Anwendungsgebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft einen Generator mit variablem
Frequenzsignal und bezieht sich insbesondere auf einen
derartigen Generator, der in der Lage ist, ein moduliertes
Ausgangssignal zu erzeugen.
Hinterliegender Stand der Technik
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Es ist oft notwendig, einen spannungsgesteuerten
Oszillator in der Frequenz zu modulieren, um eine Frequenzmodulation
zu erzeugen. Eine Schwierigkeit, die hierbei häufig auftritt,
besteht darin, daß bei der Änderung der Oszillatorfrequenz
die Frequenzmodulationsempfindlichkeit des Oszillators sich
ebenfalls ändert, d.h. es ändert sich die
Abstimmempfindlichkeit in Hz/V. Die Empfindlichkeitsänderung hängt ab von den
Kenneigenschaften eines spannungsabstimmenden Bauelements,
für gewöhnlich eine Varactordiode, und dem Wert von anderen
Komponenten im Oszillator. Die Änderung ist im allgemeinen
für einen vorgegebenen Oszillator stabil, ist allerdings in
einem größeren oder weniger großen Ausmaß von Oszillator zu
Oszillator unterschiedlich.
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Eine bekannte Lösung dieses Problems besteht darin, einen
Digital/Analog-Umsetzer zu verwenden, um das Ausmaß des
Modulationssignals zu ändern, das an den Oszillator gelegt wird,
während sich die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (im folgenden auch kurz VCO genannt) ändert. Das System
muß allerdings mit Hilfe eines Modulationsmessers kalibriert
und die Ergebnisse müssen in einer digitalen Form
(beispielsweise in einer Nachschlagetabelle) gespeichert werden, so daß
das den Digital/Analog-Umsetzer steuernde System eine
Korrektur
für die Abstimmungsempfindlichkeitsänderung vornehmen
kann.
Kurze Darlegung der Erfindung
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Die Erfindung bezweckt die Vermeidung der Verwendung
eines Modulationsmessers, und zwar durch Vorsehen eines
Mittels zum automatischen Kalibrieren der VCO-Empfindlichkeit,
so daß der Oszillator unabhängig von der Oszillatorfrequenz
ist. Die Erfindung wird betrieben mit einem Modulationssystem
einschließlich einer Bahn mit dem Teilungsverhältnis eines
Teilers in einer Phasenregelschleife, wovon Beispiele
dargestellt sind in der GB 2140234 B oder der entsprechenden
europäischen Patentanmeldung EP-A-0125811 und der GB 2214012 A
oder der entsprechenden europäischen Patentanmeldung EP-A-
0322139.
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Nach der Erfindung enthält ein Generator mit variablem
Frequenzsignal eine Phasenregelschleife mit einem Oszillator
variabler Frequenz, der einen Steueranschluß hat, an den ein
frequenzbestimmendes Signal gelegt wird, wobei der Ausgang
des Oszillators über einen Frequenzteiler zu einem
phasensensitiven Detektor geführt wird, wo er verglichen wird mit
einem Referenzfrequenzsignal, das Ergebnis dieses Vergleiches
so angeordnet wird, um ein Vergleichssignal zu erzeugen, das
einem Schleifenfilter zugeführt wird, das mit dem
Steueranschluß verbunden ist; und der Signalgenerator einschließlich
Mittel zum Anlegen eines Frequenzsteuersignals daran enthält
eine erste Bahn, die so angeordnet ist, um das
Teilungsverhältnis des Frequenzteilers einzustellen, und eine zweite
Bahn einschließlich Mittel zum Kombinieren des
Frequenzsteuersignals und des Vergleichssignals, um das
frequenzbestimmende Signal zu erzeugen; und Kalibriermittel zum Einstellen
der relativen Charakteristiken der ersten und zweiten Bahn,
um eine Kompensation gegenüber Wirkungen vorzusehen, die von
der Abstimmungsempfindlichkeit herrühren, welche von der
Frequenz des Generators variabler Frequenz abhängig ist, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kalibriermittel enthalten eine
einstellbare Verstärkungseinrichtung, die in der ersten und/oder
zweiten Bahn angeordnet ist, eine Erfassungseinrichtung und
eine mit der Erfassungseinrichtung verbundene
Steuereinrichtung zum Einstellen der Verstärkung der einstellbaren
Verstärkungseinrichtung, in einem Kalibrierbetriebsmodus des
Generators, wobei die Mittel zum Anlegen eines
Frequenzsteuersignals ein Frequenzmodulationssignal anlegen, ein
Frequenzbefehlssignal vom Frequenzteiler vorgesehen wird und
die Erfassungseinrichtung das Vergleichssignal mit dem
Frequenzmodulationssignal vergleicht, wodurch die
Steuereinrichtung die Verstärkung der einstellbaren
Verstärkungseinrichtung auf einen Wert einstellt, bei dem der Ausgang der
Erfassungseinrichtung auf einem vorbestimmten Niveau ist, im
Normalbetrieb des Generators bei der Frequenz des
Frequenzbefehlssignals die Verstärkung der einstellbaren
Verstärkungseinrichtung auf diesen Wert eingestellt ist.
