bezugsquelle zeigen. Außerhalb der Regelkreisbandbreite wird der VCO sein eigenes Phasenrauschen als ein freilaufender VCO zeigen. Das Phasenverriegeln oder Phasenregeln wird erreicht durch Vergleich der Phase des Bezugssignals mit der Phase des VCO-Ausgangs. Die Phasendifferenz erzeugt ein Fehlersignal, das verwendet wird, um den VCO erneut abzustimmen, um die Phasendifferenz (das Fehlersignal) zwischen dem Bezugssignal und dem VCO zu minimieren.
Eine weitere Technik, die üblicherweise zur Phasenrauschenverminderung in Mikrowellen- und Millimeterwellenoszillatoren verwendet wird, ist Injektionsverriegeln bzw. Injektionssynchronisation, "Injection Locking of Microwave Solid State Oscillators", K. Kurokawa, IEEE Band 61, Nr. 10, Oktober 1973, Seiten 1386-1410. Beim Injektionsverriegeln wird ein stabiles HF-Signal bei der Oszillatorfrequenz oder bei einer subharmonischen Schwingung der Oszillatorfrequenz aus einer ultrastabilen Bezugsquelle abgeleitet und in den HF-Anschluß des zu verriegelnden Oszillators injiziert. Bei einem ausreichenden Pegel der injizierten Leistung wird der Oszillator auf der Frequenz des injizierten stabilen Signals verriegeln. Innerhalb der Verriegelungsbandbreite wird der Oszillator die Eigenschaft des niedrigen Phasenrauschens des injizierten stabilen Signals zeigen. Außerhalb der Verriegelungsbandbreite wird der Oszillator die Eigenschaft seines eigenen freilaufenden Phasenrauschens zeigen. Sowohl die Injektionsverriegelungstechnik als auch die Phasenverriegelungstechnik erfordern ihre eigenen Signalquellen und eine signifikante Menge komplementärer Schaltungen für die Umsetzung dieser Phasenrauschenverminderungstechniken.
Eine weitere bekannte Technik, die zur Phasenrauschverminderung in einem Oszillator verwendet wird, ist es, den Oszillator mit einem Schmalbandfilter mit hohem Q zu stabilisieren. Diese Technik besitzt praktische Beschränkungen bei Millimeterwellenfrequenzen, weil es schwierig ist, den hohen Q-Wert und das schmale Filterpaßband zu realisieren, die erfoderlich sind für vernünftige Phasenrauschverminderung. Beispielsweise sind Oszillatoren der dielektrischen Resonator- (Filter) Bauart (DRO's) in der Praxis auf ungefähr 26 GHz beschränkt auf Grund von Q-Wert-Erwägungen. Das unbelastete Q eines 6 GHz-Dielektrik-Resonators ist 7000, Microwave Receivers and Related Components, J. Tsui, Air Force Wright Aeronautical Laboratories, Libraray of Congress cat. #83- 600566, wogegen das gemessene Q eines dielektrischen Resonators bei 86 GHz nur 420 ist, "Stabilization of a W- Band Microstrip Oscillator by a Dielectric Resonator", G. Morgan, Electronic Letters, 24. Juni 1982, Band 18, Nr. 13, Seiten 556-558. Die Verminderung von Q mit der Frequenz folgt der Verminderung des Volumen-zu-Oberflächengebiet-Verhältnisses des Resonators mit steigender Frequenz. Die Resonatorgröße bei 86 GHz war nur 0,032 x 0,032 x 0,0068 Zoll. Phasenrauschverminderung durch Verwendung eines dielektrischen Resonators in einem Oszillator folgt aus einem Resonator mit hohem Q, der als das hauptsächliche energiespeichernde Element in dem Oszillator funktioniert. Die stabilisierende Wirksamkeit des dielektrischen Resonators wird reflektiert in dem Verhältnis des Q des Resonators zu dem Q des freilaufenden Oszillators. In dem genannten 86 GHz-Oszillator (DRO) war der Stabilisierungsfaktor nur 6, was nicht ausreichend ist, um eine vernünftige Phasenrauschenverminderung zu erzeugen, "Microwave Oscillator Noise Reduction by a Transmission Stabilizing Cavity", J. R. Ashley und C. Searless, IEEE Trans. MTT, Band MTT-16, Nr. 9, September 1968, Seiten 743-748.
Ein weiteres Beispiel für Phasenrauschverminderung durch die Verwendung der Schmalbandfiltertechnik basiert auf der Verwendung einer Yttrium-Eisen-Granat-Kugel (YIG), Microwave Receivers and Related Components, J. Tsui, Air Force Wright Aeronautical Laboratories, Library of Congress cat. #83-600566. Wenn sie in ein geeignetes Magnetfeld gebracht oder eingetaucht wird, wird die YIG- Kugel als ein mit Strom abstimmbares Bandpaßfilter oder als ein abstimmbarer Mikrowellenhohlraum wirken mit einem Q-Faktor oder Gütefaktor in der Größenordnung von 1000 bis 8000. YIG-abgestimmte Oszillatoren und Filter sind praktisch bis zu einer oberen Frequenz von ungefähr 40 GHz. Der abstimmbare YIG-Filter wird, wenn er als das frequenzbestimmende Element in einem Oszillator verwendet wird oder wenn er als ein bezüglich des Oszillators externer Filter verwendet wird, das Phasenrauschen eines Oszillators über einen breiten Frequenzbereich vermindern. Jedoch ist seine Wirksamkeit beim Vermindern von nahem oder nahegelegenem Oszillatorphasenrauschen durch seine breite Bandbreite beschränkt, die von 10 MHz bis mehreren 100 MHz reicht. Sein hoher Einsatzverlust, der von wenigen dB bis 10 dB reicht, die langsame Abstimmgeschwindigkeit (Millisekunden) verglichen mit der schnellen Abstimmgeschwindigkeit (Mikrosekunden) eines mit einem Varaktor abgestimmten Oszillators und sein relativ breites Durchlaß- oder Paßband sind Nachteile bei einer Phasenrauschverminderungsanwendung.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren vorgesehen zu Vermindern von Phasenrauschen in einem Oszilator, der in Millimeterwellen- und Mikrowellenbereich arbeitet und eine aktive Schaltung aus konzentrierten Elementen, deren aktives Element mit einem negativen Widerstand umfaßt, und einen Resonatorkreis aus konzentrierten Elementen aufweist, der mit der aktiven Schaltung gekoppelt ist und in Kombination damit eine Resonanzschaltung bildet, wobei das Verfahren die Verbesserung von Q der Resonanzschaltung vorsieht durch reaktives, d. h. reaktanzmäßiges Abschließen von Grundfrequenzschwingung und durch Erhöhen gespeicherter Grundfrequenzenergie in der Resonanzschaltung.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung von Mitteln vorgesehen, die die Grundfrequenzschwingung reaktiv abschließen und die gespeicherte Grundfrequenzenergie in einer Resonanzschaltung eines Oszillators erhöhen, der in Millimeterwellen- und Mikrowellenbereich arbeitet, wobei der Oszillator eine aktive Schaltung aus konzentrierten Elementen aufweist, einschließlich eines aktiven Elements mit einem negativen Widerstand und einem Resonatorkreis aus konzentrierten Elementen, der mit der aktiven Schaltung gekoppelt ist, um die Resonanzschaltung in Kombination damit vorzusehen, und zwar zum Verhindern von Phasenrauschen durch Erhöhung des Q der Resonanzschaltung.
Ein Ausführungsbeispiel der hier gezeigten Erfindung beschreibt eine Technik zur Verminderung des Phasenrauschens von Mikrowellen- und Millimeterwellen-Oszillatoren mit fester Frequenz und spannungssabgestimmten Breitbandoszillatoren (VCO) durch einfache Schaltungsmittel, die ein integraler Teil des Oszillators oder der VCO- Schaltung sind. Keine Bauteile oder Bezugsquellen außerhalb des Oszillators oder VCO's werden benötigt. Die gezeigte Leistung eines Gunn-VCO, der mit der offenbarten Technik stabilisiert wurde, war beim Phasenrauschpegel vergleichbar mit einem im Handel erhältlichen Gunn-VCO, der durch die Phasenregelkreis-(face lock loop-)Technik stabilisiert wurde bei Frequenzen von 50 KHz bis mehr als 1 MHz von der Trägerfrequenz entfernt. Die vorliegende Technik ist einfacher, kleiner und kostengünstiger als Phasen- oder Injektionsverriegelungstechniken. Sie ist von Natur aus breitbandiger und besitzt eine schnellere Abstimmgeschwindigkeit als die im wesentlichen schmalbandige, langsame und in signifikanter Weise komplexere Phasenverriegelungstechnik. Sie ist bei viel höheren Frequenzen verwendbar als es für Phasenrauschverminderung durch die bekannte Verwendung eines Schmalbandfilters oder -hohlraums praktisch ist.
Gemäß einem wünschenswerten Aspekt sieht ein Ausführungsbeispiel der Erfindung eine kontinuierliche Phasenrauschverminderung über den breiten abstimmbaren Frequenzbereich eines VCO vor, d. h. ein VCO, der das volle WR-19-Wellenleiterband von 40 bis 60 GHz abdeckt. Die Phasenrauschverminderungsschaltung ist fest oder festgelegt und erfordert keinerlei Einstellungen über den kontinuierlich abstimmbaren, breiten Freqenzbereich des VCO. Dieses Merkmal steht im Gegensatz zu der Injektionsverriegelungstechnik, die im wesentlichen eine Schmalbandtechnik ist und eine Änderung der Injektionssignalfrequenz für jede Änderung der VCO-Frequenz erfordert. Es steht auch im Gegensatz zu der Phasenregelkreistechnik, die auch eine im wesentlichen schmalbandige Technik ist und die eine elektronische Einstellung der Phasenverriegelungsschaltung erfordert (d. h. digitale Teiler und Multiplizierer), um jede Frequenz des Abstimmbereichs des VCO zu berücksichtigen. Zusätzlich ist ein Phasenregelkreissystem für einen breitbandigen frequenzabstimmbaren VCO nur stückweise kontinuierlich oder stetig im Abstimmbereich des VCO. Bei der offenbarten Technik ist der VCO-Ausgang mit seinem verminderten Phasenrauschen vollständig stetig im VCO-Abstimmbereich.
Gemäß einem anderen wünschenswerten Aspekt verwendet die gezeigte Phasenrauschverminderungstechnik ein Hochpaßfilter anstatt eines Bandpaßfilters, das bei den herkömmlichen Filter-Phasenrauschverminderungstechniken erforderlich ist. Der verwendbare Frequenzbereich der offenbarten Technik wird dadurch praktisch anwendbar gemacht bei Millimeterwellenfrequenzen, die signifikant höher sind als die obere Frequenzbeschränkung für die bekannte Schmalpaßbandfiltertechnik, die zur Phasenrauschunterdrückung verwendet wird. Die Filtertechnik zur Phasenrauschunterdrückung ist praktikabel bis 26 GHz mit dielektrischen Resonatorfiltern und bis 40 GHz mit YIG- Filtern, wogegen die offenbarte Technik gezeigt wurde bei 61 GHz und verwendbar ist bis mehr als 100 GHz. Der höhere verwendbare Frequenzbereich der gezeigten Technik folgt aus der Verwendung eines Hochpaßfilters, beispielsweise eines Wellenleiterabschnitts mit geeigneter Abschneid-Frequenz, anstatt eines Resonator- oder Bandpaßfilters mit hohem Q. In der Filter-Rauschverminderungstechnik ist ein hohes Q ein sehr wichtiges Erfordernis, da das Filter als ein primäres energiespeicherndes und frequenzbestimmendes Element dient. Der Q-Wert des Schmalbandfilters oder Resonators bestimmt den Grad, in dem der Oszillator stabilisiert wird. Bei der gezeigten Technik erfüllt das Hochpaßfilter eine unterschiedliche Funktion, nämlich eine große breitbandige Reaktanz (Blindwiderstand) unterhalb seiner Abschneid- Frequenz (cutoff-Frequenz) vorzusehen und die gewünschte Ausgangsgröße in seinem Durchlaß- oder Paßband zu übertragen oder durchzulassen. Das Filter wird nicht als primäres energiespeicherndes oder frequenzbestimmendes Element verwendet. Die herkömmliche Bandpaßfilter-Phasenrauschverminderungstechnik ist unpraktisch und ineffektiv bei Millimeterwellenlängen auf Grund des schwindenden Einflusses der Frequenz auf die Filter- oder Resonatorgröße und den Güte- oder Q-Faktor. Beispielsweise besitzt ein dielektrischer Resonator bei 86 GHz, "Stabilization of a W-Band Microstrip Oscillator by a Dielectric Resonator", G. Margon, Electronic Letters, 24. Juni 1982, Band 18, Nr. 13, Seiten 556-558, nur eine Größe von 0,032 x 0,032 x 0,0068 Zoll. Im Gegensatz dazu ist ein Hochpaßfilter, wie er in der gezeigten Technik verwendet wid, für eine Ausgabe bei 86 GHz viel größer und ist einfach ein Abschnitt eines im Handel erhältlichen WR-12-Wellenleiters (Außenabmessungen 0,202 x 0,141 Zoll). Wellenleiter sind im Handel erhältlich bis 300 GHz.
Gemäß einem weiteren wünschenswerten Aspekt ergibt die gezeigte Rauschverminderungstechnik einen Oszillator mit geringem Rauschen, der einfacher, wesentlich kleiner und kostengünstiger ist als es mit den Phasenverriegelungs- oder Injektionsverriegelungs-Rauschverminderungstechniken realisierbar ist. Der gezeigte geräuschvermindernde Gunn- VCO im V-Band (50 bis 75 GHz) hatte ein Volumen von 0,75 Kubikzoll im Gegensatz zu einem Volumen von 82 Kubikzoll für einen im Handel erhältlichen phasenverriegelten Gunn- Oszillator bei der gleichen Frequenz.
Gemäß einem weiteren wünschenswerten Aspekt wird die Abstimmgeschwindigkeit des VCO (Mikrosekunden) nicht durch die Verwendung der Phasenrauschverminderungstechnik verringert. Dies steht im Gegensatz zu den Phasenverriegelungs- und Injektionsverriegelungstechniken, die ein Zeitintervall (Millisekunden) benötigen, bis Phasen- oder Injektionsverriegelung erreicht wird. Es steht auch im Gegensatz zu einem YIG-abgestimmten Filter, dessen Abstimmgeschwindigkeit mindestens eine Größenordnung langsamer ist als ein VCO, der die offenbarte Phasenrauschverminderungstechnik verwendet.
Gemäß einem weiteren wünschenswerten Aspekt basiert die gezeigte Rauschverminderungstechnik auf Schaltungen, die das externe Q des Osillators oder VCO's verbessern. Das Phasenrauschen des Oszillators oder VCO's ändert sich invers mit dem Quadrat seines externen Q, "FM and AM Noise in Microwave Oscillators", S. Hamilton , Microwave Journal, Juni 1978, Seiten 105-109. Das externe Q (Qext) ist das Verhältnis der in dem Resonatorkreis gespeicherten Energie zur der in der Last verbrauchten Energie. In der gezeigten Technik trennt ein Hochpaßfilter den Grund- Abstimm-Kreis des VCO oder Oszillators von der zweiten harmonischen Schwingung, die die an die Last gelieferte Ausgabe ist. Das Hochpaßfilter schließt den Grund-Abstimm-Kreis reaktiv, d. h. reaktanzmäßig ab, wodurch ein hohes Niveau gespeicherter Energie in dem Grund-Resonator-Kreis vorgesehen ist. Der Resonatorkreis ist die primäre energiespeichernde und frequenzbestimmende Schaltung. Das Hochpaßfilter ist auf einem ausreichend hohen Reaktanzniveau, so daß es kein schwingungsfrequenzbestimmendes Element oder größeres energiespeicherndes Element ist. Im Gegensatz dazu ist bei Oszillatoren, deren Phasenrauschen vermindert wird durch Verwendung einer Oszillatorschaltung (oder eines externes Filters) des dielektrischen oder YIG-Resonatortyps, der dielektrische oder YIG-Resonator das primäre energiespeichernde und schwingungsfrequenzbestimmende Element. Die Phasenrauschverminderungsfunktion wird in erster Linie bestimmt durch die Eigenschaften oder Charakteristiken des gesonderten dielektrischen oder YIG-Resonators (oder externen Filters). Bei der gezeigten Technik wird ein getrennter und gesonderter Resonator nicht verwendet. Die Phasenrauschverminderung wird erreicht durch Erhöhung des Q des vorhandenen VCO- oder Oszillator-Resonatorkreises durch reaktives Abschließen der Grundschwingung. Da der reaktive Abschluß breitbandig ist, erfolgt die Q- Verbesserung und die begleitende Phasenrauschverminderung über den gesamten Abstimmbereich des mit einem Varaktor abgestimmten VCO. Im Gegensatz dazu kann ein Oszillator mit dielektrischem Resonator nicht breitbandig abgestimmt werden auf Grund der festen Frequenz des frequenzbestimmenden dielektrischen Resonators.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine VCO-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 zeigt die körperliche Anordnung der Schaltung von Fig. 1;
Fig. 3 zeigt die Schaltung von Fig. 2 gekoppelt mit einem Ausgangswellenleiter;
Fig. 4 ist eine Endansicht eines Teils von Fig. 3;
Fig. 5 zeigt das Äquivalenzschaltungsmodell des die zweite harmonische Schwingung verwendenden, mit einem Varaktor abgestimmten, aus konzentrierten Elementen aufgebauten Gunn-Oszillators, der Fig. 1 und 2;
Fig. 6 ist ein Graph, der die Abstimmeigenschaften eines erfindungsgemäßen VCO zeigt;
Fig. 7 ist ein Graph, der die Leistung eines erfindungsgemäßen VCO zeigt;
Fig. 8 zeigt ein Multi-Oktaven-Mikrowellen-VCO-System;
Fig. 9 zeigt ein frequenzverbessertes Ultrabreitband- Millimeterwellen-VCO-System;
Fig.10 ist ein Graph, der die Abstimmeigenschaften eines Multi-Oktav-VCO-Systems gemäß Fig. 8 zeigt;
Fig.11 ist ein Graph, der die Phasenrauschverminderung gemäß der Erfindung zeigt.

