DE69029957T2 - Breitband-Basisband 90 Phasenschieberschaltung und ein FSK-Radioempfänger, der diese enthält - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft allgemein einen Direktumwandlungs- Funkempfänger für ein Frequenzumtastungs-Hochfrequenzsignal bzw. FSK-Hochfrequenzsignal und genauer einen Direktumwandlungs-Funkempfänger mit einer verbesserten Schaltung zur Ausführung einer 90º-Phasenschiebung zwischen einem Inphase- bzw. I-Signal und einem Quadratur- bzw. Q-Signal, die bei einem derartigen Funkempfänger erzeugt werden, damit ein demoduliertes digitales Signal aufeinanderfolgend hergeleitet werden kann.
• In den letzten Jahren wurden Direktumwandlungs-Funkempfänger für einen FSK-Signalempfang vorgeschlagen, die den grundsätzlichen Vorteil gegenüber Empfänger mit einer herkömmlichen Frequenzumwandlung (Überlagerungsempfänger bzw. Superheterodyne-Empfänger) aufweisen, daß sie sehr gut geeignet sind, im wesentlichen vollständig als eine einzige integrierte Schaltung verwirklicht zu werden. Genauer wurden Direktumwandlungs-FSK-Funkempfänger vorgeschlagen, bei denen lediglich die Verwendung einer einzigen lokalen Schwingungsschaltung erforderlich ist, die ein Ausgangssignal erzeugt, das nahe an der Trägerfrequenz des FSK-Signals gehalten wird. Derartige Funkempfänger sind in dem US-Patent Nr. 4 193 034 und ebenfalls in dem US-Patent Nr. 4 462 107 beschrieben. Die grundsätzlichen Prinzipien derartiger Direktumwandlungs-FSK- Funkempfänger sind unter Bezug auf das letztgenannte US- Patent beschrieben. Das erste Ausführungsbeispiel gemäß diesen Patent ist in Fig. 1 veranschaulicht. Dabei besteht das eingegebene FSK-Hochfrequenzsignal aus einem Träger mit der Frequenz fc, die dadurch moduliert wird, das sie aufeinanderfolgend in der Frequenz aufwärts oder abwärts um einen fest eingestellten Betrag (wobei dieser Betrag wie nachstehend beschrieben bezeichnet ist) entsprechend einem ursprünglichen digitalen Signal verschoben wird, beispielsweise entsprechend, ob das FSK-Signal 0 oder 1 Bit darstellt. Dieses Hochfrequenzsignal, das als fc+ dargestellt werden kann, wird direkt an einen Eingangsanschluß einer ersten Mischerschaltung 21 angelegt sowie über eine 90º-Phasenschiebeschaltung 23 (d.h., die eine Phasenverschiebung von 90º bei den Frequenzen des fc+ -Bereichs) an einen Eingangsanschluß einer zweiten Mischerschaltung 22 angelegt. Eine lokale Schwingungssignalgeneratorschaltung 24 erzeugt ein lokales Schwingungssignal bei einer sehr nahe an der Trägerfrequenz fc liegenden Frequenz, das an den jeweiligen anderen Eingangsanschlüssen der ersten und zweiten Mischerschaltungen 21 und 22 angelegt wird (obwohl es wie beschrieben gleichfalls möglich ist, die 90º- Phasenverschiebung direkt dem an einen der Mischer angelegten lokalen Schwingungssignal anstelle dem eingegebenen Hochfrequenzsignal zu beaufschlagen). Die jeweiligen Ausgangssignale aus den Mischerschaltungen 21 und 22 gelangen jeweils durch Tiefpaßfilter 25 bzw. 26. Die dadurch aus den Tiefpaßfiltern und 26 erhaltenen Ausgangssignale weisen jeweils eine Frequenz auf, bei der es sich um die Differenz zwischen den Frequenzen des lokalen Schwingungssignals und des eingegebenen Hochfrequenzsignals handelt, d.h. falls die lokale Schwingungsfrequenz genau gleich der Trägerfrequenz fc wäre, würde jedes dieser Ausgangssignale eine Frequenz aufweisen, die gleich dem Frequenzverschiebebetrag δ ist. Das Ausgangssignal aus dem Tiefpaßfilter 26 gelangt durch eine Schaltung 27, die an der Frequenz dieses Ausgangssignals, d.h. in dem Grundbandfrequenzbereich, eine Phasenverschiebung von 90º erzeugt, und wird dann durch eine Amplitudenbegrenzungsverstärkerschaltung 29 in ein digitales Signal umgewandelt. Das Ausgangssignal aus der Tiefpaßschaltung 25 wird vergleichbar durch eine Amplitudenbegrenzungsverstärkerschaltung 28 in ein digitales Signal umgewandelt. Die ausgegebenen digitalen Signale aus den Amplitudenbegrenzungsverstärkerschaltungen 28 und 29 werden dann bei einer digitalen Logikschaltung 30 zum Erhalt eines demodulierten digitalen Ausgangssignals verarbeitet.
• Die Funktionsweise der Schaltung ist wie nachstehend beschrieben. Aufgrund der dem Eingangssignal der Mischerschaltung 22 beaufschlagten 90º-Phasenverschiebung befinden sich die Ausgangssignale aus den Tiefpaßfiltern 25 und 26 in Phasenquadratur bzw. sind um 90º phasenverschoben. Jedoch verändert sich jedesmal, wenn die Richtung der Frequenzverschiebung des eingegebenen Hochfrequenzsignals sich verändert, d.h. von +δ zu -δ oder umgekehrt, das Verhältnis zwischen diesen Ausgangssignalen aus den Tiefpaßfiltern 25 und 26 um 180º, d.h. daß das allgemein als Phasenquadratursignal oder Q-Signal bezeichnete Ausgangssignal des Tiefpaßsignals 27 sich in der Phase um 180º in bezug auf das (allgemein als Inphasesignal oder I-Signal bezeichnete) Ausgangssignal aus dem Tiefpaßfilter 25 verschiebt. Somit sind entsprechend der Richtung der Frequenzverschiebung des eingegebenen Hochfrequenzsignals durch Phaseverschiebung eines der Inphase- oder Phasenquadratursignale um einen festen Betrag von 90º diese Signal entweder miteinander in Phase oder gegeneinander um 180º phasenverschoben. Somit kann ein demoduliertes digitales Signal durch eine digitale Verarbeitung der Inphase- und Phasenquadratursignale hergeleitet werden. In dem einfachsten Fall kann die digitale Logikschaltung aus einer einzelnen Exklusiv-ODER-Gatterschaltung bestehen.