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In der US-A-4,568,888 ist ein Frequenzsynthesizer
offenbart, bei dem die von ihm erzeugte Frequenz regelmäßig von
einem Wert zu einem anderen Wert hüpft. Der Synthesizer
enthält eine Phasenregelschleife mit einem spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO), einen durch N teilenden Teiler, einen
Phasenvergleicher und ein Schleifenfilter. Der regelmäßige
Hüpfvorgang des Synthesizers wird dadurch erreicht, daß der
Divisor N des Teilers regelmäßig geändert wird. Der Synthesizer
enthält auch eine grobe Abstimmeinrichtung, welche beim
Hüpfen des Synthesizers auf eine neue Frequenz an den VCO ein
Steuersignal anlegt, das den VCO grob auf eine neue Frequenz
einstellt, und zwar mit Hilfe eines Addierverstärkers in der
Phasenregelschleife. Die Grobabstimmeinrichtung enthält einen
einstellbaren Speicherabschnitt, der so eingestellt ist, daß
er irgendwelchen Veränderungen in der Verstärkungs/Frequenz-
Konstanten des VCO in Abhängigkeit von der Zeit und
Temperatur Rechnung trägt. Der einstellbare Speicherabschnitt wird
eingestellt in Abhängigkeit von der Polarität des
Fehlersignals in der Phasenregelschleife unmittelbar nach dem
Umschalten auf eine neue Frequenz, wie es von einer
Polaritätserfassungseinrichtung
festgestellt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden
unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
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Fig. 1 eine graphische Darstellung zum Erläutern
typischer Abstimmungscharakteristiken eines spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO);
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Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten
Ausführungsbeispiels eines variablen Frequenzgenerators nach der Erfindung;
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Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten
Ausführungsbeispiels eines variablen Frequenzgenerators;
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Fig. 4 ein Blockschaltbild eines dritten
Ausführungsbeispiels der Erfindung enthaltend einen
Wobbelfrequenzgenerator; und
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Fig. 5 ein Blockschaltbild eines vierten
Ausführungsbeispiels der Erfindung enthaltend einen frequenzagilen oder
Frequenzsprunggenerator zum Frequenzspringen.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Fig. 1 zeigt eine typische VCO-Abstimmungscharakteristik.
In Fig. 1a ist die VCO-Frequenz in Abhängigkeit von der
Abstimmungsspannung aufgetragen. In Fig. 1b ist die
Abstimmungsempfindlichkeit des Oszillators in Hz/V in Abhängigkeit
von der VCO-Frequenz dargestellt. In diesem Fall ist die
Abstimmungsempfindlichkeit geringer bei höheren VCO-Frequenzen,
und zwar im Vergleich zu niedrigeren Frequenzen. Die
Abstimmungsempfindlichkeit kann graphisch dargestellt werden als
Steigung der Graphik in Fig. 1a bei einer gegebenen Frequenz.