Frühere Anmeldung

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen erfindungsgemäßen, mit einem Varaktor abgestimmten Oszillator, VCO, zeigt, der in dem Millimeterwellenbereich arbeitet einschließlich von Frequenzen von mehr als 30 GHz, und Fig. 2 zeigt die gepackte Form in einer 0,074 Zoll-Quadrat-Packung. Der Oszillator 10 umfaßt eine aktive Schaltung 12 aus konzentrierten Elementen einschließlich eines aktiven Elements 14, wie beispielsweise eine Gunn- oder Impatt-Diode, FET, etc. Der Oszillator umfaßt eine Abstimmschaltung 16 aus konzentrierten Elementen, gekoppelt mit der aktiven Schaltung 12, der in Kombination damit eine Resonanzschaltung bildet. Die Abstimmschaltung 16 umfaßt eine Varaktor- oder Kapazitätsdiode 18 und eine Induktivität 20. Das Schaltungskonzept aus konzentrierten Elementen basiert auf der Verwendung von Schaltungselementen, die (elektrisch) ausreichend klein sind, so daß sie funktional als konzentrierte Elemente charakterisiert sind. Das induktive Element 20 ist eine kurze Leitungslänge, die eine elektrische Verbindung zwischen diskreten Bauteilen vorsieht. Ein erster Vorspannungsanschluß 22 ist zur Varaktorabstimmung vorgesehen, und ein zweiter Vorspannungeanschluß 24 ist vorgesehen zum Vorspannen des aktiven Elements 14. Der Ausgang 26 des VCO ist bei der Grundfrequenzschwingung reaktiv, d. h. reaktanzmäßig, durch die Last 28 abgeschlossen und ist bei der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung oder einer anderen höheren Ordnung ohmisch bzw. widerstandsmäßig durch die Last 30 belastet.
Eine erste Viertelwellendrossel 32 bei der harmonischen Schwingung der ≤ zweiten Ordnung besitzt einen ersten Anschluß 34, der am Knoten 36 mit dem Vorspannungsanschluß 22 verbunden ist, und einen zweiten Anschluß 38, der am Knoten 40 mit einem ersten Anschluß 42 der Abstimmschaltung 16 verbunden ist. Ein Tiefpaß-HF- Bypaß-Filter ist durch einen Chipkondensator 44 vorgesehen, dessen erster Anschluß 46 mit dem Knoten 36 verbunden ist und dessen zweiter Anschluß 48 mit Masse verbunden ist am Rückleiter 50, der auch mit dem zweiten Anschluß 52 der Abstimmschaltung 16 verbunden ist. Die Abstimmschaltung 16 ist mit der aktiven Schaltung 12 über einen Gleichstrom-blockierenden Kondensator 54 gekoppelt, dessen erster Anschluß 56 am Knoten 40 mit dem ersten Anschluß 42 der Abstimmschaltung 16 verbunden ist und dessen zweiter Anschluß 58 am Knoten 60 mit dem ersten Anschluß 62 der aktiven Schaltung 12 verbunden ist. Der zweite Anschluß 64 der aktiven Schaltung 12 ist über die Massebezugs-Rückkehrleitung 50 mit dem zweiten Anschluß 52 der Abstimmschaltung 16 verbunden. Eine Viertelwellendrossel 68 bei der harmonischen Schwingung ≤ zweiter Ordnung besitzt einen ersten Anschluß 70, der am Knoten 72 mit dem Vorspannungsanschluß 24 verbunden ist und einen zweiten Anschluß 74, der am Knoten 60 mit dem ersten Anschluß 62 der aktiven Schaltung 12 verbunden ist. Der VCO-Ausgang 26 ist kapazitiv mit dem aktiven Element 14 gekoppelt durch einen Kondensator 76, dessen erster Anschluß 78 mit dem Knoten 60 zwischen dem Anschluß 74 der Drossel 68 und dem Anschluß 62 der aktiven Schaltung 12 verbunden ist, und dessen zweiter Anschluß 82 über den Leiter 84 mit der Lastschaltung 86 gekoppelt ist. Ein Tiefpaß-HF-Bypaß-Filter ist vorgesehen durch einen Chipkondensator 88, dessen erster Anschluß 90 mit dem Knoten 72 verbunden ist und dessen zweiter Anschluß 92 über die Massebezugs-Rückkehrleitung 50 mit dem zweiten Anschluß 64 der aktiven Schaltung 12 verbunden ist.
Die Lastschaltung 86 ist ein Ausgangswellenleiter 94, Fig. 3, beispielsweise ein WR-15-Wellenleiter, der bei der Grundfrequenz abgeschnitten ist und die harmonische Schwingung zweiter Ordnung weiterleitet. Der Ausgangsleiter 84 koppelt das aktive Element des VCO mit der Lastschaltung 86. Der Leiter 84 besitzt ein erstes Ende 96, Fig. 2, am ersten Anschluß 62 der aktiven Schaltung 12 und ein zweites Ende 26 an der Lastschaltung 86. Das Ende 26 ist innerhalb des Wellenleiters 94. Der Kondensator 76 ist zwischen dem Ende 96 des Leiters 84 und dem Anschluß 62 der aktiven Schaltung 12 verbunden. In einem Ausführungsbeispiel ist das Leiterende 96 von dem Anschluß 62 durch einen Luftspalt dazwischen beabstandet, und der Kondensator 76 wird durch diesen Luftspalt vorgesehen. Die VCO-Schaltung ist innerhalb einer Gehäuseabdeckung 100 eingeschlossen, die auf dem Wellenleiter 94 angebracht ist und ist durch eine Abdeckung 101 abgeschlossen, die durch Schrauben 101a an dem Gehäuse befestigt ist. Der Wellenleiter ist ein Standardteil und besitzt kreisförmige Endflansche 102 und 104, wobei sich Dübel oder Stifte, wie beispielsweise 106, von dort erstrecken. Der Flansch 102 besitzt eine Scheibe 107 darauf mit einer kreisförmigen Öffnung 108, Fig. 4., durch die sich die HF-Ausgabe oder -Ausgangsgröße von dem Wellenleiter 94 fortpflanzt. Wie es üblich ist, besitzt die Scheibe 107 Dübel oder Stiftspielpassungslöcher 107a und Schraublöcher 107b. Die Scheibe 107 mit der Öffnung 108 gestattet das Sampling eines Teils der Energie. In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird die Scheibe 107 ersetzt durch eine massive Scheibe ohne Öffnung, die nominal eine Viertelwellenlänge von dem Leiter 84 entfernt ist und die Energie konstruktiv nach rechts zu dem rechten Ausgangsanschluß reflektiert, Fig. 3.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht ein VCO vor mit einem gezeigten Abstimmbereich von 35,7 %, einem ±10 GHz-Abstimmband bei einer Mittelfrequenz von 56 GHz, was fünfmal so groß ist wie der Abstimmbereich, der mit vorhandenen Gunn-VCOs im gleichen Frequenzband verfügbar ist. Die verbesserte Abstimmfähigkeit mit dem gezeigten VCO folgt aus den folgenden Aspekten seiner Konstruktion.
(1) Eine Schaltungsform aus konzentrierten Elementen wird verwendet, die von Natur aus breitbandiger ist als eine verteilte Schaltung.
(2) Eine Schaltungsform aus konzentrierten Elementen wird verwendet, die von Natur aus die parasitären Schaltungseigenschaften und daher den Verminderungseffekt auf das Varaktor-Kapazitätsverhältnis auf Grund der parasitären Eigenschaften minimiert.
(3) Eine VCO-Schaltung wird bei der Grundfrequenz abgestimmt, wobei eine Ausgabe erhalten wird aus der in- situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung oder höherer Ordnung, und zwar des aktiven Elementes, wie beispielsweise eine Gunn-Diode, Impatt-Diode, etc. Die in-situ-Erzeugung der harmonischen Schwingungen beseitigt den Bedarf für eine getrennte Breitbandverdopplerschaltung.
(4) Eine VCO-Schaltung wird mit einem Varaktor abgestimmt auf der Grundfrequenz wobei die Grundschwingungsschaltung reaktiv abgeschlossen ist. Ein reaktives Abschließen des abstimmbaren Grundfrequenzbands hat den wünschenswerten Effekt, daß der Verminderungseffekt auf den Abstimmbereich eines VCO auf Grund ohm'scher Belastung beseitigt wird. Diese Abstimmungsanordnung steht im Gegensatz zu dem eines Grund-VCO, indem die (ohm'sche) Ausgangslast des VCO sich direkt in der Abstimmschaltung manifestiert durch eine Verminderung des effektiven Kapazitätsverhältnisses des Varaktors. In dem hier beschriebenen VCO unter Verwendung harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung ist die Ausgangsbelastung in dem Teil der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung der Schaltung manifestiert und die Abstimmung wird durchgeführt an dem reaktiv abgeschlossenen Grundschaltungsteil. Obwohl der Ausgang für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung zur Last hin durchlässig ist, ist die abgestimmte Grundfrequenz von der Last getrennt durch den Umwandlungsverlust des die harmonischen Schwingungen erzeugenden Mechanismus in dem aktiven Element 14 des VCO, und von dem Ausgangswellenleiter 94 getrennt, der für die Grundfrequenz abgeschnitten ist. Bei einer Gunn- Diode als dem aktiven Element, wie sie in dem gezeigten VCO unter Verwendung harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung verwendet wurde, ist die Ausgabe harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung typischerweise 15-20 dB unterhalb der Grundfrequenzleistungserzeugungsfähigkeit und bildet eine Anzeige für den Grad oder das Maß der Trennung zwischen der Grundfrequenzabstimmung und der Ausgangsbelastung der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung.
(5) Eine VCO-Schaltung wird verwendet, die einen breitbandigen reaktiven Abschluß für die abgestimmte Grundschwingung vorsieht, wobei der reaktive Abschluß in nächster Nähe zu der Gunn-Diode vorhanden ist. Der reaktive Abschluß ist nahe zu der Gunn- Diode angeordnet, um eine kontinuierliche oder stetige Abstimmleistung zu gewährleisten, d. h. keine Löcher oder Sprünge in der Abstimmungscharakteristik. Dies ist besonders wichtig in einem ultrabreitbandigen VCO, da eine lange Zwischenleitungslänge (größer als eine Viertelwellenlänge) eine Vielzahl von Resonanzbedingungen und die Möglichkeit für Abstimm-Diskontinuitäten ergeben kann. Das Ausführungsbeispiel der Schaltung aus konzentrierten Elementen mit seiner von Natur aus kleinen Schaltungselementgröße ist gut geeignet, um das Kriterium einer kurzen Leitungslänge zu erfüllen.
(6) Eine von Natur aus breitbandige Ausgabe harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung ist vorgesehen, da die Schaltung für die harmonischen Schwingungen zweiter Ordnung nicht abgestimmt ist. Die harmonische Schwingung zweiter Ordnung wird in-situ erzeugt mit der Grundschwingungsabstimmung der Gunn-Diode und ist mit dem Ausgangsanschluß kapazitiv gekoppelt. Dies steht im Gegensatz zu der verteilten Schaltung des VCO der Resonatorscheibenbauart im radialen Modus, J. Ondria, "Wideband Electronically Tunable GaAs Gunn VCO's at W-Band (75-110 GHz)", 1985, IEEE MTT-S Symposium Digest, Seiten 375-378. In der Schaltung der letztgenannten Art ist die Größe der radialen Scheibe und ihre Position oberhalb der Masseebene die primären Faktoren, die die Frequenz der abgestimmten Schaltung harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung mit hohem Q steuern.
