DE69023417T2 - Anpassungsschaltung und Verfahren zu ihrer Verwendung. - Google Patents
Anpassungsschaltung und Verfahren zu ihrer Verwendung.Info
- Publication number
- DE69023417T2 DE69023417T2 DE69023417T DE69023417T DE69023417T2 DE 69023417 T2 DE69023417 T2 DE 69023417T2 DE 69023417 T DE69023417 T DE 69023417T DE 69023417 T DE69023417 T DE 69023417T DE 69023417 T2 DE69023417 T2 DE 69023417T2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- impedance
- reference signal
- impedance element
- generator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 27
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 title claims description 17
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 39
- 230000005294 ferromagnetic effect Effects 0.000 claims description 32
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 29
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 claims description 16
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 102100022442 Calmin Human genes 0.000 description 2
- 101000901707 Homo sapiens Calmin Proteins 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000005312 nonlinear dynamic Methods 0.000 description 1
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
- H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
- H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
- H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
- H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
- H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
- H01J37/32183—Matching circuits
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
- G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
- G01R33/3628—Tuning/matching of the transmit/receive coil
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/38—Impedance-matching networks
- H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Analytical Chemistry (AREA)
- Plasma Technology (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft die Verbindung eines ersten elektrischen Schaltkreises mit einem zweiten elektrischen Schaltkreis unter Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes, um eine maximale Leistungsübertragung zwischen dem ersten elektrischen Schaltkreis (der "Quelle") und dem zweiten elektrischen Schaltkreis (der "Last") bereitzustellen.
- Die von der Quelle zur Last übertragene Leistung ist maximal, wenn die Ausgangsimpedanz der Quelle konjugiertkomplex zur Eingangsimpedanz der Last ist. In den meisten Fällen ist die Ausgangsimpedanz der Quelle nicht selbstverständlich genau konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last; deshalb werden zwischen Quelle und Last Anpassungsnetzwerke geschaltet, wenn die Leistungsregelung und der Wirkungsgrad kritisch sind. Ein Anpassungsnetzwerk funktioniert richtig, wenn die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konjugiert-komplex zur Ausgangsimpedanz der Quelle ist und die Ausgangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last ist. Auf diese Weise kann die Leistung durch ein Anpassungsnetzwerk mit einem minimalen Leistungsverlust durch Reflexion der Leistung, Wärmeverluste usw. von einer Quelle zu einer Last übertragen werden.
- In Fällen, wo die Eingangsimpedanz der Last sich während des Betriebs ändert, ist es notwendig, das Anpassungsnetzwerk abzugleichen, um eine maximale Leistungsübertragung von der Quelle zur Last zu gewährleisten. Anpassungsnetzwerke werden typischerweise so entworfen, daß Änderungen der Eingangsimpedanz der Last eine Änderung der Impedanz des Anpassungsnetzwerkes zur Folge haben, wobei die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes konstant gehalten wird. Weiters ist die Ausgangsimpedanz der Quelle in vielen Anwendungen ein Ausgangswiderstand mit einem vernachlässigbaren Imaginärteil. Daher werden bei einigen Anwendungen der bisherigen Technik der Betrag der Impedanz und der Phasenwinkel der Impedanz am Eingang der Anpassungsnetzwerke gemessen. Einstellbare Kondensatoren oder Drosselspulen innerhalb des Anpassungsnetzwerkes werden variiert, bis die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes init der Ausgangsimpedanz des Quellennetzwerkes übereinstimmt, das heißt, bis der Phasenwinkel der Impedanz Null ist und der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht. Die einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen werden so in das Anpassungsnetzwerk geschaltet, daß für jede vorhergesagte Eingangsimpedanzänderung der Last eine Lösung existiert, in der einstellbare Kondensatoren auf solche Werte gesetzt werden, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes der Phasenwinkel der Impedanz Null ist und der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht.
- Ein Problem solcher Systeme der bisherigen Technik besteht darin, daß obwohl vielleicht nur eine einzige (oder korrekte) Lösung existiert, bei der die einstellbaren Kondensatoren und Drosselspulen auf solche Werte gestellt werden, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes sowohl der Phasenwinkel der Impedanz Null ist als auch der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht, nichtsdestotrotz Mehrfachlösungen (d.h. falsche Lösungen) existieren können, wo die einstellbaren Kondensatoren auf solche Werte gestellt sind, daß für den Eingang des Anpassungsnetzwerkes entweder der Phasenwinkel der Impedanz Null ist oder der Betrag der Impedanz dem Betrag des Ausgangswiderstandes der Quelle entspricht (aber nicht beides) . Das macht es für ein Anpassungsnetzwerk schwierig, die einzige oder korrekte Lösung zu ermitteln. Das Ergebnis kann darin bestehen, daß das Anpassungsnetzwerk auf eine falsche Lösung konvergiert, zwischen Mehrfachlösungen oszilliert oder völlig divergiert.