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Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung
enthaltend einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 1, der
derart ausgebildet ist, daß er an einem Ausgangsanschluß 2
ein Ausgangssignal mit einer Trägerfrequenz erzeugt, die
bestimmt ist durch einen Trägerfrequenzbefehl, der einem
digitalen Addierglied 3 zugeführt wird. Es ist erforderlich, daß
das Ausgangssignal eine Frequenzmodulation trägt, und das
erforderliche Modulationssignal wird einem Eingangsanschluß 4
zugeführt. Es wird in herkömmlicher analoger Form angelegt
und über einen ersten Pfad mit einem Analog/Digital-Umsetzer
5 an das digitale Addierglied 3 weitergeleitet, wo es mit dem
Trägerfrequenzbefehl kombiniert wird.
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Die Trägerfrequenz des VCO 1 wird gesteuert mittels einer
herkömmlichen Phasenregelschleife oder PLL-Schleife, die
einen variablen Frequenzteiler 6 enthält, der ein
Integral- oder Ganzzahl-Teiler oder ein sogenannter Bruchzahl N-Teiler
sein kann. Der Wert von N ist veränderbar unter der Steuerung
des digitalen Addierglieds 3, so daß es möglich ist, die
Ausgangsfrequenz des Oszillators 1 durch eine vorbestimmte ganze
Zahl oder einen Bruchzahldivisor zu teilen. Der Ausgang des
Oszillators 1 wird über den variablen Frequenzteiler 6 an
einen phasenempfindlichen Detektor 7 weitergeleitet, wo die
Frequenz verglichen wird mit einem dem Anschluß 8 zugeführten
Referenzfrequenzsignal. Die Frequenz des Oszillators ist
derart, daß an den beiden Signaleingängen zum phasensensitiven
Detektor 7 dieselbe Frequenz auftritt, wenn die Frequenz des
VCO auf ihren richtigen Wert eingestellt ist. Falls dies
nicht der Fall ist, wird von dem phasensensitiven Detektor 7
ein Frequenzsteuersignal erzeugt, das über ein
Schleifenfilter 9 und eine Summierschaltung 10 dem Frequenzsteueranschluß
des VCO 1 zugeführt wird, und das Frequenzsteuersignal ist
wirksam, um die beiden Eingänge zum phasensensitiven Detektor
in Übereinstimmung miteinander zu bringen.
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Die Transfercharakteristiken des Analog/Digital-Umsetzers
5 des digitalen Addierglieds 3 und des Frequenzteilers 6 sind
genau bekannt, und es ist im Prinzip möglich, über diese
Route alleine ein frequenzmoduliertes Signal zu erzeugen,
allerdings muß irgendeine Frequenzmodulation eindeutig
innerhalb des Frequenzbereiches der Phasenregelbandbreite sein.
Typischerweise beträgt die Trägerfrequenz des VCO 1 einige
hundert Megahertz, und der erforderliche
Frequenzmodulationsbereich wird einige hundert Kilohertz betragen, wohingegen
die Bandbreite der Phasenregelschleife typischerweise so
niedrig ist, daß sie zwischen 200 Hz und 1 KHz liegt.
Dementsprechend wird das an den Anschluß 4 gelegte
Modulationseingangssignal auch über einen zweiten Pfad mit einem digital
gesteuerten Verstärker 11 zu einer Summierschaltung 10
geführt, wo das Modulationssignal mit dem Frequenzsteuersignal
summiert wird.
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Auf diese Weise kann, wie es in der GB 2140234 und der GB
2214012 gezeigt ist, eine Frequenzmodulation großer
Bandbreite erreicht werden. Der erste und zweite Modulationspfad
müssen so ausgebildet sein, daß sie dieselbe
Modulationsempfindlichkeit haben, andernfalls wird ein Frequenzantwortfehler
bei oder nahe bei der Phasenregelschleifenbandbreite
auftreten. Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung soll dieser
Fehler dadurch minimiert werden, daß ein Kalibriersignal
angelegt wird und der zweite Pfad gegenüber dem relativ gut
gesteuerten ersten Pfad kalibriert wird.