• Falls die Frequenz des lokalen Schwingungssignal exakt identisch mit der Trägerfrequenz fc ist, würde eine derartige Schaltung ausreichend sein. Jedoch ist es in einer praktischen Herstellungssituation schwierig, einen ausreichend hohen Genauigkeitsgrad für das lokale Schwingungssignal zu erhalten. Falls das lokale Schwingungssignal höher als die Trägerfrequenz des FSK-Hochfrequenzsignals ist, werden die Frequenzen der Inphase- und Phasenquadratursignale aus den Tiefpaßfiltern 25 und 26 jeweils über den theoretischen Wert ansteigen, wohingegen, falls die Frequenz des lokalen Schwingungssignals niedriger als die Trägerfrequenz wird, die Frequenzen der Inphase- und Phasenquadratursignale jeweils verringert werden. Somit ist es zur Behandlung derartiger Frequenzfehler notwendig, daß der Phasenschieber bzw. die Phasenschiebeschaltung 27 eine Breitbandbauart ist. Da jedes der Inphase- und Phasenquadratursignale ein niederfrequentes Signal in dem Grundbandfrequenzbereich ist, gibt es die Schwierigkeit, eine geeignete breitbandige 90º-Phasenschiebeschaltung als die Schaltung 27 zu verwirklichen, falls eine herkömmliche analoge Bauart der Phasenschiebeschaltung verwendet wird, insbesondere wenn diese Schaltung innerhalb einer integrierten Schaltung ausgebildet werden muß.
• Nachstehend wird die Herleitung der vorstehend beschriebenen Inphase- und Phasenquadratursignale aus einem FSK-Hochfrequenzsignal als Quadraturdemodulation bezeichnet.
• Ein zweites Problem, das mit einer Empfängerschaltung der wie in Fig. 1 gezeigten Form auftritt, folgt ebenfalls aus einem Frequenzfehler des lokalen Schwingungssignals. Da das Trägersignal im Vergleich mit dem Grundbandfrequenzbereich eine sehr hohe Frequenz aufweist, führt selbst ein kleiner Fehlerbetrag zwischen der lokalen Schwingungssignalfrequenz und der Trägerfrequenz fc zu einer deutlichen Veränderung in der Frequenz bei jedem der aus den Tiefpaßfiltern 25 und 26 erhaltenen Inphase- und Phasenquadratursignale. Genauer werden, falls die lokale Schwingungsfrequenz etwas niedriger als die Trägerfrequenz ist, die Frequenzen der Inphase- und Phasenquadratursignale verringert. Jedesmal, wenn ein Logikpegelübergang des ursprünglichen digitalen Signals (d.h. des zu demodulierenden Signals) auftritt, tritt ein bestimmter Verzögerungsbetrag auf, bevor das Phasenverhältnis zueinander zwischen den Inphase- und Phasenquadratursignalen als Folge der entsprechenden Frequenzverschiebung des Hochfrequenzträgers (Trägers) um 180º verschoben wird. Wenn die Frequenz der Inphase- und Phasenquadratursignale verringert wird, steigt der Betrag dieser Verzögerung an. Somit gibt es für einen besonderen Wert der Datenrate dieses digitalen Modulationssignal (d.h. einen besonderen Wert einer Bitperiode dieses Signals) eine untere Grenze für die Frequenz der Inphase- und Phasenquadratursignale, unter der die Verarbeitung dieser Signale zum Erhalt des endgültigen demodulierten digitalen Signals unmöglich wird. In der Praxis steigt die Demodulationsfehlerrate einer derartigen Schaltung stark an, wenn sich die Frequenz der Inphase- und Phasenquadratursignale dieser unteren Grenze nähert. Anders ausgedrückt setzt der maximal zu erwartende Frequenzfehlerbetrag des lokalen Schwingungssignals eine Grenze für die maximale Datenrate der FSK-Modulation, die bei der Schaltung gemäß Fig. 1 verwendet werden kann.
• Zur Überwindung des zweiten Problems hat der Anmelder des Patents gemäß dem Stand der Technik zweite und dritte Ausführungsbeispiele vorgeschlagen, gemäß denen zusätzlich zu einer Pasenverschiebung um 90º eine Phasenverschiebung um andere Werte als 90º durchgeführt wird, wobei die verschiedenen auf diese Weise erhaltenen Signale zum Erhalt des demodulierten digitalen Signals verarbeitet werden, damit eine Steigerung der zu erreichenden maximalen Datenrate (oder anders ausgedrückt des maximal zulässigen Fehlers des lokalen Schwingungsfrequenzsignals) ermöglicht wird. Jedoch überwindet ein derartiges Verfahren nicht das zuerst beschriebene Problem der Schwierigkeit der Verwirklichung von Breitband-Phasenschiebeschaltungen, die in dem Grundbandfrequenzbereich arbeiten, und insbesondere die Schwierigkeit der Verwirklichung derartiger Phasenschiebeschaltungen innerhalb einer integrierten Schaltung.
• Die EP-A-0 098 649 offenbart einen digitalen Datendemodulator für digitale Signale, bei denen die Zeitpunkte der Nulldurchgänge bei stark begrenzten Signale bei orthogonalen Ausgangssignalen eines Direktdemodulationsempfängers zur Wiederherstellung der Träger- und Taktsignale verwendet werden.