(7) Eine VCO-Schaltungsform aus konzentrierten Elementen wird verwendet, die entweder ein seriell abgestimmter VCO oder ein parallel abgestimmter VCO sein kann durch die richtige Wahl des Wertes seiner Schaltelemente. Diese grundsätzliche Flexibilität gestattet seine Verwendung mit aktiven Elementen, die am besten geeignet sind in entweder der seriellen oder der parallelen Konfiguration für optimale Leistungscharakteristiken. Beispielsweise ist eine Lawinen- oder Avalanche-Diode am besten geeignet für eine seriell abgestimmte Schaltung, während eine Gunn-Diode am besten geeignet ist für eine parallel abgestimmte Schaltung, S. Hamilton, "Microwave Oscillator Circuits," Microwave Journal, April 1978, Seiten 63-66 und 84. Die funktionale Flexibilität der Schaltung aus konzentrierten Elementen steht im Gegensatz zu der üblicherweise verwendeten verteilten Gunn-Oszillator-Schaltung des Resonatorscheibentyps im Radialmodus der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung, wobei diese Schaltung mit einem Varaktor schwer abzustimmen ist in einer parallel abgestimmten VCO-Konfiguration, H. Barth, "A Wideband, Backshort-Tunable Second Harmonic W-Band Gunn Oscillator", 1981 IEEE MTT-S Symposium Digest, Seiten 334-337. Die verteilte Schaltung der Scheibenbauart ist eingebettet in einem Wellenleiterausführungsbeispiel, das die harmonische Schwingung zweiter Ordnung weiterleitet und bezüglich der Grundschwingung abgeschnitten ist, um diese reaktiv abzuschließen. Da der Wellenleiter abgeschnitten ist für Energiefortpflanzung bei der Grundfrequenz, ist es schwierig, Shunt- oder Nebenschluß-Abstimmelemente effektiv zu koppeln, um die Grundschwingung abzustimmen. Im Gegensatz dazu unterstützt die grundsätzliche Natur einer Schaltung aus konzentrierten Elementen das Vorhandensein aller Frequenzen. Das Vorhandensein von Wellenleiterbetriebsarten oder -modi wird verhindert. Die Grundschwingungsteile und die Teile der harmonischen Schwingungen zweiter Ordnung der Schaltung aus konzentrierten Elementen sind beide zugänglich und die Schaltungselemente können so gewählt werden, daß sie serielles oder paralleles Abstimmen des aktiven Elements vorsehen. Ein getrennter und gesonderter Wellenleiterabschnitt, der bei der Grundfrequenz abgeschnitten ist und die harmonische Schwingung zweiter Ordnung weiterleitet, wird verwendet, um die Grundschwingung reaktiv abzuschließen. Dieser Wellenleiterabschnitt ist sehr nahe zu der VCO-Schaltung aus konzentrierten Elementen angeordnet und ist damit verbunden, über einen kurzen Abschnitt einer Coaxübertragungsleitung 84. Im Gegensatz dazu ist in der VCO-Schaltung des Resonatorscheibentyps im Radialmodus, siehe die Ondria-Druckschrift oben, der abgeschnittene Ausgangswellenleiter nicht getrennt und gesondert von der VCO-Schaltung auf Grund der vollständig verteilten Natur der Schaltung.
(8) Eine breitbandige VCO-Schaltung wird verwendet, die eine Immunität oder Unempfindlichkeit gegenüber dem unerwünschten bekannten Effekt des Lastziehens ("load pulling") bei Betrieb des VCO vorsieht. Dieser Effekt manifestiert sich als eine Änderung der VCO-Frequenz auf Grund der häufig auftretenden Situation bei normaler VCO-Verwendung einer nicht angepaßten Ausgangslast. Dieser Zustand wird erleichtert durch die Verwendung eines externen Trennbauteils (Ferrit-Isolator, Pufferverstärker, Dämpfer) zwischen dem VCO und der Last. Die inhärente Trennung der Ausgabe der harmonischen Schwingung zweiter Orndung von dem Abstimmkreis der Grundschwingung durch den harmonische Schwingungen erzeugenden Mechanismus in-situ und die Beseitigung der Energiefortpflanzung bei der Grundfrequenz in dem Ausgangswellenleiter (der bezüglich der Grundschwingung abgeschnitten ist) sehen die Unempfindlichkeit gegenüber Lastziehen vor. Die Unempfindlichkeit bedeutet, daß ein externes Isolations- oder Trennelement bei den meisten Anwendungen eliminiert werden kann.
(9) Ein VCO für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung wird vorgesehen mit doppelten Ausgangswellenleiteranschlüssen 102 und 104. Der Ausgangswellenleiter 94 leitet die harmonische Schwingungsfrequenz zweiter Ordnung und ist bezüglich der Grundschwingung abgeschnitten. Ein einstellbarer oder festgelegter Kurzschluß wird verwendet an einem der zwei Ausgangsanschlüsse zum Zweck der Optimierung des Ausgangsleistungspegels. Der Kurzschluß beeinflußt nicht die abstimmbare Grundschwingung, da der Ausgangswellenleiter bei der Grundfrequenz abgeschnitten ist. Die VCO-Ausgangskonfiguration der doppelten Ausgangsanschlüsse liefert auch ein gezeigtes Merkmal, daß der Ausgangsleistungspegel an den zwei Ausgangsanschlüssen gleich oder ungleich eingestellt werden kann. Wenn ein festgelegter Kurzschluß an einem Anschluß angeordnet ist, wird die gesamte VCO- Leistung an dem anderen Anschluß verfügbar sein. Wenn der feste Kurzschluß entfernt ist, wird es eine gleiche Aufteilung der Leistung auf die beiden Ausgangsanschlüsse geben. Wenn eine Iris- oder Blendenplatte oder -scheibe 107 mit einer zentralen kreisförmigen Öffnung 108, Fig. 4, in geeigneter Weise an einem Anschluß angeordnet ist, wird es eine ungleiche Aufteilung der Leistung auf die zwei Anschlüsse geben, und zwar mit dem geringeren Pegel an dem mit der Öffnung versehenen Anschluß. Die Menge der durch die kreisförmige Öffnung übertragenen Energie wird mit dem Durchmesser der Öffnung ansteigen. Diese integrale Leistungsteileranordnung eliminiert den Bedarf für einen externen Richtungskoppler mit seiner zusätzlichen Größe, Gewicht und Kosten, und zwar in einer Anwendung, wie beispielsweise Phasenverriegeln eines VCO, wo sowohl ein Ausgang mit niedrigem Pegel zu der Phasenverriegelungselektronik als auch ein Hauptleitungsausgang mit hohem Pegel benötigt werden. Eine weitere Anwendung ist es, doppelte (gleiche oder ungleiche) Ausgänge vorzusehen für kohärende lokale Oszillatorantriebe oder -treiber für doppelte Mischer in einem Empfänger.
Wie oben bemerkt wurde, gibt es in der herkömmlichen Breitband-Millimeterwellen-VCO-Technologie im Handel erhältliche, mit einem Varaktor abgestimmte Gunn-VCO's der verteilten Schaltungs- (Wellenleiter-) Bauart mit einem ± 2 GHz-Abstimmbereich in einem Frequenzband, das bei 57,5 GHz zentriert ist, "CMW Series Wideband Electronically-Tuned Gunn Oscillators", Central Microwave Company, Maryland Heights, Missouri Juni 1988. Die gezeigte Leistung mit dem hier offenbarten VCO aus konzentrierten Elementen ist ± 10 GHz, was um einen Faktor von 5 größer ist als bei dem Stand der Technik im gleichen Frequenzband.
Ein mit einem Varaktor abgestimmter Frequenzbereich von 10 % bei 94 GHz wurde auch berichtet im Stand der Technik mit einer verteilten (Wellenleiter-) Gunn-VCO-Schaltung unter Verwendung eines seriell abgestimmten radialen Resonators der Scheibenbauart für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung, siehe die Ondria-Druckschrift oben. Im Gegensatz dazu war die gezeigte Leistung des hier offenbarten parallel abgestimmten VCO aus konzentrierten Elementen 35,7 %, zentriert bei 56 GHz, was um einen Faktor von 3,6 größer ist als bei dem bekannten VCO für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung. Der Leistungsvorteil des hier gezeigten, parallel abgestimmten VCO wäre größer als 3,6mal, falls der VCO seriell abgestimmt gewesen wäre, wie es bei dem Radial-Scheiben- Resonator-VCO der Fall war, siehe Ondria-Druckschrift, oben. Es ist bekannt, daß serielles oder Reihenabstimmen eine breitbandigere Abstimmung ergibt, verglichen zu parallelem Abstimmen, D. Cawsey, "Wide Range Tuning of Solid State microwave Oscillators", IEEE Journal of Solid State Circuits, April 1970, Seiten 82-84. Die oben zitierten, vergleichbaren Ergebnisse beweisen die Überlegenheit der hier gezeigten VCO-Schaltung aus konzentrierten Elementen gegenüber dem Stand der Technik in der VCO-Technologie.
Eine Gunn-Dioden-Oszillator-Schaltung aus konzentrierten Elementen für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung wurde gezeigt von Leonard D. Cohen in "Varactor Tuned Gunn Osczillators with Wide Tuning Range for the 25 to 75 GHz Frequency Band", IEEE MTT-S International Microwave Symposium, April 1979, Orlando, Florida. Die gezeigte Leistung, die mit einer aus konzentrierten Elementen aufgebauten Schaltung erhalten wurde, die in diesem letzteren Artikel beschrieben wird, war ein 10 GHz-Abstimmbereich, zentriert bei 55 GHz mit einer durchschnittlichen Ausgangsleistung von 0,65 mw (Milliwatt) über das Abstimmband. Zusätzlich wurde ein 13 GHZ- Abstimmbereich, zentriert bei 64,5 GHz, mit einer Durchschnittsleistung von 0,24 mw über das Band hinweg gezeigt. Die gezeigte Leistung mit dem hier offenbarten, aus konzentrierten Elementen aufgebauten VCO war ein Abstimmbereich von 20 GHz, zentriert um 56 GHz, mit einer Durchschnittsleistung von 1,9 mw über das Band hinweg. Diese letzteren Ergebnisse zeigen einen signifikanten Anstieg bei der Abstimmfähigkeit und der Ausgangsleistung gegenüber der des vorherigen, aus konzentrierten Elementen aufgebauten VCO.
Der Stand der Technik umfaßt auch das US-Patent Nr. 4 246 550, mit dem Titel "Wideband, Millimetre Wave Frequency Gunn Oscillator". Die innovativen Merkmale des gegenwärtig offenbarten VCO, die eine signifikant verbesserte Leistung, verglichen mit dem US-Patent 4 246 550 ergaben, sind wie folgt.