- In einigen Anwendungen, wo sich der Eingang der Impedanz der Last nicht wesentlich ändert, ist es vielleicht möglich, die einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen auf Werte zu initialisieren, welche nahe bei der einzigen Lösung liegen. Dies erhöht die Wahrscheinlichkeit, daß das Anpassungsnetzwerk auf die korrekte Lösung konvergiert.
- Zusätzlich besteht eine weitere in der bisherigen Technik versuchte Methode zur Abgleichung des Anpassungsnetzwerkes bei der Änderungen der Eingangsimpedanz der Last während des Betriebs berücksichtigt werden darin, die am Eingang des Anpassungsnetzwerkes reflektierte Leistung zu messen. Jede der einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen wird händisch oder über Computer gesteuert einzeln variiert, während die anderen einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen auf konstanten Werten gehalten werden. Man hofft, durch eine solche Iteration einen solchen Wert für jeden einstellbaren Kondensator zu finden, daß die reflektierte Leistung so klein wie möglich ist.
- Ein zusätzliches Problem bei allen oben erörterten Systemen der bisherigen Technik besteht darin, daß jede Lösung auf die Verwendung von einstellbaren Kondensatoren oder Drosselspulen angewiesen ist, bei denen die Kapazität mechanisch variiert wird. In manchen Anwendungen, zum Beispiel wo die Lastimpedanz durch die Anwendung von Strom durch ein in Halbleiterherstellungsprozessen verwendetes Plasma erzeugt wird, kann die Verwendung von mechanisch einstellbaren Kondensatoren im Prozeß eine bedeutende Verzögerung bewirken.
- Es ist daher das Ziel der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Anpassungsnetzwerk und ein Verfahren zur Verwendung desselben zu schaffen. Dieses Ziel wird durch das Verfahren zur Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 und den Anpassungsnetzwerken gemäß dem unabhängigen Anspruch 8 erreicht. Weitere vorteilhafte Eigenschaften des Verfahrens werden durch die abhängigen Ansprüche 2 bis 7 offensichtlich, und weitere vorteilhafte Eigenschaften der Anpassungsnetzwerke werden durch die abhängigen Ansprüchen 9 bis 26 offensichtlich.
- Weitere Vorteile und bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden durch die folgende Beschreibung, die Beispiele und die Zeichnungen offensichtlich.
- Die Erfindung schafft ein Abstimmungsverfahren und ein Regelungssystem für ein automatisches Anpassungsnetzwerk.
- In Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Anpassungsnetzwerk präsentiert. Das Anpassungsnetzwerk stimmt eine Ausgangsimpedanz eines Generators auf eine Eingangsimpedanz einer Last ab. Das Anpassungsnetzwerk beinhaltet ein erstes einstellbares Impedanzelement, ein zweites einstellbares Impedanzelement, ein Nachweisgerät für die reflektierte Leistung und einen Kegelkreis.
- Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist jedes der ersten einstellbaren Impedanzelemente unter der Verwendung magnetischer Sättigungsdrosseln aufgebaut. Jede magnetische Sättigungsdrossel kann zum Beispiel ein Transformator sein, der aus einer Primär- und einer Sekundärwicklung besteht, die um einen nichtlinearen magnetischen Kern gewickelt sind.
- Das Nachweisgerät für die reflektierte Leistung erfaßt die vom Anpassungsnetzwerk zum Generator reflektierte Leistung. Der Kegelkreis empfängt vom Nachweisgerät für die reflektierte Leistung ein bandpaßgefiltertes Signal, welches die Abweichung in der reflektierten Leistung darstellt. Unter Verwendung dieser Rückführung variiert das Regelungsmittel die Impedanz durch das erste einstellbare Impedanzelement und das zweite einstellbare Impedanzelement, bis die reflektierte Leistung vernachlässigbar ist.