• Außerdem offenbart die bereits vorstehend erwähnte US-4 462 107 einen Funkempfänger für Frequenzumtastungssignale bzw. FSK-Signale, wobei die Quadraturausgangssignale der Mischer tiefpaßgefiltert sind und eine 90º-Phasenverschiebung bei der Grundbandfrequenz einem Signalweg beaufschlagt wird. Die Grundbandsignale werden vollständig begrenzt und an ein logisches Netzwerk angelegt, das vorzugsweise aus einem Exklusiv- ODER-Gatter besteht, das ein die relative Voreilungs/Nacheilungsbedingung der zwei Signalwege anzeigendes digitales Ausgangssignal erzeugt.
• Weiterhin offenbart die GB-A-2 182 827 eine 90º-Phasenschiebeschaltung gemäß dem Oberbegriff von Patentanspruch 1.
• Deshalb liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine 90º- Phasenschiebeschaltung mit einem einfachen Aufbau zu schaffen, die eine sehr genaue Phasenverschiebung im Grundbandfrequenzbereich über einen weiten Frequenzbereich erzeugt, und bei der der Betrag des zulässigen Frequenzfehlers der lokalen Schwingungsfrequenz in bezug auf die Hochfrequenz-Trägerfrequenz des empfangenen FSK-Signals im Vergleich zum Stand der Technik erhöht ist.
• Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine 90º-Phasenschiebeschaltung gelöst, die bei Einrichtungen zur Demodulation eines durch eine Frequenzumtastung (FSK) modulierten Hochfrequenzsignals (HF bzw. RF) verwendet wird, mit einer Quelle eines lokalen Schwingungssignals, einer ersten Mischerschaltungseinrichtung, einer Phasenschiebe- und Signalverteilungseinrichtung zur Kombination des Hochfrequenzsignals mit dem lokalen Schwingungssignal bei der ersten Mischerschaltungseinrichtung zum Erhalt eines Inphasesignals mit einer entsprechend einem Betrag einer Frequenzverschiebung des Hochfrequenzsignals und einer Differenz zwischen den Hochfrequenzsignal- und lokalen Schwingungssignalfrequenzen bestimmten Frequenz, einer zweiten Mischerschaltungseinrichtung, einer Signalverteilungseinrichtung zur Kombination des lokalen Schwingungssignals mit dem Hochfrequenzsignal bei der zweiten Mischerschaltungseinrichtung zum Erhalt eines Phasenquadratursignals, das sich in der Phase bezüglich des Inphasesignals entsprechend einer Richtung der Frequenzverschiebung verändert, und einer Ausgangsschaltungseinrichtung zur Verarbeitung der Inphase- und Phasenquadratursignale zum Erhalt eines demodulierten digitalen Signals, wobei die Ausgangschaltungseinrichtung erste und zweite Begrenzungsschaltungen zur Umwandlung der Inphase- und Phasenquadratursignale jeweils in ein Inphase-Impulssignal und in ein Phasenquadratur-Impulssignal, einen Daten-Flip-Flop mit einem Dateneingangsanschluß, der entweder zum Empfang des Inphase-Impulssignals oder des Phasenquadratur-Impulssignals angeschlossen ist, und einem Takteingangsanschluß und eine Logikschaltungseinrichtung zur Kombination eines durch das Daten-Flip-Flop erzeugten Ausgangsimpulssignals mit zumindest einem der Inphase- und Phasenquadratur-Impulssignale zum Erhalt des demodulierten Signais aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltungseinrichtung eine Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung zur Erzeugung aufeinanderfolgender Impulse im Ansprechen auf jeweilige Pegelübergänge entweder des Phasenquadratur-Impulssignals oder des Inphase-Impulssignals aufweist, der Takteingangsanschluß des Daten-Flip-Flops zum Empfang der durch die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung erzeugten Impulse angeschlossen ist, und die Logikschaltungseinrichtung eine erste Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung zum Empfang des Ausgangsimpulssignals aus dem Daten- Flip-Flop und entweder des Inphase-Impulssignals oder des Phasenquadratur-Impulssi-gnals als Eingangssignale, eine zweite Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung zum Empfang des Inphase-Impulssignals und des Phasenquadratur-Impulssignals als Eingangssignale und eine dritte Exklusiv-ODER- Gatterschaltungseinrichtung zum Empfang jeweiliger durch die erste Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung und die zweite Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung erzeugten Ausgangsimpulssignale als Eingangssignale und zur Erzeugung des demodulierten digitalen Signals aufweist.
• Eine derartige Schaltung erzeugt eine 90º-Phasenschiebefunktion über einen sehr breiten Frequenzbereich mit einem einfachen Aufbau.
• Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher beschrieben.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
• Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Direktumwandlungs-FSK- Funkempfangsschaltung gemäß dem Stand der Technik,
• Fig. 2 und 4 zeigen jeweils Blockschaltbilder von Schaltungen gemäß einem ersten und einem zweiten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen 90º-Phasenschiebeschaltung zur Verwendung bei einer FSK-Funkempfängerschaltung,
• Fig. 3 und 5 zeigen jeweils Signalverläufe zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Schaltungen gemäß Fig. 2 bzw. Fig. 4,
• Fig. 6 zeigt ein teilweises Blockschaltbild gemäß einem Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen FSK-Funkempfängerschaltung, und
• Fig. 7 zeigt Signalverläufe zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Schaltung gemäß Fig. 6.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFUHRUNGSBEISPIELE
• Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Frequenzumtastungs- Datenempfängerschaltung. Die Bezugszahl 101 bezeichnet eine Quadratur-Demodulationsschaltung zur Demodulation eines FSKmodulierten Hochfrequenzsignals, um ein Inphasesignal und ein Phasenquadratursignal in dem Grundbandfrequenzbereich zu erhalten. Das FSK-modulierte Hochfrequenzsignal, dessen Frequenz als fc+ ausgedrückt werden kann (wobei fc die Trägerfrequenz und + ein Betrag der Modulationsfrequenzverschiebung ist), wird über einen Eingangsanschluß 5 einer Signalverteilungsschaltung 1 bei der Quadratur-Demodulationsschaltung 101 zugeführt. Die Signalverteilungsschaltung 1 überträgt das FSK-Hochfrequenzsignal zu einem Eingangsanschluß einer Signalmischerschaltung bzw. Mischerschaltung 3 und zu einem Eingangsanschluß einer Signalmischerschaltung bzw. Mischerschaltung 4 und führt eine Impedanzanpassungsfunktion zur Anpassung der Quellenimpedanz des Hochfrequenzsignals an die Eingangsimpedanz jeder Mischerschaltung aus. Unter Beachtung der Schaltungsauslegung ist für die Signalverteilungsschaltung 1 vorzuziehen, die Mischerschaltung 3 und die Mischerschaltung 4 jeweils mit Signalen zu versorgen, die sich in der Phase um 180º unterscheiden, aber es ist ebenfalls möglich, die Phasendifferenz auf 0º einzustellen. Ein lokaler Schwingungssignalgenerator 6 erzeugt ein lokales Schwingungssignal mit einer Frequenz, die nahe an der Trägerfrequenz des Hochfrequenzsignals liegt, und führt dieses lokale Schwingungssignal einer 90º-Phasenschiebe- und Signalverteilungsschaltung 2 zu. Die 90º-Phasenschiebe- und Signalverteilungsschaltung 2 verschiebt die Phase des lokalen Schwingungssignals um 90º und führt das phasenverschobene lokale Schwingungssignal den anderen Eingangsanschluß der Mischerschaltung 4 und das lokale Schwingungssignal unmittelbar dem anderen Ausgangsanschluß der Mischerschaltung 3 zu. Es wäre gleichfalls möglich, die Positionen der 90º-Phasenschiebe- und Signalverteilungsschaltung 2 und der Signalverteilungsschaltung 1 von denen gemäß Fig. 2 derart zu vertauschen, daß eine Phasendifferenz von 90º (oder 270º) jeweils zwischen den der Mischerschaltung 3 und der Mischerschaltung 4 zugeführten Hochfrequenzsignalen anstatt zwischen den diesen Mischerschaltungen zugeführten lokalen Schwingungssignalen eingerichtet wird. Das sich ergebene Ausgangssignal aus der Mischerschaltung 3 gelangt durch einen Tiefpaßfilter 7, damit dadurch ein Inphasesignal (I) erhalten wird, das wie vorstehend bei dem herkömmlichen Beispiel gemäß Fig. 1 beschrieben eine Frequenz aufweist, die gleich dem Betrag der Frequenzverschiebung δ des modulierten Hochfrequenzsignals ist, ohne daß ein Frequenzfehler des lokalen Schwingungssignals vorliegt. Ein Phasenquadratursignal (Q) wird in ähnlicher Weise durch einen Tiefpaßfilter 10 erhalten, der das Ausgangssignal aus der Mischerschaltung 4 empfängt. Das Inphasesignal gelangt dann durch eine Amplitudenbegrenzungs-Verstärkerschaltung 9a, damit es in ein nachstehend als I-Impulssignal bezeichnetes Inphasen-Impulssignal mit einer Folge zweiwertiger Impulse umgewandelt wird. Das Phasenquadratursignal wird in ähnlicher Weise durch eine Amplitudenbegrenzungs-Verstärkerschaltung 9b zum Erhalt eines Phasenquadratur-Impulssignals bzw. Q-Impulssignals verarbeitet. Das Q-Impulssignal wird dann einer Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11, die einen Impuls kurzer Dauer im Ansprechen auf jeden Logikpegelübergang des Q-Impulssignals erzeugt. Diese Ausgangsimpulse aus der Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11 werden an einen Takteingangsanschluß eines (nachstehend als DFF abgekürzten) Daten-Flip-Flops 12 angelegt, wohingegen das I-Impulssignal an den Dateneingangsanschluß des Daten-Flip-Flops 12 angelegt wird.
• Das I-Signal und das Q-Signal können jeweils wie nachstehend ausgedrückt werden:
• I-Signal = cos [2π (δ + Δf) t ± Θ1]
• Q-Signal = ± sin [2π (δ ± Δf) t ± Θ1 ± Θ2],
• wobei Δf der Betrag des Frequenzfehlers des lokalen Schwingungssignal in bezug auf die Trägerfrequenz, Θ1 der Betrag des Phasenfehlers zwischen dem lokalen Schwingungssignal und dem Träger und Θ2 der Betrag des durch die 90º-Phasenschiebeschaltung (bei der 90º-Phasenschiebe- und Signalverteilungsschaltung 2) beaufschlagten Phasenfehlers, der das lokale Schwingungssignal verschiebt, wobei das eingegebene Hochfrequenzsignal zwischen den Frequenzwerten (fc + δ) und (fc - δ) variiert. Somit enthält das I-Signal keine Phaseninformationen bezüglich der Modulationsinhalte des eingegebenen Hochfrequenzsignals, wohingegen das Q-Signal sich in der Phase in bezug auf das I-Signal entsprechend diesen Modulationsinformationen verändert, d.h. daß das Q-Signal die Modulationsinformationen enthält. Diese Phasenbeziehungen gelten ebenfalls für das I-Impulssignal und das Q-Impulssignal, die aus dem I-Signal und dem Q-Signal erhalten worden sind.