Vorliegende Offenbarung

Die mit einem Varaktor abgestimmte Grundschwingung wird reaktiv abgeschlossen in nächster Nähe zu der Gunn-Diode. Daher ist ein Energieumlauf oder eine Energiezirkulation bei der Grundfrequenz auf einen schmalen Bereich der Schaltung beschränkt, was zu einem niedrigeren Schaltungsverlust und einer höheren Ausgabe harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung führt.
Die gemessene Leistung zeigt einen Anstieg von bis zu 8mal bezüglich der durchschnittlichen Ausgangsleistung relativ zu derjenigen eines VCO's für harmonische Schwingungen zweiter Ordnung ohne eine reaktiv abgeschlossene Grundschwingung ('550- Patent).

US-Patent 4,246,550

Die mit einem Varaktor abgestimmte Grundschwingung ist nicht reaktiv abgeschlossen und Energie kann in den Ausgangswellenleiterabschnitt zirkulieren oder umlaufen. Der Ausgangswellenleiter ist bei der Grundfrequenz nicht abgeschnitten.

Vorliegende Offenbarung

Die Ausgangsleistung wird erhalten aus dem Teil der harmonischen Schwingungen zweiter Ordnung der VCO- Schaltung, der von dem mit einem Varaktor abgestimmten Teil der Grundschwingung der Schaltung getrennt ist. Die Beseitigung von (ohm'schen) Ausgangsbelastungseffekten von der Abstimmschaltung verbessert den Abstimmbereich des VCO (ohm'sche Belastungseffekte in der Abstimmschaltung würden sich manifestieren als ein vermindertes Varaktor- Kapazitätsverhältnis und daher als ein verminderter Abstimmbereich). Die gemessene Abstimmbereichsleistung mit einer reaktiv abgeschlossenen Grundschwingung war 1,5mal größer als die eines VCO's mit ohm'schen Belastungseffekten.

US-Patent 4,246,550

Ausgangsbelastungeffekte sind in der mit einem Varaktor abgestimmten Grundschwingungsschaltung vorhanden, da der Ausgangswellenleiter bei der Grundfrequenz nicht aufgeschnitten ist. Dies vermindert das effektive Kapazitätsverhältnis des Varaktors und ergibt einen verminderten Abstimmbereich.

Vorliegende Offenbarung

Der Ausgangswellenleiter ist bezüglich der Weiterleitung oder Fortpflanzung von Energie bei der Grundfrequenz abgeschnitten. Nur die harmonische Schwingung zweiter Ordnung wird weitergeleitet. Diese Anordnung trennt die Grundschwingung von der Ausgangslast und macht die Last nur für die harmonische Schwingung zweiter Ordnung durchlässig. Dadurch werden unabhängige Schaltungseinstellungen für die Grundfrequenz und die harmonische Schwingung zweiter Ordnung ermöglicht zur Realisierung eines optimalen Abstimm- und Ausgangsleistungsverhaltens.

US-Patent 4,246,550

Der Ausgangswellenleiter kann sowohl die Grundschwingungsenergie als auch die Energie der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung leiten. Es ist schwierig, eine optimale Leistung zu erhalten, da Ausgangsschaltungseinstellungen für maximale Ausgabe bei der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung beispielsweise gleichzeitig die Abstimmungs- und Leistungserzeugungscharakteristiken der mit dem Varaktor abgestimmten Grundschwingung beeinflußt. Der Verlust auf Grund von Grundschwingungsenergiefortpflanzung in dem Ausgangswellenleiter wird sich manifestieren als verminderte Ausgabe harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung und vermindertem Abstimmbereich.

Vorliegende Offenbarung

Die mit einem Varaktor abgestimmte Grundschwingungsschaltung ist von nicht angepaßten Ausgangsbelastungseffekten getrennt, da die Ausgabe aus der in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung erhalten wird. Dieser Belastungseffekt ist bekannt als Ziehen ("Pulling") und würde bewirken, daß die VCO-Frequenz von seinem beabsichtigten Wert mit sich ändernden Lastbedingungen abweicht. Die Immunität oder Unempfindlichkeit bezüglich der Ausgangsbelastung folgt aus der Trennung oder Isolation, die dem Mechanismus zur in-situ- Erzeugung harmonischer Schwingungen in dem aktiven Element innewohnt und folgt aus der Verwendung einer Schaltung, die die Fortpflanzung von Grundschwingungsenergie in dem Ausgangswellenleiter nicht gestattet. Diese Lastimmunität des VCO's für harmonische Schwingungen zweiter Ordnung

US-Patent 4,246,550

Die mit einem Varaktor abgestimmte Grundschwingungsschaltung ist direkt durch die Last beeinflußt und der VCO spricht auf Lastzieh- Effekte an. Die Abstimmschaltung ist für die Last durchlässig.

Vorliegende Offenbarung

führt zum Eliminieren eines externen Ferrit- Isolators, Pufferverstärkers oder Dämpfers am VCO- Ausgang bei vielen Anwendungen. Die Verwendung einer Lasttrennung durch einen Isolator, Pufferverstärker oder Dämpfer ist unumgänglich bei Verwendung eines VCO mit der Grundschwingung.
Die Gunn- und Varaktor- Dioden sind unabhängig vorgespannt*, was zu einem zusätzlichen Freiheitsgrad beim Schaltungsentwurf führt für optimale VCO- Leistungscharakteristiken. Keine Vorspannungssequenz ist erforderlich. (*Es sei bemerkt, daß im Stand der Technik wie beispielsweise bei der Ondria-Druckschrift, siehe oben, die verwendete Schaltungsanordnung kein unabhängiges Vorspannen der Gunn- und Varaktordioden gestattet. Die Varaktorvorspannung steht in Beziehung zu der Gunn- Vorspannung.)