- Es werden drei Ausführungsbeispiele des Regelkreises präsentiert, von denen alle das "Zittern" (dithering) verwenden. Unter Zittern versteht man, die Impedanz durch das erste einstellbare Impedanzelement und die Impedanz durch das zweite einstellbare Impedanzelement mit einer bekannten Frequenz oder Frequenzen zu variieren. Der Regelkreis trennt dann die Komponente der Veränderung in der reflektierten Leistung, die auf das Zittern des ersten einstellbaren Impedanzelements zurückzuführen ist, von der Veränderung in der reflektierten Leistung, die auf das Zittern des zweiten einstellbaren Impedanzelements zurückzuführen ist. Unter Verwendung der Veränderungskomponenten variiert der Regelkreis ständig die Impedanz des stationären Zustandes der ersten einstellbaren Impedanz und die Impedanz des stationären Zustandes der zweiten einstellbaren Impedanz in Richtungen, welche die reflektierte Leistung minimieren. Im ersten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelements mit der gleichen Frequenz zittern, wobei die Phase aber nicht übereinstimmt. Im zweiten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelement£s mit verschiedenen Frequenzen zittern. Im dritten Ausführungsbeispiel läßt der Regelkreis die Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements und des zweiten einstellbaren Impedanzelements unter Verwendung einer Reihe von Pulsen zittern, welche die gleiche Frequenz aufweisen, die aber nicht in Phase sind.
- Das präsentierte Anpassungsnetzwerk leidet nicht unter dem Problem fehlerhafter Mehrfachlösungen. Weiters konvergiert das Zitterverfahren bei Anpassung und Regelung immer auf eine einzige Anpassungslösung, selbst für nichtlineare dynamische Lasten. Die Konvergenz kann durch die Verwendung hoher Zitterfrequenzen und magnetischem Zittern sehr schnell erfolgen. Die Verwendung von Sättigungsdrosseln erlaubt eine schnelle und von beweglichen Teilen freie Variation der Impedanzelemente des Anpassungsnetzwerkes. Die vorliegende Erfindung kann auf verschiedenen Gebieten angewandt werden; zum Beispiel bei Herstellungsprozessen mit Plasma, bei induktiver und dielektrischer Heizung, bei Ultraschallstromversorgungen, bei magnetischen Induktionsstromversorgungen (NMP), bei Breitbandantennen, bei der Röhrenkopplung von Leistungsverstärkern und bei jeder anderen Anwendung, wo eine maximale Leistungsübertragung zu veränderlichen Lastimpedanzen erforderlich ist, wobei dynamische nichtlineare Lasten eingeschlossen sind.
- Figur 1 zeigt einen Leistungsgenerator, der eine Last treibt.
- Figur 2 zeigt ein Anpassungsnetzwerk zwischen einem Generatorwiderstand und der Last von Figur 1, um die Leistungsübertragung zu maximieren.
- Figur 3 zeigt ein BeisPiel eines Anpassungsnetzwerkes der bisherigen Technik.
- Figur 4A zeigt ein Anpassungsnetzwerk in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 4B und Figur 4C zeigen alternative Ausführungsbeispiele von Anpassungsnetzwerken in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
- Figur 5 zeigt eine Implementierung eines Regelkreises innerhalb des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 6 zeigt eine alternative Implementierung eines Regelkreises innerhalb des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 7A zeigt einen ersten Satz von Kurvenformen, welche in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbei spiel der vorliegenden Erfindung als Referenzsignale in dem in Figur 5 gezeigten Regelkreis verwendet werden können.
- Figur 7B zeigt einen zweiten Satz von Kurvenformen, welche in Übereinstimmung mit einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung als Referenzsignale in dem in Figur 5 gezeigten Regelkreis verwendet werden können.
- E:\1'EX'I LUROP. \ 2 9EP I3.DOC
- Figur 8 zeigt die Implementierung einer ersten einstellbaren Impedanzschaltung des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 9 zeigt die Implementierung einer zweiten einstellbaren Impedanzschaltung des in Figur 4 gezeigten Anpassungsnetzwerkes in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 10 zeigt eine Hardware-Implementierung der in Figur 8 gezeigten ersten einstellbaren Impedanzschaltung in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- Figur 11 zeigt eine Hardware-Implementierung der in Figur 9 gezeigten zweiten einstellbaren Impedanzschaltung in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
- In Figur 1 weist ein Generator 1 eine Generatorausgangsimpedanz 2 auf. Generator 1 wird verwendet, um eine Last 3 zu treiben. Generator 1 und Last 3 sind beide mit einer Erde 4 verbunden. Es tritt eine maximale Leistungsübertragung von Generator 1 zu Last 3 auf, wenn die Eingangsimpedanz von Last 3 konjugiert-komplex zur Ausgangsimpedanz der Generatorimpedanz 2 ist.