• Die Beziehungen zwischen dem von der Amplitudenbegrenzungs- Verstärkerschaltung 9a erzeugten I-Impulssignal, dem von der Amplitudenbegrenzungs-Verstärkerschaltung 9b erzeugten Q- Impulssignal und dem von dem Daten-Flip-Flop 12 erzeugten Ausgangsimpulssignal sind in dem Signalverlaufsdiagramm gemäß Fig. 3 veranschaulicht. Wie gezeigt werden die Ausgangsimpulse aus dem Daten-Flip-Flop 12 in bezug auf das I-Impulssignal in der Phase um 90º verzögert, wobei das I-Impulssignal in der Phase fest eingestellt ist, so daß die Ausgangsimpulse aus dem Daten-Flip-Flop 12 zwischen einer Bedingung mit einer 90º-Phasenvoreilung und einer 90º-Phasennacheilung in bezug auf das Q-Impulssignal (unter der Annahme einer idealen Bedingung, bei dem die vorstehend beschriebenen Phasenfehler Null sind) entsprechend den Modulationsinformationen in dem FSK-Hochfrequenzsignal variieren.
• Somit wirkt die Kombination aus der Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11 und dem Daten-Flip-Flop 12 als eine Breiband-90º-Phasenschiebeschaltung zur Ausführung einer Phasenverschiebung in dem Grundbandfrequenzbereich. Gemäß dem Stand der Technik wurden Grundband-90º-Phasenschiebeschaltungen für diese Art der Anwendung beispielsweise unter Verwendung von Integratorschaltungen, Differenzierschaltungen, Zeitverzögerungsschaltungen usw. aufgebaut. Jedoch ist es äußerst schwierig, einen gleichförmigen Wert einer Phasenverschiebung über einen breiten Frequenzbereich mit derartigen herkömmlichen Verfahren zu erzielen, so daß es notwendig war, derartige Maßnahmen wie die Verwendung einer Anzahl verschiedener, durch Schalten geeignet ausgewählter Phasenschiebeschaltungen anzuwenden. Es ist verständlich, daß die Genauigkeit der Grundband-90º-Phasenverschiebung durch die Schaltung gemäß Fig. 2 allein durch die Genauigkeit der Phasenverschiebung der 90º-Phasenschiebeschaltung innerhalb der 90º-Phasenschiebe- und Signalverteilungsschaltung 2 bestimmt wird, die wie oben beschrieben das der Mischerschaltung 4 zugeführte lokale Schwingungssignal in der Phase verschiebt. Da die letztgenannte Phasenschiebeschaltung bei der lokalen Schwingungsfrequenz, d.h. in dem Trägerfrequenzbereich arbeitet, und da der Frequenzbereich schmal ist (d.h. im Verhältnis zu der Trägerfrequenz), in der die Phasenverschiebung konstant sein muß, kann diese Phasenschiebeschaltung leicht verwirklicht werden.
• Es wäre möglich, einen FSK-Datenempfänger dadurch aufzubauen, daß das Q-Impulssignal und das Ausgangssignal aus dem Daten- Flip-Flop 12 jeweils an Eingangsanschlüsse einer Exklusiv- ODER-Gatterschaltung angelegt werden. Das erforderliche demodulierte digitale Signal würde dadurch als Ausgangssignal aus dieser Exklusiv-ODER-Gatterschaltung erhalten werden. Jedoch obwohl ein derartiger Datenempfänger das erste der vorstehend genannten Probleme überwinden würde, d.h. die Beseitigung der Notwendigkeit einer 90º-Phasenschiebeschaltung, würde das zweite zu lösende Problem bestehen bleiben (d.h. die Schwierigkeit einer genauen Demodulation des digitalen Signals, wenn die Frequenz der I- und Q-Signale aufgrund eines Frequenzfehlers des lokalen Schwingungssignals übermäßig niedrig wird).
• Fig. 4 stellt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Grundband-90º-Phasenschiebeschaltung zur Verwendung bei einem FSK- Datenempfänger dar. In diesem Fall wird das I-Impulssignal durch die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11 übertragen und die sich ergebenden Flankenimpulse dem Takteingangsanschluß des Daten-Flip-Flops 12 eingegeben, wohingegen das Q-Impulssignal dem Dateneingangsanschluß des Daten-Flip- Flops 12 eingegeben wird. Die sich ergebenden Verhältnisse zwischen dem I-Impulssignal, dem Q-Impulssignal und dem Ausgangsimpulssignal aus dem Daten-Flip-Flop 12 sind in dem Signalverlaufsdiagramm gemäß Fig. 5 veranschaulicht. Die Funktionsweise ist ähnlich dem gemäß dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3. Es ist verständlich, daß jedoch in diesem Fall ein verringerter Zeitverzögerungsbetrag vorliegt, der bei jedem Auftreten einer Frequenzverschiebung des eingegebenen Hochfrequenzsignals an dem Ausgangssignal aus dem Daten-Flip- Flop 12 erzeugt wird, das heißt, daß eine größere Zahl von Impulsen des Ausgangssignals aus dem Daten-Flip-Flop 12 während jedem Datenintervall des zu demodulierenden digitalen Signals auftritt. Bei der Schaltung gemäß Fig. 6 wäre es möglich, einen einfachen FSK-Datenempfänger unter Verwendung der Schaltung gemäß Fig. 2 aufzubauen, indem in diesem Fall das I-Impulssignal und das Ausgangssignal aus dem Daten-Flip-Flop 12 jeweils an Eingangsanschlüsse einer Exklusiv-ODER- Gatterschaltung angelegt werden.
• Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für eine FSK-Datenempfängerschaltung ist nachstehend unter Bezug auf Fig. 6 beschrieben, in der beide vorstehend beschriebenen Grundband- 90º-Phasenschiebeschaltungen enthalten sind, und die eine digitale Verarbeitung an den Ausgangssignalen aus diesen in Verbindung mit dem I-Impulssignal und dem Q-Impulssignal zum Erhalt eines hohen Genauigkeitsgrades der digitalen Signaldemodulation durchführt, wobei eine befriedigende Funktionsweise mit einem größeren Betrag des Fehlers der lokalen Schwingungsfrequenz ermöglicht wird, als es bei einer einfachen herkömmlichen Bauart eines Direktumwandlungs-FSK-Datenempfängers möglich ist (oder anders ausgedrückt, wobei eine Demodulation einer höheren Datenrate des digitalen Signals für einen besonderen maximalen Betrag des Fehlers der lokalen Schwingungsfrequenz ermöglicht wird). Bei Fig. 6 ist die in Fig. 2 gezeigte, die wie vorstehend beschrieben die I- und Q- Signale erzeugende Quadratur-Demodulationsschaltung 101 zur vereinfachten Beschreibung weggelassen. Wie gemäß Fig. 2 sind 9a und 9b Amplitudenbegrenzungs-Verstärkerschaltungen zur Umwandlung des I-Signals und des Q-Signals jeweils in das I- Impulssignal bzw. das Q-Impulssignal, 11 und 13 Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltungen, 12 und 14 Daten-Flip- Flops (DFF), 15 bis 16 Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen und 20 eine Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung.