US-Patent 4,246,550

Gunn- und Varaktordioden besitzen eine gemeinsame Bias- oder Vorspannungsverbindung und werden nicht unabhängig vorgespannt. Die Varaktorvorspannung steht in Beziehung zu der Gunn- Vorspannung. Eine Vorspannungssequenz ist erforderlich, da die Varaktorvorspannung angelegt werden muß, bevor die Gunn-Vorspannung angelegt wird, um Schaden an der Varaktordiode zu vermeiden. Eine Anschaltsequenz ist ein Nachteil.
Der hier gezeigte VCO ist auch beschrieben in der technischen Druckschrift mit dem Titel "Millimeter Wave, Lumped Element, Gunn VCO's With Ultrawideband (20 GHz) Tuning", L. Cohen and E. Sard, 1989 IEEE-MTT-S International Microwave Symposium, 13.-15. Juni 1989, Seiten 1927-1930, die durch Bezugnahme hierin aufgenommen wird.
Ein neuer Millimeterwellen-Gunn-VCO mit Ultrabreitbandabstimmung wurde entwickelt und als Modell gebaut. Der VCO ist auf seiner reaktiv abgeschlossenen Frequenz gestimmt und eine Ausgabe wird erreicht von der in einer Gunn-Diode in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung. Die gemessenen Eigenschaften umfaßten ein kontinuierliches oder stetiges Abstimmen von 46 bis 66 GHz, einem 20 GHz-Abstimmbereich, mit einer maximalen Leistungsabgabe von +6 dBm.
Ergebnisse aus dem Stand der Technik haben gezeigt, daß die intrinsischen oder innewohnenden Vorteile einer Schaltungsform aus konzentrierten Elementen bei Millimeterwellenlängen in die Praxis umgesetzt werden können mit Oszillatoren und VCO's, L.D. Cohen and E. Sard, "Recent Advances in the Modelling and Performance of Millimeter Wave InP and GaAs Gunn VCO's and Oscillators", 1987 IEEE-MTT-S International Microwave Symposium Digest, Seiten 429-432, und Mischern, J.L. Merenda, D. Neuf, P. Piro "4 bis 40 GHz Even Harmonic Schottky Mixer", 1988 IEEE-MTT-S International Microwave Symposium Digest, Seiten 695-698. Diese Vorteile umfassen breitbandige, kontinuierliche oder stetige und störungs- bzw. streuungsfreie Arbeitsweise, einen Schaltungsverlust vergleichbar mit dem einer Wellenleiterschaltung, Miniaturschaltungsgröße, einfache Schaltungstopologie und größere Auflösung und Genauigkeit beim Schaltungsmodellieren und bei der Leistungsanalyse verglichen mit üblicherweise verwendeten, verteilten Schaltungen. Die Vorteile der Technologie von Schaltungen aus konzentrierten Elementen wurden als Basis verwendet für die Entwicklung des vorliegenden Ultrabreitband-Gunn-VCO, der mit einem Varaktor abgestimmt wird über das 46 bis 66 GHz-Band, einen Abstimmbereich von 20 GHz. Diese Abstimmfähigkeit überschreitet diejenige herkömmlicher VCO's bezüglich des Frequenzbandes um einen Faktor von 5. Die hier gezeigten Ultrabreitband-VCO's können verwendet werden für vollständige Wellenleiterband-Schnellabstimm- Treiber, für breitbandüberstreichende, lokale Oszillatorempfänger und für Instrumentenanwendungen.
Neue VCO-Ergebnisse und die vorgestellte Technologie sind wie folgt.
(a) Eine neue Schaltung aus konzentrierten Elementen für einen ultrabreitbandigen, mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitenden, mit einem Varaktor abgestimmten, Gunn-VCO.
(b) Einen gemessenen stetigen Abstimmbereich von 20 GHz in einem V-Band (50 bis 75 GHz)-VCO, der fünfmal größer ist als die Abstimmfähigkeit vorhandener Gunn-VCO's in diesem Wellenleiterband.
(c) Einen linearen Abstimmbereich von 9 GHz, was 45 % des gesamten Abstimmbereichs ist.
(d) In-situ-Erzeugung der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung in der Gunn-Diode, was den Bedarf für eine getrennte Breitbandverdopplerschaltung eliminiert.
(e) Effiziente und breitbandige Erzeugung der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung durch die Gunn- Diode durch reaktives Abschließen der mit dem Varaktor abgestimmten Grundschwingung nahe zu der Gunn-Diode.
(f) Modell- und Analyseergebnisse der mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitenden Gunn- VCO's aus konzentrierten Elementen, einschließlich der Quantifizierung der Modellelemente. Eine ausgezeichnete Übereinstimmung wurde erreicht zwischen den gemessenen und den berechneten Abstimmeigenschaften.
(g) Erhöhte Immunität oder Unempfindlichkeit gegenüber Lastziehen verglichen mit einem VCO mit der Grundschwingung am Ausgang. Dies führt zur Eliminierung eines Ausgangsisolators in vielen Anwendungen.
Der mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitende Gunn-VCO ist konstruiert zum Abstimmen der Gunn-Diode mit einem Varaktor bei der Grundfrequenz und zum Verwenden der von der Gunn-Diode in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung als Ausgabe. Die Grundschwingung ist nahe zu der Gunn-Diode reaktiv abgeschlossen. Dies besitzt den günstigen Effekt des Verbesserns der Abstimmfähigkeit des VCO, da der intrinsisch vermindernde Effekt auf den Abstimmbereich der ohm'schen Belastung eliminiert wird.
Ein Schaltungsdiagramm und ein Layout eines mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitenden, aus konzentrierten Elementen aufgebauten Gunn-VCO für ein V- Band (50 bis 75 GHz) VCO ist in den Fig. 1 und 2 gezeigt. Das Konzept konzentrierter Elemente basiert auf der Verwendung von Schaltungselementen, die ausreichend klein sind, daß sie als konzentrierte Komponenten oder Bauteile charakterisiert werden können. Die 0,074 Zoll x 0,074 Zoll Kerbe oder Ausnehmung, in die die Schaltung aus konzentrierten Elementen eingebaut wird, ist so bemessen, daß sie bezüglich der Wellenleiterbetriebsarten oder -modi in dem interessierenden Ausgangsfrequenzbereich abgeschnitten ist, wodurch eine Integrität oder Unversehrtheit für die Schaltungsform aus konzentrierten Elementen vorgesehen wird. Die diskreten Schaltungselemente umfassen eine verpackte oder umschlossene Gunn-Diode 14, einen GaAs-Chipvaraktor 18 mit einem hyperabrupten Übergang und drei MIS-Chipkondensatoren 44, 54, 88. Die induktiven Elemente sind die kurzen Leitungslängen, wie beispielsweise 20, die die elektrische Verbindung zwischen den diskreten Elementen vorsehen. Die Vorspanndrosseln 32, 68 für die Gunn- und Varaktordioden sind nominal eine Viertelwellenlänge lang an der Mitte des Ausgangsfrequenzbands. Der Ausgang harmonischer Schwingungen zweiter Ordnung ist bei 76 kapazitiv von der Schaltung gekoppelt und wird mit einem Coax-Mittelleiter 84 (0,034 Zoll Außendurchmesser) zu einem WR-15-Abschnitt des Ausgangswellenleiters 94 übertragen. Der Coax-Mittelleiter 84 am Wellenleiterende 26, Fig. 3, des Koaxialleiters sieht einen Breitbandübergang von dem nominalen 50 Ohm Pegel der VCO-Schaltung zu dem nominal 400 Ohm Impedanzpegel des Wellenleiters vor. Der Ausgangswellenleiter ist beim Grundfrequenzband abgeschnitten, was es ermöglicht, daß die Gunn-Diode bei diesem Frequenzbereich reaktiv abgeschlossen ist.
Das Äquivalenzschaltungsmodell des mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitenden Gunn-VCO 10 der Fig. 1 und 2 ist in Fig. 5 gezeigt, wobei:
ZL = Ausgangs-Coax-Übertragungsleitungsimpedanz (50 Ohm nominal)
PL = Länge der Ausgangs-Coax-Übertragungsleitung (zwischen der VCO-Schaltung und dem Ausgangswellenleiter)
KL = Dielektrizitätskonstante des Ausgangs-Coax- Übertragungsleitungs-Dielektrikums (typischerweise Teflon)
ZB = Impedanz der Bias- oder Vorspannungsleitungen der Varaktordiode oder der Gunn-Diode (Luftdielektrikum, KB = 1)
PB = Länge der Bias- oder Vorspannungsleitungen der Varaktordiode und Gunn-Diode
CPRO = Kapazität der Sonde (Coax-Mittelleiterende 26)
LWG = Äquivalente Induktivität des Ausgangswellenleiters (94) bei der Grundfrequenz (Ausgangswellenleiter abgeschnitten bei der Grundfrequenz)
CL = Ausgangskopplungskapazität
CD = Gunn-Dioden-Domänen-Kapazität
RO = Gunn-Dioden-Niedrig-Feld-(Verlust-) Widerstand
LP = Gunn-Dioden-Packungs-Induktivität
CP = Gunn-Dioden-Packungs-Kapazität
CTF = Gleichstromblockierungs- und Varaktorentkopplungskapazität
LT = Abstimminduktivität
RT = Abstimmschaltungswiderstand (umfaßt Varaktor widerstand)
CT = Varaktorkapazität