- In Figur 2 wird die Generatorimpedanz 2 als aus einem Widerstand 21, der zu Generator 1 gehört, und einem Anpassungsnetzwerk 22 bestehend dargestellt, welches eingebaut wurde, um die Leistungsübertragung von Generator 1 zu Last 3 zu maximieren. Bei optimaler Leistung ist an einer Stelle 23 die Ausgangsimpedanz des Widerstandes 21 konjugiert-komplex zurEingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 und an einer Stelle 25 die Ausgangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 konjugiert-komplex zur Eingangsimpedanz der Last 3.
- Figur 3 zeigt eine herkömmliche Version eines Anpassungsnetzwerkes. Das Anpassungsnetzwerk besteht aus einem einstellbaren Kondensator 31, einem einstellbaren Kondensator 32 und einer Drosselspule 33, die wie gezeigt verbunden sind. Die Kapazitäten von Kondensator 31 und 32 werden mechanisch durch Servomotoren variiert. Typischerweise werden die Kapazitäten von Kondensator 31 und 32 variiert bis an Stelle 23 die Eingangsimpedanz des Anpassungsnetzwerkes 22 einen Impedanzwinkel von Null (d.h. es existiert keine Imaginärkomponente) und einen Betrag aufweist, der dem Betrag des Generatorwiderstandes 21 entspricht. Die Mängel dieser Schaltung, wenn sie in gewissen Anwendungen Verwendung findet, wurden oben beim technischen Hintergrund erörtert.
- In Figur 4A ist ein Anpassungsnetzwerk in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Das Anpassungsnetzwerk beinhaltet eine Brücke 43, einen Regelkreis 44, eine Impedanzschaltung 41 und eine Impedanzschaltung 42, die wie dargestellt verbunden sind. Impedanzschaltung 41 und Impedanzschaltung 42 sind in Form eines L-Netzwerkes verbunden. Ein L-Netzwerk in der dargestellten Richtung kann im allgemeinen verwendet werden, wenn die Widerstandskomponente der Last 3 kleiner als der Generatorwiderstand 21 ist. Für die Korrelation mit späteren Figuren sind ein Referenzpunkt 49 und ein Referenzpunkt 40 dargestellt.
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf jede beliebige Netzwerktopologie innerhalb eines Anpassungsnetzwerkes, nicht nur auf das in Figur 4A gezeigte Netzwerk. In Figur 4B sind zum Beispiel die Komponenten des Anpassungsnetzwerkes von Figur 4A in Form eines anderen L-Netzwerkes verbunden, umgekehrt zum L-Netzwerk von Figur 4A. Dieses L-Netzwerk wird bevorzugt, wenn die Widerstandskomponente der Last 3 größer als der Generatorwiderstand 21 ist.
- Brücke 43 ist ein Richtkoppler. Brücke 43 erzeugt auf einer Leitung 45 ein Signal der reflektierten Leistung, welches die vom Anpassungsnetzwerk an Punkt 23 reflektierte momentane Leistungsmenge anzeigt. Brücke 43 erzeugt auch ein Vorwärtsleistungssignal auf einer Leitung 46, welches die durch das Anpassungsnetzwerk weitergeleitete momentane Leistungsmenge anzeigt. Regelkreis 44 regelt durch ein auf eine Leitung 47 gelegtes Steuersignal den Wert der Impedanz der Impedanzschaltung 41. Regelkreis 44 regelt auch durch ein auf eine Leitung 4B gelegtes Steuersignal den Wert der 5impedanz der Impedanzschaltung 42. Unter Verwendung des Signals der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und des Vorwärtsleistungssignals auf Leitung 46 variiert Regelkreis 44 die Impedanz durch die Impedanzschaltung 41 und die Impedanz durch die Impedanzschaltung 42 so, daß die durch das Anpassungsnetzwerk an Punkt 23 reflektierte Leistung vernachlässigbar wird. Dies wird durch Variieren (oder Zittern) des Strompegels der Signale auf Leitung 47 und Leitung 48 bewirkt und einer nachfolgenden Bestimmung, ob das Zittern des Strompegels die durch das Anpassungsnetzwerk reflektierte Leistung vermindert oder vermehrt. Die Signale auf Leitung 47 und Leitung 48 weisen beide eine Gleichstromkomponente auf, welche vergrößert oder verkleinert wird, um die reflektierte Leistung zu minimieren. Der Strombereich, über den die Signale auf Leitung 47 und 48 zittern, wird verkleinert, wenn die reflektierte Leistung gegen Null geht. Dies erlaubt eine automatische Grob- und Feinanpassung der Impedanzschaltung 41 und der Impedanzschaltung 42.