• Signalverläufe, die an verschiedenen Punkten der Schaltung gemäß Fig. 6 auftreten, sind in Fig. 7 gezeigt und jeweils als Signalverläufe (a) bis (i) bezeichnet, wobei die entsprechenden Bezeichnungen in Fig. 7 vorgesehen sind. Die Signalverläufe (a) und (b) sind diejenigen des I-Impulssignals und des Q-Impulssignals, die sich zueinander in Phasenquadratur befinden. Wie vorstehend beschrieben verändert sich das I- Impulssignal entsprechend den Frequenzverschiebungen des modulierten Hochfrequenzsignals nicht in der Phase, wohingegen das Q-Impulssignal jedesmal in der Phase invertiert wird, wenn eine Frequenzverschiebung des empfangenen Signals auftritt. Das I-Impulssignal und das Q-Impulssignal werden jeweils an den Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltungen 11 bzw. 13 angelegt, während das I-Impulssignal außerdem an den Dateneingangsanschluß des Daten-Flip-Flops 12 angelegt wird und das Q-Impulssignal in den Dateneingangsanschluß des Daten-Flip-Flops 14 eingegeben wird. Somit bilden der Daten- Flip-Flop 12 und die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 13 eine Grundband-90º-Phasenschiebeschaltung wie vorstehend in bezug auf Fig. 2 beschrieben, während wie vorstehend in bezug auf Fig. 14 beschrieben die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11 und der Daten-Flip-Flop 14 eine Grundband-90º-Phasenschiebeschaltung bilden. Die Ausgangssignale aus den Daten-Flip-Flops 12 und 14 sind in Fig. 7 als (c) und (d) gezeigt. Das I-Impulssignal und das Ausgangssignal aus dem Daten-Flip-Flop 12 werden jeweils an Eingangsanschlüsse einer Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 15 angelegt, wohingegen das Q- Impulssignal und das Ausgangssignal aus dem Daten-Flip-Flop 14 jeweils an Eingangsanschlüsse einer zweiten Exklusiv-ODER- Gatterschaltung 16 angelegt werden. Zusätzlich werden das I- Impulssignal und Q-Impulssignal jeweils an Eingangsanschlüsse einer dritten Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 17 angelegt. Die Ausgangssignale aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 15 und 16 bestehen aus Impulsen bei einer Frequenz, die das doppelte der des I-Impulssignals und des Q-Impulssignals beträgt, wobei keines dieser Ausgangssignale entsprechend den Frequenzverschiebungen des empfangenen Hochfrequenzsignals in der Phase moduliert wird. Die Signalverläufe dieser Ausgangssignale aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 15 und 16 sind in Fig. 7 als (f) und (g) dargestellt. Das (in Fig. 7 als Signalverlauf (e) dargestellte) Ausgangssignal aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 17 besteht ebenfalls aus Impulsen bei einer Frequenz, die das doppelte der der Impulse des I-Impulssignals und des Q-Impulssignals beträgt, die jedoch entsprechend den Frequenzverschiebungen des empfangenen Hochfrequenzsignals in der Phase moduliert sind, d.h. die sich zwischen einer Bedingung, in der sie sich mit den Ausgangsimpulsen aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 16 in Phase (und um 180º phasenverschoben zu den Ausgangssignalen aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 15) befinden, und einer Bedingung verändern, in der sie sich mit den Ausgangsimpulsen aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 15 (und um 180º phasenverschoben zu den Ausgangsimpulsen aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 16) befinden. Auf diese Weise kann die Demodulation zum Erhalt des ursprünglichen Signals durch Eingabe der Ausgangssignale aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 15 und 17 in eine Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 18 oder durch Eingabe der Ausgangssignale aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 16 und 17 in eine Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 19 ausgeführt werden. Die sich ergebenen, in Fig. (7) als Signalverläufe (h) und (i) dargestellten Ausgangssignale aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 18 und 19 sind zueinander invertiert und ebenfalls zueinander in der Phase um einen Wert versetzt, der gleich einer halben Periode der durch die Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen 15 bis 17 erzeugten Ausgangsimpulse mit doppelter Frequenz ist.