Das Modell umfaßt die Coax-Leitung 84 (ZL, PL, KL) von der Gunn-1Diode 14 zu dem Ausgangswellenleiterabschnitt und die Gunn-Dioden und Varaktor-Vorspannungsleitungen 24, 22 (ZB, PB, 1). Jede Vorspanndrossel ist ein dünner abgehobener Draht (über Grund) (KB = 1, wobei KB die Dielektrizitätskonstante von Luft ist). Die Schaltungselemente in dem Model wurden quantifiziert in der Weise, die beschrieben ist in L.D. Cohen und E. Sard, "Recent Advance in the Modelling and Performance of Millimeter Wave InP and GaAs VCO's and Oscillators", 1987 IEEE-MTT-S International Microwave Symposium Digest, Seiten 429- 432. Die berechnete Abstimmeigenschaft eines InP-Gunn-VCO basierend auf dem quantifizierten Modell, ist in Fig. 6 gezeigt und mit der gemessenen Charakteristik verglichen, wobei VG die Gunn-Dioden-Bias-Spannung und IG der Gunn- Dioden-Bias-Strom ist. Die Abstimmeigenschaften sind in enger Übereinstimmung, wobei die maximale Frequenzdifferenz 0,6 % beträgt. Die Abstimm- und Ausgangseigenschaften des VCO sind in Fig. 7 gezeigt. Für diese Messungen wurde ein festgelegter Kurzschluß an einem der Ausgangsanschlüsse verwendet und wurde auf den maximalen Abstimmbereich eingestellt. Der andere Anschluß am Flansch 102 war der Ausgangsanschluß des VCO. Der VCO ließ sich von 46,4 bis 64,7 GHz abstimmen, ein Abstimmbereich von 18,3 GHz, mit einer maximalen Abstimmspannung von -30 Volt. Eine lineare Abstimmung zeigte sich über einen Abstimmbereich von 9 GHz, und zwar von 48,7 bis 57,7 GHz, mit einer entsprechenden Abstimmbereichsspannung von -4 bis -12 Volt. Eine zusätzliche Abstimmung von 1,2 GHz wurde erreicht bei einem Anstieg der Abstimmspannung auf -46 Volt. Ein Varaktorstrom von Null wurde beobachtet über den gesamten Abstimmbereich. Die Leistungsabsenkung am Hochfrequenzende des Bandes ergab sich auf Grund eines überdimensionierten Schaltungsausschnitts, der bezüglich Wellenleitermodi in diesem Bereich des Abstimmbandes nicht abgeschnitten war. Es wird erwartet, daß die Leistungsabsenkung am unteren Ende des Bandes bei kürzeren Längen der Coax-Leitung 84 zwischen der VCO-Schaltung und ihren Wellenleiterausgang beseitigt wird. Bis zu 2 GHz zusätzlicher Abstimmung am niedrigen Ende des Bandes wird erwartet mit einem Gleichstrom- Blockier-Kondensator 54 mit einem höheren Wert als der verwendete 1,5 pF-Kondensator (Pico-Farad). Der 1,5 pF- Blockierkon- densator war vergleichbar mit der Kapazität von 1,95 pF bei einer Vorspannung von Null des Abstimmvaraktors mit hyperabruptem Übergang. Daher wurde der Abstimmbereich und die Linearität am unteren Ende des Bandes in den in Fig. 7 gezeigten Daten vermindert durch das Padding oder Trimmen der Varaktorkapazität durch den Kondensator 54.
Es wurde ein Ultrabreitband-Millimeterwellen-VCO beschrieben. Der VCO ist mit einem Varaktor abgestimmt bei der Grundfrequenz und eine Ausgabe wird erhalten aus der durch eine Gunn-Diode in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung. Eine inhärente Breitband- Abstimmfähigkeit ist vorgesehen durch die Verwendung einer Schaltungsform aus konzentrierten Elementen, durch reaktives Abschließen des durch den Varaktor abgestimmten Grundschwingungsbandes, und durch die Verwendung der von der Gunn-Diode in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung als Ausgabe. Die gemessene Leistung umfaßte ein kontinuierliches VCO-Abstimmen von 46 bis 66 GHz, also einen Abstimmbereich von 20 GHz, mit einer maximalen Leistungsausgabe von +6 dBm. Diese Abstimmfähigkeit überschreitet diejenige von Gunn-VCO's des Standes der Technik in diesem Frequenzband um einen Faktor von fünf. Es wird beabsichtigt, daß die VCO-Technologie erweitert werden kann, um VCO's für das volle Wellenleiterband vorzusehen in mindestens dem V-Band (50 bis 75 GHz).
VCOs des Standes der Technik besitzen eine Abstimmfähigkeit bis zum Oktavbereich im Mikrowellenband (bis 18 GHz). Beispielsweise ist eine Frequenzabdeckung im Mikrowellenband verfügbar mit im Handel erhältlichen VCO's mit Abstimmbereichen von 1 bis 2 GHz, 2 bis 4 GHz, 4 bis 8 GHz, 8 bis 12 GHz und 12,4 bis 18 GHz, Avantek Product Guide Catalog, 1987, Seite 67. Somit werden fünf VCO's benötigt, um das Mikrowellenband von 1 bis 18 GHz abzudecken. Zusätzlich würden diese VCO's eine Schaltanordnung erfordern, um die zusammengesetzte Mikrowellenbandabdeckung herzustellen.
Bei der Verwendung des vorliegenden Ultrabreitband- Millimeterwellen VCO, kann ein Frequenzbereich von mehr als 1 bis 18 GHz mit nur einem VCO sowie einigen Hilfsbauteilen abgedeckt werden. Entsprechend sieht diese letztere Anordnung eine Abdeckung des vollen Mikrowellenbandes vor mit weniger Bauteilen, niedrigeren Kosten, kleinerer Größe, niedrigerem Leistungsverbrauch und kürzerer Abstimmzeit, als es bisher möglich war mit der Vielzahl von VCO's, die anderenfalls verwendet werden mußten. Die kürzere Abstimmzeit ergibt sich aus der Eliminierung von Schaltern und ihrer Schaltzeiten, die mit einer Anordnung assoziiert werden, die eine Vielzahl von VCO's verwendet.
Ein Blockdiagramm eines neuen Multi-Oktav-Mikrowellen- VCO-Systems 120 ist in Fig. 8 gezeigt. Unter Verwendung des oben beschriebenen, ultrabreitbandigen, von 40 bis 60 GHz arbeitenden, die harmonische Schwingung zweiter Ordnung verwendenden VCO 10. Die Ausgabe des VCO's von 40 bis 60 GHz wird beim Mischer 122 heruntergewandelt mit einem stabilen, lokalen 39 GHz-Oszillator 124, der den 20 GHz-Abstimmbereich des VCO auf einer Ausgabe von 1 bis 21 GHz überträgt. Der stabile, lokale Oszillator ist ein DRO (dielektrischer Resonator-Oszillator), oder ein temperaturkompensierter Oszillator, wie er im US-Patent 4,728,907 gezeigt ist. Der Ausgangsverstärker 126 ist wahlweise vorhanden und würde verwendet, wenn ein erhöhter Ausgangsleistungspegel erforderlich ist. Bei der in Fig. 8 gezeigten Anordnung ergibt ein spannungsmäßiges Abstimmen des 40-60-GHz-VCO eine heruntergewandelte Ausgabe von 1 bis 21 GHz, die der Abstimmung des VCO folgt. Wie oben bemerkt wurden ist die herkömmliche Verwendung eines Isolators zwischen dem VCO und dem Mischer nicht erforderlich bei dem die harmonische Schwingung zweiter Ordnung verwendenden VCO; dies folgt aus der naturgemäßen Isolierung oder Trennung der Abstimmschaltung des VCO von der Last (Mischer). Durch geeignete Wahl der lokalen Oszillatorfrequenz kann der Abstimmbereich von 20 GHz des 40- bis -60 GHz-VCO durch den Mischer auf ein 20 GHz breites Ausgangsfrequenzband übertragen werden, das unterschiedlich ist von dem 1- bis 21-GHz-Band, das in Fig. 8 gezeigt ist. Beispielsweise wäre mit einem lokalen 34-GHz-Oszillator die übertragene Ausgangsfrequenz 6 bis 26 GHz.
Die gemessene Abstimmeigenschaft eines Mikrowellen-Multi- Oktav- (1 bis 19 GHz-) VCO der in Fig. 8 beschriebenen Form ist in Fig. 10 gezeigt. Der Millimeterwellen-VCO, der heruntergewandelt wurde, besaß einen Abstimmbereich von 46,6 bis 64,6 GHz, also ein Abstimmband von 18 GHz.
Der lokale Oszillatortreiber zu dem Mischer wurde vorgesehen durch einen 45,69 GHz Oszillator aus konzentrierten Elementen. Die sich ergebende heruntergewandelte Mischerausgabe war 1 bis 19 GHz, wie es in Fig. 10 gezeigt ist.
Eine weitere Anwendung des oben beschriebenen, harmonische Schwingungen zweiter Ordnung verwendenden VCO 10 ist in Fig. 9 gezeigt. Bei dieser Anwendung wird ein lokaler Oszillator 128 mit einer signifikant niedrigeren lokalen Oszillartorfrequenz von 10 GHz für die Herunterwandlung beim Mischer 130 verwendet. Die Ausgabe von 40 bis 60 GHz des VCO wird heruntergewandelt auf das Band von 30 bis 50 GHz. Die heruntergewandelte, 20 GHz breite Ausgabe wird verstärkt beim Verstärker 132 und bezüglich der Frequenz mit 2 multipliziert beim Multiplizierer 134, um eine Ausgabe von 60 bis 100 GHz zu erzeugen. Das 20 GHz breite Abstimmband des 40- bis -60 GHz-VCO wurde auf ein 40 GHz breites Band im Bereich von 60 bis 100 GHz erhöht. Dieser Bereich überschreitet die Abdeckung des 60 bis 90 GHz- Bandes des WR-12-Wellenleiters, der standardmäßig in diesem Frequenzbereich verwendet wird und ein Beispiel gibt für den extremen Abstimmbereich des VCO-Systems. Die VCO-Anordnung von Fig. 9 zeigt Mittel zum Verbessern der Frequenzabstimmfähigkeit des grundlegenden ultrabreitbandigen VCO 10. Frequenzmultiplizierer und Verstärker sind bekannte Technologien, aber die Verwendung eines einzigen Ultrabreitband VCO als Treiberquelle macht die Realisierung solcher Ultrabreitband-VCO-Systeme praktikabel. Die Fähigkeit, eine abstimmbare Frequenzabdeckung von mehr als dem vollen Wellerleiterband bei kurzen Millimeterwellenlängen vorzusehen, war bisher nicht praktikabel auf Grund der verursachten Komplexität, wenn eine Vielzahl von Treiberquellen verwendet werden soll. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel von Fig. 9 werden der lokale Oszillator 128 und der Mischer 130 weggelassen und die Ausgabe des VCO 10 wird direkt zu dem Verstärker 132 geliefert und das 20 GHZ-breite Abstimmband des 40- bis -60-GHz-VCO wird vergrößert auf ein 40 GHz-breites Band im Bereich von 80 bis 120 GHz am Ausgang des Vervielfachers oder Multiplizierers 134.