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Da die Charakteristiken des VCO 1, des Verstärkers 11 und
der Summierschaltung 10 nicht so leicht voraussagbar sind,
werden in einer Kalibrierbetriebsart der Ausgang des
Schleifenfilters 9 und das Modulationssignal in einem
Kohärenzdetektor 12 miteinander verglichen, während ein
Eingangskalibriermodulationssignal mit einer Frequenz, die kleiner als
die Schleifenfilterbandbreite ist, an den Anschluß 4 gelegt
wird. Eine Hauptfehlerquelle ist die nicht lineare
Empfindlichkeitscharakteristik des VCO 1 in Abhängigkeit vom
Frequenzsteuersignal (vergleiche Fig. 1). Die
Phasenregelschleife wirkt derart, daß sie diesen Fehler zu kompensieren sucht,
jedoch wird eine Kompensation dieser Art nicht erzeugt, wenn
das über die Summierschaltung 10 in die Schleife eingeführte
Modulationssignal das über den Teiler 6 eingeführte
Modulationssignal ausgleicht.
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Der Ausgang des Kohärenzdetektors 12 wird über einen
Vergleicher 13 einem Steuersystem 14 zugeführt. Der Ausgang des
Vergleichers 13 stellt die Amplitude des
Schleifenfilterausgangs und die Differenz im Phasenwert (d.h. das Vorzeichen)
der beiden Signale dar, die dem Kohärenzdetektor 12 zugeführt
werden, d.h., er zeigt irgendein Ungleichgewicht im System
an. Deshalb erzeugt das Steuersystem 14 als Anwort auf den
Ausgang vom Kohärenzdetektor bzw. Vergleicher ein digitales
Wort, das an den digital gesteuerten Verstärker 11 gelegt
wird, um das Niveau eines der Summierschaltung 10 zugeführten
Modulationssteuersignals so lange zu ändern, bis der Ausgang
des Vergleichers 13 und damit derjenige des Kohärenzdetektors
feststellen, daß der erste und der zweite Modulationspfad
ausgeglichen sind. Der Wert des digitalen Worts zeigt somit
die Empfindlichkeit des VCO bei der interessierenden Frequenz
an.
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Dieser Prozeß wird ausgeführt für jeden Wert der
erforderlichen Trägerfrequenzen, während das
Kalibriermodulationssignal am Anschluß 4 anliegt, und das entsprechende
Korrektursignal wird in einem Speicher 15 zusammen mit dem darauf
bezogenen Trägerfrequenzbefehl gespeichert.
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Anschließend während des Normalbetriebs, wenn der VCO auf
eine erforderliche Trägerfrequenz eingestellt ist, und zwar
durch Anlegen eines Trägerfrequenzbefehls an das digitale
Addierglied 3, liefert der Speicher 15 den erforderlichen
Korrekturfaktor, der über das Steuersystem 14 dem digital
gesteuerten Verstärker 11 zugeführt wird, um dessen Verstärkung
auf den richtigen Wert einzustellen.
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Zur Nachbetrachtung des Ausführungsbeispiels von Fig. 2
sei somit bemerkt, daß ein VCO 1 unter Verwendung eines
Teilers 6, eines Phasendetektors 8 und eines Schleifenfilters 9
in herkömmlicher Weise unter Verwendung einer
Referenzfrequenz phasengeregelt wird. Bei dem Teiler handelt es sich
vorzugsweise um einen Bruchteil N-Typus. Eine
gleichstromgekoppelte Frequenzmodulation wird dadurch erzeugt, daß das
Modulationssignal an den Oszillator gelegt wird
(typischerweise durch Summieren des Signals mit dem Ausgang des in Fig.
2 bei 10 gezeigten Schleifenfilters) und durch Anlegen des
Signals an einen Analog/Digital-Umsetzer 5, wobei der Ausgang
des Umsetzers verwendet wird, um das Teilungsverhältnis des
Teilers zu manipulieren. Der durch Anlegen des
Modulationssignals an den Umsetzer erzielte Effekt besteht darin, daß
das Teilungsverhältnis des Teilers 6 verträglich mit dem
Modulationssignal geändert wird. Deshalb wird die
VCO-Frequenz innerhalb der PLL-Bandbreite durch das
Modulationssignal moduliert.