- Durch Hinzufügen einer Impedanzschaltung 50 und einer Steuerleitung 51 kann ein Pi-Netzwerk gebildet werden, wie in Figur 4C gezeigt. Die Existenz von drei Impedanzschaltungen 41, 42 und 50 bedeutet, daß eine der Impedanzschaltungen redundant ist. Deshalb kann Regelkreis 44 eine der drei Impedanzschaltungen 41, 42 und 50 konstant halten, während er die anderen zwei variiert, um die Impedanz korrekt anzupassen.
- Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für Regelkreis 44. Ein Bandpaßfilter 101 empfängt das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 101 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals 162 ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 102 erzeugt wird, sowie eines Signals 172, welches durch einen Referenzsignalgenerator 112 erzeugt wird. Signal 162 und Signal 172 sind in Figur 7A als Sinusschwingungen dargestellt, die um 90º phasenverschoben schwingen.
- Das gefilterte Signal, welches durch Bandpaßfilter 101 erzeugt wurde, wird von einem Multiplizierer 103 und einem Multiplizierer 113 empfangen. Der Multiplizierer 103 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 101 mit der Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 102. Die Ausgabe von Multiplizierer 103 wird von einem Tiefpaßfilter (TP) 104 empfangen. Das Tiefpaßfilter 104 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 101 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 102 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 104 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung (d.h. auf einer Spannung von ungefähr Null) liegt.
- Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 104 wird von einem Regelkreis 105 empfangen. Regelkreis 105 erzeugt auf Leitung 100 eine Regelspannung, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals bestimmt. Regelkreis 105 stellt den Wert der Pegelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 104 ein. Der Regelkreis 105 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 100 in einem Ausmaß variiert, die proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 104 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 105 unter Verwendung einer Proportional- plus Integralmethode oder einer Proportional- plus Integral- plus Differentialmethode implementiert werden. Die Proportional- plus Integralregelung (PI) wird im allgemeinen angewandt, um Fehler des stationären Zustandes herauszuintegrieren und um so eine tote Anpassungszone zu entfernen. Die Proportional- plus Integral- plus Differentialregelung wird im allgemeinen angewandt, um die Regelung nach der PI-Methode zu verbessern, indem die Fähigkeit, Fehlersignale vorauszusehen, hinzugefügt wird, um das Ansprechen zu beschleunigen.
- Das Signal von Referenzsignalgenerator 102 wird auch von einem Verstärker 106 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 102 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 106 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 107 empfangen. Der Verstärker 107 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 107 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 106 mit einem Wert, der dem Verhältnis von dem Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 107 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 47 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 47 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
- Eine Summierschaltung 108 summiert die Signale von Regelkreis 105 und das Signal von Verstärker 107. Ein Stromverstärker 109 verstärkt das von der Summierschaltung 108 erzeugte Signal.
- Multiplizierer 113 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 101 und die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 112. Die Ausgabe von Multiplizierer 113 wird von einem Tiefpaßfilter 114 empfangen. Das Tiefpaßfilter 114 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 101 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 112 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven 20 Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 101 um 90 Grad phasenverschoben 25 zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 114 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung (ungefähr Null Volt) liegt.
- Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 114 wird von einem Regelkreis 115 empfangen. Regelkreis 115 erzeugt auf Leitung 110 eine Regelspannung, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 4B gelegten Steuersignals bestimmt. Regelkreis 115 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 114 ein. Der Regelkreis 115 kann so implementiert werden, daß er die Pegelspannung auf Leitung 110 in einem Ausmaß variiert, die proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 114 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 115 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
- Das Signal von Referenzsignalgenerator 112 wird auch von einem Verstärker 116 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 112 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 116 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 117 empfangen. Der Verstärker 117 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 117 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 116 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 117 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 48 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 48 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
- Eine Summierschaltung 118 summiert die Signale von Regelkreis 115 und das Signal von Verstärker 117. Ein Stromverstärker 119 verstärkt das von der Summierschaltung 118 erzeugte Signal. Referenzsignalgenerator 112 erzeugt ein Signal, das mit derselben Frequenz schwingt wie das von Referenzsignalgenerator 102 erzeugte Signal, wobei jedoch die zwei Signale um 90 Grad phasenverschoben sind. Dadurch kann Regelkreis 44 die relative Auswirkung erkennen, die eine Variation des Steuersignals auf 47 im Verhältnis zu einer Variation des Steuersignals auf Leitung 48 auf das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 hat. Wenn das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zum Beispiel in Phase mit dem vom Referenzsignalgenerator 102 erzeugten Signal variiert, so bedeutet dies, daß das Steuersignal auf Leitung 47 der alleinige Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Signal von Bandpaßfilter 101 wird mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 102 in Phase sein, und die Gleichstromkomponente des Steuersignals auf Leitung 47 wird in einem maximalen Ausmaß verstellt. Andererseits beeinflußt das Steuersignal auf Leitung 48 nicht die Änderung der reflektierten Leistung. Das Signal von Bandpaßfilter 101 wird zum Signal von Referenzsignalgenerator 112 um 90 Grad phasenverschoben sein, und es erfolgt keine Verstellung der Gleichstromkomponente des Steuersignals auf Leitung 48.
- Andererseits können Referenzsignalgenerator 102 und Referenzsignalgenerator 112 nichtüberlappende Pulse erzeugen. Der Referenzsignalgenerator 102 kann zum Beispiel ein Pulssignal 262 erzeugen, und der Referenzsignalgenerator 112 kann ein Pulssignal 272 erzeugen, wie in Figur 7B gezeigt. Eine Zeitdauer 281 stellt die Periodendauer der Pulsfrequenz dar. Eine Zeitdauer 282 stellt die Pulswiederholungsperiodendauer dar. Bei der Implementierung dieses Ausführungsbeispiels muß das Bandpaßfilter 101 so eingestellt werden, daß Signale mit einer Pulsperiodendauer gleich der Zeitdauer 281 hindurchgehen, andere Signale jedoch ausgefiltert werden. Das Ausmaß, in dem sich das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 in Phase oder um 180 Grad phasenverschoben zu den Pulsen von Signal 262 ändert, spiegelt das Ausmaß wider, mit dem das Steuersignal auf Leitung 47 der Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Steuersignal auf Leitung 47 wird in einem entsprechenden Ausmaß verstellt. In ähnlicher Weise spiegelt das Ausmaß, in dem sich das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 in Phase oder um 180 Grad phasenverschoben zu den Pulsen von Signal 272 ändert, das Ausmaß wider, mit dem das Steuersignal auf Leitung 48 der Grund für die Änderung in der reflektierten Leistung ist. Das Steuersignal auf Leitung 48 wird in einem entsprechenden Ausmaß verstellt.
- Figur 6 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel von Regelkreis 44. Ein Bandpaßfilter 201 empfängt das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 201 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 202 erzeugt wird. Das durch Bandpaßfilter 201 erzeugte gefilterte Signal wird von einem Multiplizierer 203 empfangen.
- Multiplizierer 203 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 201 mit der Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 202. Die Ausgabe von Multiplizierer 203 wird von einem Tiefpaßfilter 204 empfangen. Das Tiefpaßfilter 204 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 201 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 202 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 201 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 202 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 204 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximalen und der maximal negativen Spannung liegt.
- Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 204 wird von einem Regelkreis 205 empfangen. Der Regelkreis 205 erzeugt eine Regelspannung auf Leitung 200, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals bestimmt. Der Regelkreis 205 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 204 ein. Der Regelkreis 205 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 200 in einem Ausmaß variiert, das proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 204 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 205 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
- Das Signal von Referenzsignalgenerator 202 wird auch von einem Verstärker 206 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 202 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 206 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 207 empfangen. Der Verstärker 207 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 207 multipliziert die Spannung des Signals von Verstärker 206 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 207 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 47 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 47 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daS das Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 47 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
- Eine Summierschaltung 208 summiert die Signale von Regelkreis 205 und das Signal von Verstärker 207. Ein Stromverstärker 209 verstärkt das von der Summierschaltung 208 erzeugte Signal.
- Ein Bandpaßfilter 211 empfängt auch das Signal der reflektierten Leistung von Leitung 45. Das Bandpaßfilter 211 filtert alle Komponenten des Signals der reflektierten Leistung bis auf die Komponente des Signals der reflektierten Leistung heraus, welche mit einer Frequenz schwingt, die ungefähr gleich der Schwingungsfrequenz eines Signals ist, das durch einen Referenzsignalgenerator 212 erzeugt wird. Das durch das Bandpaßfilter 211 erzeugte gefilterte Signal wird von einem Multiplizierer 213 empfangen.