Die vorliegende Erfindung

Die vorliegende Erfindung entstand während fortgesetzter Entwicklungsbemühungen in Bezug auf die oben beschriebenen Sachverhalte und sie ist auf die Verminderung von Phasenrauschen gerichtet. Die Beschreibung einer neuen Technik zur Verminderung des Phasenrauschens eines Oszillators mit fester Frequenz oder eines im weiten Maße abstimmbaren Oszillators (VCO), analytische Betrachtungen und ein Schaltungsbeispiel, das verwendet wurde, um die Technik erfolgreich zu demonstrieren, werden in den nachfolgenden Abschnitten dargestellt. Die Technik basiert auf der Verbesserung des externen Q eines Oszillators oder VCO durch Betrieb in einer Zwei-Frequenz-Betriebsart. Beispielsweise in einem Modus bzw. einer Betriebsart der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung ist die Grundschwingung durch ein Hochpaßfilter reaktiv abgeschlossen und von der Last getrennt. Ausgangsleistung wird aus der in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung der Grundschwingung erhalten. Die Grundschwingungsschaltung ist von der Belastung der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung getrennt durch die naturgemäße oder intrinsische Trennung, die mit dem Mechanismus zur Erzeugung der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung in-situ in dem aktiven Element, d. h. der Gunn- Diode, assoziiert wird. Da die Grundschwingungsschaltung durch eine große Reaktanz in nächster Nähe zu dem aktiven (einen negativen Widerstand aufweisenden) Element in der Oszillatorschaltung reaktiv abgeschlossen ist, kann die in der Oszillatorschaltung gespeicherte Energie groß sein verglichen zu dem Energieniveau, das mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung an die Last geliefert wird.
Daher wird der externe Q der Grundschwingungsschaltung mehr als eine Größenordnung größer sein als bei einem herkömmlichen Grundschwingungsoszillator, der direkt bei der Grundfrequenz belastet wird. Beispielsweise zeigt eine gemessene Leistung, daß das externe Q eines Oszillators von harmonischen Schwingungen zweiter Ordnung ungefähr 600 ist, wogegen das externe Q eines bei der Grundfrequenz belasteten Oszillators ungefähr 25 ist. Daher wurde durch Verwendung des Modus der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung das externe Q um einen Faktor von 24 verbessert, was zu einer Phasenrauschenverminderung von 25 dB führt. Die Q-Verbesserungstechnik ist auch anwendbar auf die Verwendung von harmonischen Schwingungen dritter oder höherer Ordnung für die Ausgabe. Die Technik ist breitbandig, da der reaktive Abschluß (Hochpaßfilter) breitbandig ist. Die Technik sieht eine kontinuierliche Rauschverminderung über den gesamten Abstimmbereich eines VCO vor ohne jegliche Schaltungseinstellung.
Die Parameter des Oszillators mit negativem Widerstand, die sein Frequenzmodulations-(Phasen-) Rauschen und sein Amplitudenmodulationsrauschen definieren, sind angegeben in "FM and AM Noise in Microwave Oscillators", S. Hamilton, Microwave Journal, Juni 1978, Seiten 105 bis 109, FM Fall AM Fall
Diese Ausdrücke geben die FM- und AM-Rauschleistung an als ein einziges Seitenbandrauschen-zu-Trägerwelle-Leistungsverhältnis N/C. Die Rauschleistung ist integriert über ein Frequenzband B (Hz), daß bei einer Frequenz fm weg von der Trägerfrequenz fo auf einer Seite der Trägerfrequenz beabstandet ist. Der Faktor M ist das Rauschmaß der Einrichtung und typische Werte für Gunn- und Avalanche- oder Lawinendioden sind 25 bzw. 35 dB. Der Ausdruck kToB ist die thermische Rauschleistung in einer Bandbreite B, Po ist die Ausgangsleistung und der Faktor S bezieht sich im Falle von AM auf einen Einrichtungsbetriebszustand und besitzt einen Wert von 2 bei der maximalen Ausgangsleistung. Diese Ausdrücke geben sowohl einen quantitaven als auch qualitativen Einblick in das Verständnis der hier gezeigten Rauschunterdrückungstechnik. Die gezeigte Rauschverminderungstechnik ist anwendbar auf sowohl FM- als auch AM-Rauschen eines Oszillators oder VCO. Die nachfolgende Diskussion konzentriert sich auf FM-Rauschleistung, die signifikant höher ist als AM- Rauschleistung in fast allen Mikrowellen- und Millimeterwellenoszillatoren und -VCO's, die für Systemanwendungen von Interesse sind, "FM and AM-Noise in Microwave Oscillators", S. Hamilton, Microwave Journal, Juni 1978, Seiten 105-109. Beispielsweise besitzt ein Gunn-Oszillator im KA-Band (26 bis 40 GHz) ein AM-Rausch-zu-Träger- Leistungsverhältnis von -130 bis -160 dBc/Hz verglichen mit einer FM-Rauschleistung von -120 dBc/Hz bei einer Offset- oder Versetzungsfrequenz von 1 MHz.
Der in Gleichung 1 angegebene Ausdruck für das Frequenzmodulations-(Phasen) Rauschen zeigt, daß die Steuerung des externen Q des Oszillators oder VCO signifikante Mittel vorsieht, durch die das Phasenrauschen eines Oszillators oder VCO getroffen oder in Angriff genommen werden kann. FM-Rauschen und Phasenrauschen können austauschbar genannt werden, da diese beiden untereinander durch θd = Δfpeak/fm in Beziehung stehen wobei θd die Spitzenphasenabweichung und Δfpeak die Spitzenfrequenzabweichung ist. Das Verhältnis (dB) des einzigen Seitenbands zur Trägerwelle ist:
Bei der gezeigten Technik wurde das externe Q eines VCO erhöht auf einen gemessenen Wert von 585 verglichen mit einem Wert von 24,7 für ein VCO ohne Verbesserung. Die Verbesserung entspricht einem Verbesserungsfaktor von 23,6. Aus Gleichung 1 folgt, daß die Phasenrauschverminderung 101og (23,6)² = 27,4 dB wäre. Die Rauschverminderungstechnik wurde in die Praxis umgesetzt mit einem Gunn VCO, der in der Form konzentrierter Elemente gebaut wurde. Das gemessene Rauschen von Gunn-VCO's bei 61 GHz mit und ohne Qext-Verbesserung ist in Fig. 11 gezeigt. Das gemessene Phasenrauschen des bezüglich Qext verbesserten Gunn-VCO über den Offset- oder Versetzungsfrequenzbereich von 80 KHz bis 1 MHz war 26 bis 28 dB niedriger als das eines 61 GHz-Gunn-VCO, der bezüglich Qext nicht verbessert war. Die gemessene Verbesserung stimmt gut mit der berechneten Verbesserung von 27,4 dB überein basierend auf den Werten von Qext der entsprechenden VCO's und bestätigt die Gültigkeit der Basis der Rauschverminderungstechnik.
Eine Berechnung des Rauschmaßes M, des bezüglich Qext verbesserten Gunn-VCO wurde durchgeführt, um zu bestimmen, daß der Wert für die verwendete Gunn-Diode normal war. Eine Umordnung von Gleichung 1 ergibt
Die gemessenen Parameter des bezüglich Qext verbesserten VCO waren wie folgt:
Qext = 584
Po = +6 dBm
fo = 61 GHz
fm = 1 MHz
N/C = -118 dBc/Hz
kToB = -174 dBm/Hz
Der berechnete Wert von M ist 24,7 dB, was für eine Gunn- Diode typisch ist. Dies bestätigt weiter die Gültigkeit der gezeigten Rauschverminderungstechnik, da es zeigt, daß die in dem VCO verwendete Gunn-Diode keinen außergewöhnlich niedrigen Phasenrauschwert besaß. Die Gültigkeit der Rauschverminderung durch Q-Verbesserung wurde weiter festgestellt durch Vergleich der gemessenen Schiebefaktoren (Δfo/ΔVGunn bias des VCO mit und ohne Q- Verbesserung. Aus dem Verhältnis der Schiebefaktoren und des gemessenen Werts von 584 für das Qext des bezüglich Q verbesserten VCO wurde für Qext des VCO ohne Q-Verbesserung der Wert 24 berechnet. Dies stimmt gut überein mit dem Wert von 24,7 für diesen VCO.
Die gezeigte Phasenrauschverminderungstechnik in einem bei fester Frequenz arbeitenden oder mittels Spannung abstimmbaren Oszillator (VCO) basiert auf der Verbesserung des Q-Faktors oder Gütefaktors eines Oszillators oder VCO in einer unkonventionellen Weise, die die Technik mit Breitband-HF-Eigenschaften versieht, d. h. über den breiten Abstimmbereich eines VCO. Der Anwendungsfrequenzbereich ist in erster Linie in den Mikrowellen- und Millimeterwellenfrequenzbereichen, wo es schwierig ist, hohe Q-Faktoren in Oszillatoren und VCOs zu erreichen. Der Q-Faktor oder Gütefaktor ist eine Hauptbestimmungsgröße für die Rauscheigenschaften des Oszillators oder VCO.
Es ist bekannt, daß das Spektrum eines Oszillators verbessert werden kann durch die Verwendung eines ausreichend schmalen Bandpaßfilters, der vorhandenes Phasen- und Amplitudenrauschen entfernt. Der Q-Faktor des Filters relativ zu dem des Grundoszillators ist ein wichtiger Parameter und bestimmt dessen stabilisierenden Effekt auf den Oszillator. Der Stabilisierungsfaktor (S) ist gegeben durch
S = 1+Qcavity/Qosc (6)
Das hohe Q des Hilfsfilters oder -hohlraums ergibt eine schmalbandige Arbeitsweise oder Leistung und macht ihn ungeeignet zur Verwendung beim breitabstimmbaren Frequenzbereich eines VCO. Das Filter addiert auch Größe, Kosten und Gewicht zu einem Oszillator, zu dem es hinzugefügt wird. Zusätzlich führt es einen Einfügungsverlust ein und vermindert die Oszillatorausgabe in einem Maße, das von dem Stabilisierungsfaktor abhängt. Der Einfügungsverlust steigt mit dem Stabilisierungfaktor.
Die Verwendung von Phasen- oder Injektionsverriegelung wird das nahegelegene Phasenrauschen eines Oszillators vermindern, aber das Phasenrauschen, das von der Trägerfrequenz entfernt ist, wird das Phasenrauschen des freilaufenden Oszillators sein. Phasen- oder Injektionsverriegeln ist komplex und fügt signifikante Kosten, Größe und Gewicht zu dem Oszillator hinzu. Signifikant mehr Komplexität und Kosten werden hinzugefügt, falls das Verriegelungssystem abstimmbar sein soll. Ein abstimmbares verriegeltes System ist eher stückweise als vollständig stetig bzw. kontinuierlich.
Die gezeigte Rauschverminderungstechnik verwendet keinen Hohlraum oder Bandpaßfilter oder jegliche der Grundsätze des Phasen- oder Injektionsverriegelns. Es ist ein Zwei- Frequenz-System mit einer Grundschwingung, die abgestimmt ist, und einer harmonischen Schwingung höherer Ordnung, die zur Ausgabe verwendet wird. Die Q-Verbesserungstechnik verwendet keinen Bandpaßfilter oder Hohlraum, wie es herkömmlich zur Rauschunterdrückung verwendet wird, sondern sie verwendet einen Hochpaßfilter, das bei Millimeterwellenfrequenzen leichter zu realisieren und praktikabel ist. Im Gegensatz zu herkömmlicher Filter- oder Hohlraumtechnik besitzt das Filter Breitbandeigenschaften und ist kein frequenzbestimmendes Element des stabilisierten Oszillators. Die Funktion des Hochpaßfilters ist zweifach. Erstens wirkt es als große reaktive Last für die abstimmbare Grundschwingung und reflektiert konstruktiv Energie bei der Grundfrequenz, wodurch das externe Q der Schwingungs- oder Oszillationsschaltung erhöht wird. Zweitens funktioniert das Hochpaßfilter, um die bei der Grundfrequenz erzeugte Energie von der Ausgangslast zu trennen. Der Ausgang zur Last wird erhalten von der in-situ erzeugten harmonischen Schwingung N-ter Ordnung der abstimmbaren Grundschwingung und die Ausgabe harmonischer Schwingungen ist von Natur aus von der Grundschwingung getrennt durch den die harmonische Schwingung erzeugenden Mechanismus in dem aktiven Element (d. h. 10 bis 15 dB bei der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung bei einer Gunn-Diode).
Die Rauschverminderungstechnik wird in die Praxis umgesetzt mit einem im V-Band (50 bis 75 GHz) arbeitenden, breitbandigen, mit einem Varaktor abgestimmten, aus konzentrierten Elementen aufgebauten Gunn-VCO. Die folgende Beschreibung dieses VCO soll die Einzelheiten der Umsetzung verdeutlichen und seine Wirksamkeit bei der Phasenrauschverminderung zeigen. Die Umsetzung der Technik ist nicht beschränkt auf die verwendete Form konzentrierter Elemente, sondern sie kann verwendet werden mit verschiedenen anderen Schaltungsformen, wie beispielsweise gedruckte Mikrostrip, Substrat mit aufgehängter Streifenleitung etc. Sie ist auch nicht beschränkt auf die Verwendung einer Gunn-Diode als das aktive Element, sondern sie kann auch mit anderen aktiven Einrichtungsarten verwendet werden wie beispielsweise eine ImPatt-Diode oder Transistoren (FET, Bipolar, HEMT, etc.).
Der VCO war als ein Zwei-Frequenz-Oszillator ausgelegt. Er war mit einem Varaktor abgestimmt bei der Grundfrequenz und eine Ausgabe wurde erhalten aus der in-situ erzeugten harmonischen Schwingung zweiter Ordnung. Die Grundschwingung war belastet durch die große Reaktanz, die hier durch ein Hochpaßfilter (ein Abschnitt eines WR- 15-Wellenleiters, der bei der Grundfrequenz abgeschnitten war) in nächste Nähe zu der Gunn-Diode dargeboten wurde. Der Effekt des Filters lag darin, konstruktiv Energie zurück zu der Grundschwingungsschaltung zu reflektieren und dadurch seinen externen Q zu erhöhen. Die abstimmbare Grundschwingung war von der Last getrennt durch das Hochpaßfilter, das bei der Grundschwingung abgeschnitten war und die harmonische Schwingung zweiter Ordnung zu der Last durchließ, und durch die intrinsische Trennung (10 bis 15 dB) des die harmonische Schwingung zweiter Ordnung erzeugenden Mechanismus in der Gunn-Diode. In einer Schaltung aus konzentrierten Elementen könnte das Hochpaßfilter alternativ dazu realisiert werden mit diskreten Kondensatoren und Induktivitäten mit geeigneten Werten aus bekannten Konstruktionsverfahren. In einer gedruckten Schaltungsform, d. h. Mikrostrip oder aufgehängte Streifenleitung, kann ein gedrucktes Hochpaßfilter durch bekannte Konstruktionsverfahren realisiert werden.
Das Schaltungsdiagramm und Layout eines mit der harmonischen Schwingung zweiter Ordnung arbeitenden, aus konzentrierten Elementen aufgebauten Gunn-VCO für das V-Band (50 bis 75 GHz) sind in den Fig. 1 und 2 gezeigt. Das Konzept konzentrierter Elemente basiert auf der Verwendung von Schaltungselementen, die ausreichend klein sind, so daß sie als konzentrierte Komponenten oder Bauteile charakterisiert werden können. Die 0,074 Zoll x 0,074 Zoll Kerbe oder Ausnehmung, in die die Schaltung aus konzentrierten Elementen eingebaut wird, ist so bemessen, daß sie bei Wellenleiterbetriebsarten oder -modi in dem interessierenden Ausgangsfrequenbereich abgeschnitten ist, wodurch Integrität oder Unversehrtheit für die Schaltungsform aus konzentrierten Elementen vorgesehen wird. Die diskreten Schaltungselemente bestehen aus einer verpackten Gunn-Diode, einem GaAs-Chipvaraktor mit hyperabruptem Übergang, und drei MIS-Chipkondensatoren. Die induktiven Elemente sind kurze Leitungslängen, die die elekrische Verbindung zwichen den diskreten Elementen vorsehen. Die Bias- oder Vorspanndrosseln der Gunn- und Varaktordiode sind nominal eine Viertelwellenlänge lang an der Mitte des Ausgangsfrequenzbands. Die Ausgabe harmonischer Schwingung zweiter Ordnung ist kapazitiv von der Schaltung gekoppelt und wird auf einen WR-15-Abschnitt des Ausgangswellenleiters übertragen mittels des in den Fig. 2 und 3 gezeigten Koaxialleiters mit kleinem Durchmesser (0,034 Zoll Außendurchmesser). Der Coax-Mittelleiter am Wellenleiterende des Coax-Leiters ist so gestaltet, um einen Breitbandübergang von dem nominalen 50 Ohm-Pegel der VCO-Schaltung zu dem nominalen 400 Ohm- Impedanz-Pegel des Wellenleiters vorzusehen. Der Ausgangswellenleiter ist bezüglich des Grundfrequenzbandes abgeschnitten, was es ermöglicht, daß die Gunn-Diode in diesem Frequenzbereich reaktiv abgeschlossen ist. Der Ausgangswellenleiter funktioniert als ein Hochpaßfilter. Konstruktionsmäßige Einzelheiten des Übergangs von Coax auf Wellenleiter und des Ausgangswellenleiters sind in der Zeichnung des VCO in Fig. 3 gezeigt.
Das Schaltungsmodell des harmonische Schwingungen zweiter Ordnung aufweisenden Gunn-VCO ist in Fig. 5 gezeigt einschließlich der Coax-Leitung (ZL, PL, KL) von der Gunn- Diode zu dem Ausgangswellenleiterabschnitt und den Gunn- und Varaktor-Bias-Leitungen (ZB, PB, 1). Jede Biasdrossel ist ein dünner, abgehobener Draht (über Grund) (KB = 1). Z ist die Leitungsimpedanz, P ist die Leitungslänge und K ist die Dielektrizitätskonstante des Leitungsmediums. Die Abstimm- und Ausgangssleistungscharakteristiken des VCO's sind in Fig. 7 gezeigt. Für diese Messungen wurde ein festgelegter Kurzschluß verwendet an einem der Ausgangsanschlüsse und wurde für einen maximalen VCO-Abstimmbereich eingestellt. Der VCO war abstimmbar von 46,4 bis 64,7 GHz, also ein Abstimmbereich von 18,3 GHz, bei einer maximalen Abstimmspannung von -30 Volt. Ein Varaktorstrom von Null wurde über den gesamten Abstimmbereich beobachtet.
Das externe Q des Q-verbesserten VCO wurde gemessen mit dem bekannten Zieh- oder Pulling-Verfahren, "Loaded Q Factor Measurements on Gunn Oscillators", Warner & Hobson, Microwave Journal, Februar 1970. Bei 61 GHz war das gemessene Q 584. Dies steht im Vergleich zu einem Wert von 24,7 für ein VCO ohne Q-Verbesserung. Die Verbesserungstechnik erhöhte das externe Q des VCO um einen Faktor von 23,6.
Phasenrauschen bei 61 GHz wurde gemessen mit dem bekannten direkten Spektrumanalyseverfahren und hat Gültigkeit, da AM-Rauschen eines Gunn-Oszillators bekannterweise mindestens 10 dB geringer ist als sein Phasenrauschen. Die Phasenrauschmessungen sind in Fig. 11 gezeichnet gezeigt und stehen im Vergleich zu dem Phasenrauschen eines Gunn-VCO aus konzentrierten Elementen ohne Q-Verbesserung. Mit Q-Verbesserung war das Phasenrauschen des VCO 26 bis 28 dB niedriger als das Phasenrauschen eines VCO ohne Q-Verbesserung, und zwar über den Offset- oder Versetzungsfrequenzbereich von 80 KHz bis 1 MHz.
Es sei bemerkt, daß verschiedene Äquivalente, Alternativen und Modifikationen innerhalb des Bereichs der beigefügten Ansprüche möglich sind. Der Resonatorkreis 16 kann ein festgelegter Resonatorkreis ein, um einen Oszillator mit fester Frequenz vorzusehen oder er kann eine Abstimmschaltung sein, d. h. mit einem Varaktor 18, um einen VCO vorzusehen.