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Für Signale außerhalb der Schleifenbandbreite wird der
VCO direkt moduliert. Ein Verstärker mit geschalteter
Verstärkung muß verwendet werden, um das Niveau des dem VCO
zugeführten Signals zu steuern, um die richtige
Frequenzmodulationsabweichung zu geben. Es wird ein typischerweise
mikroprozessorgestütztes Steuersystem verwendet, um den Verstärker
richtig einzustellen.
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Eine automatische Kalibrierung wird dadurch erreicht, daß
ein Kohärenzdetektor 12 an sich bekannter Bauart verwendet
wird. Das System beruht auf dem Umstand, daß die
Modulationsempfindlichkeit des gleichstromgekoppelten Pfades durch den
Teiler genau bekannt ist. Es kann relativ leicht
sichergestellt werden, daß der Analog/Digital-Umsetzer 9 eine
geeichte Transferfunktion hat oder die Empfindlichkeit mit Hilfe
eines Modulationsmessers ermittelt werden kann. Die
Empfindlichkeit des gleichstromgekoppelten Pfadsystems hängt ab von
der VCO-Frequenz.
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Die VCO-Empfindlichkeit kann durch Anlegen eines
Modulationssignals an das System kalibriert werden, dessen Frequenz
näherungsweise gleich oder kleiner als die Bandbreite der
PLL-Schleife ist. Der Kohärenzdetektor 12 wird dazu
verwendet, um den Pegel oder das Niveau des Fehlersignals zu
erfassen, das am Ausgang des Phasendetektors oder Schleifenfilters
erzeugt wird. Der Kohärenzdetektor (von an sich bekannter
Bauart) besteht typischerweise aus einem vom
Modulationssignal angetriebenen Kommutator oder einem Mischer, und er
liefert ein Ausgangssignal, das sowohl die Amplitude des
Fehlersignals als auch die relative Phase der Differenz der
Eingangssignale darstellt.
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Der Ausgang des Kohärenzdetektors wird dann von einem
Vergleicher 13 mit Masse verglichen.
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Der Gesamteffekt des Kohärenzdetektors besteht darin, daß
der Vorzeichensinn des Vergleicherausgangs gemäß der
Phasenbeziehung des Fehlersignals, das in der Phasenregelschleife
zirkuliert, geändert wird. Das Phasenfehlersignal tritt auf,
wenn die durch den Gleichstrom gekoppelten Weg verursachte
(digitale) Abweichung nicht gleich derjenigen des analogen
Weges über den Digital/Analog-Umsetzer ist. Die Phase und der
Betrag des Fehlersignals hängen davon ab, welcher
Modulationsweg den Versuch unternimmt, die meiste
Frequenzabweichung anzulegen. Wenn die beiden Wege genau denselben
Betrag von Abweichung vorsehen, beträgt der Ausgang des
Kohärenzdetektors gleich null Volt (d.h., es tritt kein
Fehlersignal in der Schleife auf).
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Unter Verwendung dieses Detektorausgangs wird eine
automatische Kalibriermoglichkeit eröffnet. Der Ausgang des
Vergleichers 13 wird vom Steuersystem 14 überwacht. In
Abhängigkeit vom Vorzeichen des Ausgangs des Steuersystems wird der
Wert der digitalen Information, die dem Verstärker mit
schaltbarer Verstärkung zugeführt wird, vermindert oder
erhöht, vorzugsweise durch eine sukzessive Näherungsroutine,
bis der Ausgang so nahe dem Gleichgewicht ist, wie es nur
möglich ist. Die auf diese Weise abgeleitete digitale
Information wird als Kalibrierdatum für den betreffenden Wert der
VCO-Frequenz gespeichert.
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Die Kalibrierroutine kann immer dann implementiert werden,
wenn sich die VCO-Frequenz beachtlich ändert.
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Alternativ kann bei einer bevorzugten Ausführungsform das
Steuersystem das System bei einer Reihe VCO-Frequenzen
kalibrieren, um eine kalibrierte Nachschlagetabelle vorzusehen.
Zwischen den Kalibrierfrequenzen kann man interpolieren, um
die Anzahl der notwendigen Kalibrierfrequenzen zu vermindern.