- Der Multiplizierer 213 multipliziert die Spannung des Signals von Bandpaßfilter 211 und die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 212. Die Ausgabe von Multiplizierer 213 wird von einem Tiefpaßfilter 214 empfangen. Das Tiefpaßfilter 214 erzeugt ein Gleichstromsignal, dessen Spannungspegel sich auf Basis der Phasendifferenz zwischen dem Signal von Bandpaßfilter 211 und dem Signal von Referenzsignalgenerator 212 ändert. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 in Phase mit dem Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal positiven Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 um 180 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer maximal negativen Spannung. Wenn das Signal von Bandpaßfilter 211 um 90 Grad phasenverschoben zum Signal von Referenzsignalgenerator 212 schwingt, befindet sich das von Tiefpaßfilter 214 erzeugte Gleichstromsignal auf einer Referenzspannung, die in der Mitte zwischen der maximal positiven Spannung und der maximal negativen Spannung liegt.
- Das Gleichstromsignal von Tiefpaßfilter 214 wird von einem Regelkreis 215 empfangen. Der Regelkreis 215 erzeugt eine Regelspannung auf Leitung 210, welche den Strom der Gleichstromkomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals bestimmt. Der Regelkreis 215 stellt den Wert der Regelspannung auf Basis des Wertes des Gleichstromsignals von Tiefpaßfilter 214 ein. Der Pegelkreis 215 kann so implementiert werden, daß er die Regelspannung auf Leitung 210 in einem Ausmaß variiert, das proportional dem Spannungswert des von Tiefpaßfilter 214 erzeugten Gleichstromsignals ist. Alternativ dazu kann der Regelkreis 215 unter Verwendung einer Proportional-Integralmethode oder einer Proportional- Integral-Differentialmethode implementiert werden.
- Das Signal von Referenzsignalgenerator 212 wird auch von einem Verstärker 216 empfangen, der die Spannung des Signals von Referenzsignalgenerator 212 mit einem konstanten Wert multipliziert. Das von Verstärker 216 erzeugte Signal wird von einem Verstärker 217 empfangen. Der Verstärker 217 empfängt als Eingabe auch das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 und das Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46. Der Verstärker 217 multipliziert das Signal von Verstärker 216 mit einem Wert, der dem Verhältnis von Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 zu Vorwärtsleistungssignal auf Leitung 46 entspricht. Das von Verstärker 217 erzeugte Signal erzeugt die Schwingungskomponente des auf Leitung 48 gelegten Steuersignals. Wenn die Spannung des Signals der reflektierten Leistung im Vergleich zum Vorwärtsleistungssignal relativ groß ist, so bedeutet dies, daß das Anpassungsnetzwerk ziemlich weit von einer korrekten Anpassung der Impedanzen entfernt ist. Deshalb weist das auf Leitung 48 gelegte Steuersignal eine ziemlich große Schwingungskomponente auf. Wenn das Signal der reflektierten Leistung gegen 0 geht, so zeigt dies, daß das
- E:\'I'Ex I I 'LIR( P\\52 9EP 13. DOC Anpassungsnetzwerk einer Anpassung der Impedanzen ziemlich nahe gekommen ist; es ist daher eine kleinere Schwingungskomponente des Steuersignals auf Leitung 48 erforderlich, um eine feinere Einstellung des Anpassungsnetzwerkes zu ermöglichen.
- Eine Summierschaltung 218 summiert die Signale von Regelkreis 215 und das Signal von Verstärker 217. Ein Stromverstärker 219 verstärkt das von der Summierschaltung 218 erzeugte Signal.
- Der Referenzsignalgenerator 212 erzeugt ein Signal,das mit einer anderen Frequenz schwingt, als das von Referenzsignalgenerator 202 erzeugte Signal. Dadurch kann der Regelkreis 44 die relative Auswirkung erkennen, die eine Variation des Steuersignals auf 47 im Verhältnis zu einer 15 Variation des Steuersignals auf Leitung 48 auf das Signal der reflektierten Leistung auf Leitung 45 hat.