• Aufgrund der für die zum Erhalt des endgültig demodulierten digitalen Signals verwendeten, d.h. zur Erfassung von Pegelübergängen dieses digitalen Signals verwendeten Signale (e) und (f) oder (e) und (g) ausgeführten Frequenzverdoppelung wird ein höherer Auflösungsgrad dieser Erfassung und deshalb eine höher Demodulationsgenauigkeit als mit einer einfachen digitalen Verarbeitungsschaltung erreicht, die direkt das I- Impulssignal und das Q-Impulssignal verarbeitet. Das heißt, daß, obwohl jedesmal, wenn die Phase des Q-Impulssignal als Ergebnis einer Frequenzverschiebung des eingegebenen Hochfrequenzsignals invertiert wird, (in Fig. 7 bei dem Signalverlauf (b) als TA und TB bezeichnete) Lücken bei den aufeinanderfolgenden Impulsen des Q-Impulssignal auftreten, wobei die Länge derartiger Lücken entsprechend einer Absenkung der Frequenz des I-Impulssignals und des Q-Impulssignals, d.h. entsprechend einem Anstieg bei dem Fehler der lokalen Schwingungsfrequenz in einer eine derartige Verringerung der Frequenz bewirkenden Richtung, sich vergrößert, die Wirkungen derartiger Lücken bei der Erfassung der Pegelübergänge des demodulierten Signals durch die Schaltung gemäß Fig. 6 stark verringert werden, da gemäß Fig. 7 die entsprechenden, in den Ausgangsimpulsfolgen aus den Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 17, 15 und 16 (d.h. den Signalverläufen (e), (f), und (g)) erzeugten Lücken beträchtlich kürzer als die Lücken TA und TB sind. Somit wird ein höherer Frequenzfehlergrad des lokalen Schwingungssignals (oder ein Anstieg der Datenrate des zu demodulierenden digitalen Signals) zulässig.
• Gemäß diesen Ausführungsbeispiel werden beide demodulierten digitalen Signale (h) und (i) hergeleitet und bei einer Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung 20 zum Erhalt eines endgültigen demodulierten digitalen Signais kombiniert, das an einen Ausgangsanschluß 21 angelegt wird. Diese Kombination dieser Signale (h) und (i) bei der Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung 20 wird zur Erzielung einer maximalen Genauigkeit der Bestimmung der Zeitpunkte der Logikpegelübergänge des endgültig erhaltenen demodulierten digitalen Signals durchgeführt. Die Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung 20 kann beispielsweise einfach aus einer Operationsverstärkerschaltung bestehen, wobei eines der Signale (h) und (i) an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers und das andere Signal an den invertierenden Eingangsanschluß angelegt wird. Jedoch können andere Schaltungsanordnungen für die Demodulationssignalverlaufs- Kombinationsschaltung 20 in Betracht gezogen werden.
• Jedoch ist es verständlich, daß es ebenfalls möglich ist, die demodulierten digitalen Signale (h) und (i) auf verschiedene andere Arten derart zu verarbeiten, daß diese Signale wie durch die Verbindungen mit unterbrochenen Linien angedeutet jeweils über Ausgangsanschlüsse 22 bzw. 23 zu einigen anderen Verarbeitungsschaltungen als die Schaltung 20 gemäß Fig. 6 ausgegeben werden könnten.
• Wahlweise kann die Schaltung zur Verwendung lediglich eines der Ausgangssignale (h) und (i) mit einem geringen Verlust der Bestimmungsgenauigkeit der Pegelübergangszeitpunkte des demodulierten digitalen Signals vereinfacht werden. In diesem Fall können beispielsweise die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 11, der Daten-Flip-Flop 14, die Exklusiv-ODER- Gatterschaltungen 16 und 19 sowie die Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung 20, die in Fig. gezeigt sind, entfallen, wobei lediglich das demodulierte Ausgangssignal aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 18 verwendet wird, oder es können die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung 13, der Daten-Flip-Flop 12, die Exklusiv-ODER-Gatterschaltungen und 18 sowie die Demodulationssignalverlaufs-Kombinationsschaltung 20 entfallen, wobei lediglich das demodulierte Ausgangssignal aus der Exklusiv-ODER-Gatterschaltung 19 verwendet wird, d.h. daß lediglich eine einzelne Grundband-90º- Phasenschiebeschaltung verwendet würde, wobei dieses entweder eine Schaltung, die ein relativ zu dem I-Impulssignal festeingestellt um 90º verzögertes Signal herleitet, oder eine Schaltung sein kann, die ein relativ zu dem Q-Impulssignal festeingestellt um 908 verzögertes Signal herleitet.
• Aus der vorstehenden Beschreibung ist verständlich, daß es ein erstes Merkmal der Erfindung ist, daß erfindungsgemäß der Aufbau einer FSK-Datenempfängerschaltung unter Verwendung einer Grundband-90º-Phasenschiebeschaltung ermöglicht wird, die eine Genauigkeit der Phasenverschiebung über einen breiten Frequenzbereich schafft, wobei die 90º-Phasenschiebeschaltungen unter Verwendung von nur digitalen Logikschaltungen ausgeführt sind.
• Es ist weiter verständlich, daß ein zweites Merkmal der Erfindung ist, daß erfindungsgemäß der Aufbau einer FSK- Datenempfängerschaltung ermöglicht wird, bei der die Erfordernisse an die Frequenzgenauigkeit eines lokalen Schwingungsgenerators des Empfänger unter Bezug auf die Trägerfrequenz des FSK-Hochfrequenzsignals beträchtlich verringert sind. Aufgrund dieser zwei Merkmale ist erfindungsgemäß eine derartige FSK-Datenempfängerschaltung zur Anwendung als integrierte Schaltung sehr geeignet. Die Herstellung eines derartigen Datenempfängers wird dadurch stark erleichtert.