Bei dieser Ausführungsform besteht die Möglichkeit, eine
Kalibrierung bei einer speziellen VCO-Frequenz vorzunehmen, wo
die Ausgewogenheit oder das Gleichgewicht besonders kritisch
ist, beispielsweise bei einem Stereosystem.
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Fig. 3 zeigt eine alternative Schaltungsanordnung, die
ohne den in Fig. 2 dargestellten digital gesteuerten
Verstärker auskommt. Es ist vielmehr ein Verstärker 20 vorgesehen,
der unmittelbar an den Modulationseingangsanschluß 4
angeschlossen ist. Solche Teile der Schaltungsanordnung nach Fig.
3, die mit denjenigen nach Fig. 1 ähnlich oder vergleichbar
sind, tragen die gleiche Bezugszahl. Während der
Kalibrierphase, bei der an den Eingangsanschluß 4 ein
Modulationssignal mit einer Bandbreite angelegt wird, die gleich oder
kleiner als diejenige des Schleifenfilters 9 ist, wird der
Ausgang des Verstärkers 20 mit dem Ausgang des Schleifenfilters
9 beim Kohärenzdetektor 12 verglichen, und vom Vergleicher 13
wird ein Fehlersignal erzeugt, das dem Steuersystem 14
zugeführt wird, wie es zuvor der Fall war. Jetzt wird allerdings
der Ausgang des Steuersystems 14 sowohl dem Verstärker 20, wo
er zum Verändern von dessen Verstärkung wirksam ist, als auch
dem digitalen Addierglied 30 zugeführt, um dessen Verstärkung
in einem gleichen oder entgegengesetzten Sinn zu ändern, so
daß das Modulationssignal beim digitalen Addierglied 30
tatsächlich einen Wert hat, der gleich demjenigen ist, der dem
Eingangsanschluß 4 zugeführt wird.
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In manchen Fällen kann dieser Aufbau der
Schaltungsanordnung leichter zu implementieren sein als derjenige nach Fig.
2. Wie bei Fig. 2 wird der Kalibriervorgang bei einer Reihe
von Trägerfrequenzwerten durchgeführt, während an den
Eingangsanschluß 4 ein relativ niedriges
Frequenzmodulationssignal angelegt ist, so daß die nicht lineare Charakteristik des
VCO 1 und der Summierschaltung 10 geeicht werden können. Da
nach werden beim normalen Betrieb die geeigneten Faktoren aus
dem Speicher 15 aufgerufen, und zwar in Abhängigkeit von dem
gewünschten Trägerfrequenzbefehl.
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In Fig. 4 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der
Erfindung offenbart, das zur Verwendung mit einem
Wobbelfrequenzoszillator geeignet ist. Teile, die denjenigen nach Fig. 2
und 3 entsprechen, sind wiederum mit denselben Bezugszahlen
versehen. Dem Eingangsanschluß 4 wird von einem
Direktdigitalsynthesizer 40 ein modulierendes Eingangssignal zugeführt.
Solche Synthesizer sind bekannt und enthalten im wesentlichen
einen Phasenakkumulator 42, der wiederholt eine Zahl addiert,
die die gewünschte Frequenz von einem Eingang 44 darstellt,
und zwar unter der Steuerung eines Taktsignals 46. Der
Ausgang des Akkumulators wird an eine RAM-Nachschlagtabelle 48
gelegt, die eine Schwingungsform gewünschter Gestalt erzeugt,
beispielsweise eine dreieckförmige Rampe. Diese
Schwingungsform wird einem Digital/Analogumsetzer 50 zugeführt, der sie
in eine analoge Schwingungsform überführt, die dann an den
Eingangsanschluß 4 gelegt wird. Zusätzlich ist eine weitere
RAM-Nachschlagtabelle 52 vorgesehen, die auf den Ausgang des
Phasenakkumulators 42 anspricht, um eine modifizierte
Schwingungsform an den Digital/Analog-Umsetzer 54 zu legen. Der
analoge Ausgang dieses Umsetzers wird dann an den Eingang
eines digital gesteuerten Verstärkers 11 gelegt.
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Somit wird beim Betrieb des Ausführungsbeispiels von Fig.