Claims

1. Verfahren zum Vermindern von Phasenrauschen in einem Oszillator (10), der im Millimeterwellen- und Mikrowellenbereich arbeitet und eine aktive Schaltung (12) aus konzentrierten Elementen, die ein aktives Element (14) mit einem negativen Widerstand umfaßt, und einen Resonatorkreis (16) aus konzentrierten Elementen aufweist, der mit der aktiven Schaltung gekoppelt ist und in Kombination damit eine Resonanzschaltung bildet, wobei das Verfahren die Verbesserung von Q der Resonanzschaltung vorsieht durch reaktives, d. h. reaktanzmäßiges Abschließen von Grundfrequenzschwingung und durch Erhöhen gespeicherter Grundfrequenzenergie in der Resonanzschaltung.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Grundfrequenzschwingung reaktiv abgeschlossen wird mit einer ausreichend hohen Reaktanz (Blindwiderstand), so daß die Resonanzschaltung die primäre energiespeichernde und frequenzbestimmende Schaltung ist.

3. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Grundfrequenzschwingung reaktiv abgeschlossen wird durch Hochpaßfiltern, um die Grundfrequenz von einer harmonischen Schwingung höherer Ordnung,und zwar mindestens des zweiter Ordnung, zu trennen, und wobei die harmonische Schwingung höherer Ordnung eine Oszillatorausgangsgröße bildet.

4. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei folgendes vorgesehen ist: Betreiben des Oszillators in einer Zwei-Frequenz-Betriebsart durch Vorsehen eines Hochpaßfilters (94), der mit der aktiven Schaltung eng oder fest gekoppelt ist und die Grundfrequenzschwingung reaktiv abschließt und eine Fortpflanzung der Grundfrequenzenergie über die aktive Schaltung hinaus verhindert und eine harmonische Ausgangsschwingung höherer Ordnung, und zwar mindestens zweiter Ordnung, zu einer Ausgangslast (86) weiterleitet und die Grundfrequenzenergie von der Last trennt.

5. Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 4, wobei der Resonatorkreis eine Abstimmschaltung (18) aufweist, und wobei ein breitbandiger, reaktiver Abschluß der Grundfrequenzschwingung vorgesehen wird, so daß die Q-Verbesserung und Phasenrauschenverminderung über den gesamten Abstimmbereich des Oszillators auftritt.

6. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei folgendes vorgesehen ist: Vorsehen eines Hochpaßfilters (94) eng oder fest gekoppelt mit der aktiven Schaltung, um die Fortpflanzung von Grundfrequenzenergie über die aktive Schaltung hinaus zu einer Ausgangslast (86) zu verhindern und um einen Oszillatorausgang (86) vorzusehen, der harmonische Ausgangsschwingungen höherer Ordnung, und zwar mindestens zweiter Ordnung, durchläßt, Verwenden des eng gekoppelten Hochpaßfilters zum Beschränken von Energieumlauf oder -zirkulation bei der Grundfrequenz in den Bereich der aktiven Schaltung, um Grundfrequenzenergie zurück zu dem aktiven Element zu führen oder zirkulieren, um mehr harmonische Schwingungsenergie höherer Ordnung zu erzeugen, wobei dies vorgesehen ist, um ein Zwei-Frequenz-System vorzusehen einschließlich einer Grundfrequenz und einer harmonischen Schwingung höherer Ordnung am Oszillatorausgang, wobei der Hochpaßfilter verwendet wird, um die Doppelfunktion zu erfüllen von (a) Vorsehen einer großen reaktiven Last oder Blindlast für die Grundschwingung und konstruktives Reflektieren von Energie bei der Grundfrequenz, um mehr harmonische Schwingungsenergie höherer Ordnung zu erzeugen, das Q der Resonanzschaltung zu erhöhen und Phasenrauschen zu vermindern, und (b) Trennen der bei der Grundfrequenz erzeugten Energie von der Ausgangslast.

7. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei folgendes vorgesehen ist: Vorsehen eines Ausgangswellenleiters (94), der mit der Resonanzschaltung gekoppelt ist und bei der Grundfrequenz der Schwingung abgeschnitten ist und konstruktiv Energie zurück zu der Resonanzschaltung reflektiert, um das Q zu verbessern und Phasenrauschen zu vermindern und eine harmonische Schwingung höherer Ordnung, und zwar mindestens zweiter Ordnung, durchzulassen, um einen ohmisch bzw. widerstandsmäßig belasteten Oszillatorausgang (86) bei der harmonischen Schwingung höherer Ordnung vorzusehen.

8. Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei folgendes vorgesehen ist: Vorsehen eines reaktiven Abschlusses von Grundfrequenzenergie, Erzeugen der harmonischen Schwingung höherer Ordnung in situ in dem aktiven Element, Trennen der Grundfrequenz von der ohmschen bzw. widerstandsmäßigen Belastung des Ausgangswellenleiters durch Erzeugung harmonischer Schwingungen in dem aktiven Element und Erhöhen der gespeicherten Grundfrequenzenergie in der Resonanzschaltung durch den reaktiven Abschluß von Grundfrequenzenergie und Vorsehen eines Zwei-Frequenz-Systems einschließlich der Grundfrequenz und der harmonischen Schwingung höherer Ordnung, die durch den Wellenleiter ausgegeben wird.

9. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 6, 7 und 8, wobei der Schwingkreis eine Abstimmschaltung (18) aufweist.

10. Verwendung von Mitteln, die die Grundfrequenzschwingung reaktiv abschließen und die gespeicherte Grundfrequenzenergie in einer Resonanzschaltung eines Oszillators erhöhen, der im Millimeterwellen- und Mikrowellenbereich arbeitet, wobei der Oszillator eine aktive Schaltung aus konzentrierten Elementen aufweist, einschließlich eines aktiven Elements mit einem negativen Widerstand und einem Resonatorkreis aus konzentrierten Elementen, der mit der aktiven Schaltung gekoppelt ist, um die Resonanzschaltung in Kombination damit vorzusehen, und zwar zum Vermindern von Phasenrauschen durch Erhöhung des Q der Resonanzschaltung.