Claims (3)

1. 90º-Phasenschiebeschaltung, die bei Einrichtungen zur Demodulation eines durch eine Frequenzumtastung (FSK) modulierten Hochfrequenzssignals (RF) verwendet wird, mit

einer Quelle (6) eines lokalen Schwingungssignals,

einer ersten Mischerschaltungseinrichtung (3),

einer Phasenschiebe- und Signalverteilungseinrichtung (2) zur Kombination des Hochfrequenzsignals mit dem lokalen Schwingungssignal bei der ersten Mischerschaltungseinrichtung (3) zum Erhalt eines Inphasesignals (I) mit einer entsprechend einem Betrag einer Frequenzverschiebung (δ) des Hochfrequenzsignals und einer Differenz zwischen den Hochfrequenzsignal- und lokalen Schwingungssignalfrequenzen bestimmten Frequenz,

einer zweiten Mischerschaltungseinrichtung (4),

einer Signalverteilungseinrichtung (2) zur Kombination des lokalen Schwingungssignals mit dem Hochfrequenzsignal bei der zweiten Mischerschaltungseinrichtung (4) zum Erhalt eines Phasenquadratursignals (Q), das sich in der Phase bezüglich des Inphasesignals (I) entsprechend einer Richtung der Frequenzverschiebung (δ) verändert, und

einer Ausgabeschaltungseinrichtung (9a, 9b, 11 - 20) zur Verarbeitung der Inphase- und Phasenquadratursignale (I, Q) zum Erhalt eines demodulierten digitalen Signals, wobei die Ausgangsschaltungseinrichtung (9a, 9b, 11 - 20)

erste und zweite Begrenzungsschaltungen (9a, 9b) zur Umwandlung der Inphase- und Phasenquadratursignale (I, Q) jeweils in ein Inphase-Impulssignal (a) und in ein Phasenquadratur-Impulssignal (b),

einen Daten-Flip-Flop (12; 14) mit einem Dateneingangsanschluß (d), der entweder zum Empfang des Inphase- Impulssignals (a) oder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) angeschlossen ist, ünd einem Takteingangsanschluß (CK) und

eine Logikschaltungseinrichtung (15 - 19) zur Kombination eines durch das Daten-Flip-Flop (12; 14) erzeugten Ausgangsimpulssignals (Q) mit zumindest einem der Inphase- und Phasenquadratur-Impulssignale ((a), (b)) zum Erhalt des demodulierten Signals ((h); (i)) aufweist,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Ausgangsschaltungseinrichtung (9a, 9b, 11 - 20) eine Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung (13; 11) zur Erzeugung aufeinanderfolgender Impulse im Ansprechen auf jeweilige Pegelübergänge entweder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) oder des Inphase-Impulssignals (a) aufweist,

der Takteingangsanschluß (CK) des Daten-Flip-Flops (12; 14) zum Empfang der durch die Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung (13; 11) erzeugten Impulse angeschlossen ist, und

die Logikschaltungseinrichtung (15 - 19)

eine erste Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (15; 16) zum Empfang des Ausgangsimpulssignals (Q) aus dem Daten-Flip-Flop (12; 14) und entweder des Inphase-Impulssignals (a) oder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) als Eingangssignale,

eine zweite Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (17) zum Empfang des Inphase-Impulssignals (a) und des Phasenquadratur-Impulssignals (b) als Eingangssignale und

eine dritte Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (18; 19) zum Empfang jeweiliger durch die erste Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (15; 16) und die zweite Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (17) erzeugten Ausgangsimpulssignale ((f), (e); (g), (e)) als Eingangssignale und zur Erzeugung des demodulierten digitalen Signals ((h; (i)) aufweist.

2. 90º-Phasenschiebeschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Ausgangsschaltungseinrichtung (9a, 9b, 11 - 20) eine weitere Zweirichtungs-Flankenerfassungsschaltung (11; 13) zur Erzeugung aufeinanderfolgender Impulse im Ansprechen auf jeweilige Pegelübergänge entweder des Inphase- Impulssignals (a) oder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) und

einen weiteren Daten-Flip-Flop (14; 12) mit einem Dateneingangsanschluß (D), der zum Empfang entweder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) oder des Inphase-Impulssignals (a) angeschlossen ist, und einen Takteingangsanschluß (CK) aufweist, der zum Empfang der durch die weitere Zweirichtungs- Flankenerfassungsschaltung (11; 13) erzeugten Impulse angeschlossen ist,

die Logikschaltungseinrichtung (15 - 19)

eine vierte Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (16; 15) zum Empfang des Ausgangsimpulssignals (Q) aus dem weiteren Daten-Flip-Flop (14; 12) und entweder des Phasenquadratur-Impulssignals (b) oder des Inphase-Impulssignals (a) als Eingangssignale und

eine fünfte Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (19;18) zum Empfang jeweiliger Ausgangssignale ((g), (e); (f), (e)) aus der vierten Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (16; 15) und der zweiten Exklusiv-ODER-Gatterschaltungseinrichtung (17) zur Erzeugung eines weiteren demodulierten digitalen Signals ((i); (h)) aufweist, und

die Ausgangsschaltungseinrichtung (9a, 9b, 11 - 20) eine Demodulationssignal-Kombinationsschaltungseinrichtung (20) zur Kombination des demodulierten digitalen Signals ((h; (i)) und des weiteren demodulierten digitalen Signals ((i); (h)) zum Erhalt eines endgültigen demodulierten digitalen Signals aufweist.

3. Frequenzumtastungs- (FSK-) Funkdatenempfänger mit einer 90º-Phasenschiebeschaltung nach Anspruch 1 oder 2.