4, und zwar zum Kalibrieren des Systems zwecks Kompensation
der Nichtlinearität in der Abstimmempfindlichkeit des VCO 1,
das oben beschriebene Kalibrierverfahren angewendet, bei dem
ein vom Synthesizer 40 stammendes Modulationssignal
konstanter Frequenz angewendet wird, das innerhalb der Bandbreite
der Phasenregelschleife ist, das dann dem Kohärenzdetektor 12
zugeführt wird. Der Wert des Verstärkers 11 mit schaltbarer
Verstärkung wird vom Steuersystem 14 geändert, um den Ausgang
des Kohärenzdetektors 12 auf Null zu bringen. Der dem
Verstärker 11 zugeführte numerische Wert wird im Speicher 15
gespeichert. Dieser Vorgang wird für eine Reihe von
Frequenzen des VCO wiederholt, wie sie vom Trägerfrequenzbefehl
festgelegt werden.
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Im Anschluß an die Kalibrierung kann das System zum
Bereitstellen eines Modulationssignals betrieben werden, das
einen Bereich von Frequenzen überstreicht, die in einer
linearen Weise oder in irgendeiner anderen gewünschten Weise vom
Synthesizer 4 festgelegt werden. Die Nichtlinearitäten des
VCO 1 werden mittels der Nachschlagtabelle 52 kompensiert.
Unter Verwendung der aus dem Kalibrierprozeß abgeleiteten
Ergebnisse kann das Steuersystem die Nachschlagtabelle 52 mit
einem Satz Werte laden, die so bemessen sind, daß für
irgendeinen gegebenen Breich von VCO-Frequenzen die am Ausgang von
40 erzeugte Schwingungsform in einer solchen Weise verzerrt
ist, daß sie Nichtlinearitäten im VCO korrigiert.
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Im Zuge der Nachbetrachtung dieses Ausführungsbeispiels
kann somit ausgeführt werden, daß, weil die Empfindlichkeit
des Modulationssystems, das das Teilerverhältnis moduliert,
relativ genau bekannt ist (hauptsächlich gesteuert vom
Analog/Digital-Umsetzer 5) und unabhängig von der VCO-Frequenz
ist, wird die Modulation in diesem Pfad sehr genau gesteuert.
Ferner ist deutlich, daß die während der Kalibrierphase an
den digital gesteuerten Verstärker 11 gelegte digitale Zahl
ein direktes Maß des Reziprokwertes der
Frequenzmodulationsempfindlichkeit des VCO ist, was bedeutet, daß bei einer
Abnahme der Empfindlichkeit des Oszillators die an den digital
gesteuerten Verstärker gelegte Zahl erhöht werden muß.
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Ist eine Wobbelschwingungsform zu verwenden, würde bei
einem perfekt linearen VCO 1 eine einfache
Rampenschwingungsform, eine lineare Rampe in der VCO-Frequenz erzeugen. In der
Praxis ist allerdings der VCO über große Frequenzbereiche
nicht linear. Um diesen Fehler zu eliminieren, wird eine
separate Nachschlagtabelle 52 verwendet, um den VCO
anzusteuern. Das automatische Frequenzmodulationsnachlaufsystem kann
verwendet werden, um eine Tabellierung der
Abstimmempfindlichkeit
des Oszillators bei verschiedenen Punkten quer über
dem Band zu erzeugen.
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Die resultierende Tabelle aus VCO-Frequenz in Abhängigkeit
von Abstimmempfindlichkeit kann mathematisch in eine Tabelle
transformiert werden, die dann die Spannung in Abhängigkeit
von der Frequenz darstellt. Diese Tabelle kann sehr leicht
interpoliert werden, um eine übermäßig große Anzahl von
Kalibrierpunkten zu vermeiden.
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Das Gesamtergebnis besteht darin, daß der den VCO
modulierende digitale Synthesizer eine Rampenschwingungsform
erzeugt, die in einer solchen Weise verzerrt ist, daß sie in
Abhängigkeit von der Zeit eine lineare Frequenzabtastung
vorsieht.
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Das System kann auch weiter vereinfacht werden. Der
Modulationsweg durch den Teiler enthält einen
Digital/Analog-Umsetzer im digitalen Synthesizer 50 und einen Analog/Digital-
Umsetzer 5, der das Teilungsverhältnis des Teilers moduliert.
Diese Umsetzer können eliminiert und durch eine digitale
Schnittstelle ersetzt werden. In diesem Fall kann die
Referenz für den Kohärenzdetektor vom Ausgang des zweiten
Digital/Analog-Umsetzers 54 genommen werden.
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Für den Falll, daß lediglich eine Modulationsrampenform
erforderlich ist (beispielsweise bei einem Wobbelgenerator),
ist eine weitere Vereinfachung möglich. Der digitale
Synthesizer kann einfach durch einen anderen Akkumulator ersetzt
werden, der an seinem Ausgang eine digitale Rampe erzeugt.
Die zweite Nachschlagtabelle kann auch durch eine Schaltung
ersetzt werden, die einfach ein digitales Wort, das vom
Mikroprozessor berechnet wird, der digitalen Rampe hinzufügt,
um ihren Wert zu korrigieren. Ein solches System wäre
allerdings weniger flexibel.
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Die beschriebene Technik ist auch nicht auf nicht auf
modulierende Rampenschwingungsformen beschränkt. Im Prinzip
kann der Inhalt der Nachschlagtabelle im
Direktdigitalsynthesizer durch irgendeine Schwingungsform ersetzt werden,
einschließlich einer sinusförmigen Schwingung. Die zweite
Nachschlagtabelle 52, die den VCO ansteuert, würde korrigiert
werden, um sicherzustellen, daß sich die Nichtlinearitäten
des VCO aufheben. Dieses System gestattet daher, die lineare
Modulation eines nicht linearen VCO.
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Es wird jetzt auf das in Fig. 5 dargestellte vierte
Ausführungsbeispiel der Erfindung Bezug genommen. Gezeigt ist
eine frequenzagile Quelle zum Frequenzspringen. Teile, die
mit solchen der vorangegangenen Ausführungsbeispiele ähnlich
sind, sind mit denselben Bezugszahlen versehen. Ein
Frequenzbefehl wird direkt an den Eingang der Teilerschaltung 6
gelegt, und auch an den Eingang der RAM-Nachschlagtabelle 52,
wobei dann der Ausgang der Nachschlagtabelle 52 über den
Digital/Analog-Umsetzer 54 direkt dem Eingang der
Summierschaltung 10 und dem Kohärenzdetektor 12 zugeführt wird.
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Bei einem Eichbetriebsmodus wird eine geeignete
Frequenzmodulation angelegt, und der geeignete Wert in der Tabelle 52
wird mit Hilfe des Steuersystems 14 eingestellt, bis der
Ausgang des Kohärenzdetektors 12 auf null vermindert ist. Der in
diesem Augenblick in der Tabelle 52 auftretende Wert stellt
den richtigen Wert für diese Frequenz dar, und die Routine
wird für die gewünschte Anzahl von Frequenzwerten wiederholt.
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Beim Betrieb erzeugt somit der Digital/Analog-Umsetzer 54
gemäß der Nachschlagtabelle 52 eine analoge Spannung, die den
Oszillator genau auf die erforderliche Frequenz steuert,
während der Weg mit dem Teiler 6 sicherstellt, daß die
Phasenregelschleife irgendwelche verbleibenden Restfrequenzfehler
wettmacht. Die unter Verwendung des Kohärenzdetektors
vorgenommene Kalibrierroutine stellt sicher, daß der Fehler im
analogen Weg ziemlich klein gemacht werden kann. Auf diese
Weise kann die Einschwingzeit der Phasenregelschleife
beträchtlich vermindert werden.
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In einem typischen System mit einem
Mikroprozessorsteuersystem würde eine Kalibrierroutine ausgeführt werden. Dies
könnte geschehen auf Anforderung, beim Einschalten oder
einfach als Aufruffunktion, deren Ergebnisse in einem nicht
flüchtigen Speicher abgelegt werden. Der Mikroprozessor kann
dann den Inhalt der Nachschlagtabelle vervollständigen.