- In Figur 8 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impedanzschaltung 41 dargestellt. Der Transformator besteht aus einer Primärwicklung 121 und einer Sekundärwicklung 122, die um einen nichtlinearen ferromagnetischen Kern 124 gewickelt sind. Die magnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 124, die Windungsanzahl der Primärwicklung 121 und die Windungsanzahl der Sekundärwicklung 122 können so gewählt werden, daß eine Änderung des Stromes durch die Sekundärwicklung 122 eine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 41 bewirken wird, jedoch eine Änderung des Stromes durch die Primärwicklung 121 keine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 41 bewirken wird. Eine Kapazität 123 entspricht der zur Impedanzschaltung 41 hinzugefügten Serienkapazität. Zusätzlich ist dem Transformator eine parasitäre Kapazität inhärent, die durch eine Kapazität 125 und eine Kapazität 126 dargestellt wird
- Figur 10 zeigt den Transformator von Figur 8 auf einen Ringkern aufgebaut, um die Streuverluste zu minimieren. Es kann jedoch jeder Kern mit geschlossenem magnetischen Pfad verwendet werden.
- In Figur 9 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Impedanzschaltung 42 dargestellt. Der Transformator besteht aus einer Primärwicklung 221 und einer Sekundärwicklung 222, die um einen nichtlinearen ferromagnetischen Kern 224 gewickelt sind. Die magnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 224, die Windungsanzahl der Primärwicklung 221 und die Windungsanzahl der Sekundärwicklung 222 können so gewählt werden, daß eine Änderung des Stromes durch die Sekundärwicklung 222 eine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 42 bewirken wird, jedoch eine Änderung des Stromes durch die Primärwicklung 221 keine Änderung der Induktivität der Impedanzschaltung 42 bewirken wird. Eine Kapazität 223 entspricht der zur Impedanzschaltung 42 hinzugefügten Serienkapazität. Zusätzlich ist dem Transformator eine parasitäre Kapazität inhärent, die durch eine Kapazität 225 und eine Kapazität 226 dargestellt wird.
- Figur 11 zeigt den Transformator von Figur 9 auf einen Ringkern aufgebaut, um die Streuverluste zu minimieren. Es kann jedoch jeder Kern mit geschlossenem magnetischen Pfad verwendet werden.
- Das Folgende gibt ein Beispiel für eine mögliche Berechnung von Werten, um die vorliegende Erfindung bei einer spezifischen Anwendung einsetzen zu können. Zum Beispiel basieren die folgenden Gleichungen darauf, die vorliegende Erfindung zu verwenden, um Strom durch ein Plasma zu schicken, das in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendet wird, der bei der Herstellung von Halbleitern eingesetzt wird. Tabelle 1 definiert die Schreibweise für eine Bezugnahme in den unten verwendeten Gleichungen:
- RG entspricht Widerstand 21.
- RL entspricht der Widerstandskomponente von Last 3.
- CL entspricht der Kapazitätskomponente von Last 3.
- RLMX entspricht dem Maximalwert der Widerstandskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
- RLMN entspricht dem Minimalwert der Widerstandskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
- CLMX entspricht dem Maximalwert der Kapazitätskomponente von Last 3 für eine besondere Anwendung.
- XCLMN entspricht dem Minimalwert des Bereiches der kapazitiven Reaktanz (Ohm) über den die Kapazitätskomponente der Last 3 variiert.
- XCLMX entspricht dem Maximalwert des Bereiches der kapazitiven Reaktanz (Ohm) über den die Kapazitätskomponente der Last 3 variiert.
- CLMN entspricht dem Minimalwert der Kapazitätskomponente der Last 3 für eine besondere Anwendung.
- w entspricht 2π mal der Frequenz des von Generator 1 erzeugten Signals (d.h. der Kreisfrequenz)
- Z&sub1; entspricht der Impedanz der Impedanzschaltung 41.
- Z&sub2; entspricht der Impedanz der Impedanzschaltung 42.
- C&sub1; entspricht der Kapazität des Kondensators 123.
- C&sub2; entspricht der Kapazität des Kondensators 223.
- L1P entspricht der Induktivität der Primärwicklung 121.
- L1S entspricht der Induktivität der Sekundärwicklung 122.
- L2P entspricht der Induktivität der Primärwicklung 221.
- L2S entspricht der Induktivität der Sekundärwicklung 222.
- ui entspricht der relativen Anfangspermeabilität des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
- Bsat entspricht der Sättigungsflußdichte des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
- TC entspricht der Curie-Temperatur des ferromagnetischen Kerns 124 und des ferromagnetischen Kerns 224.
- ml entspricht der mittleren magnetischen Pfadlänge durch den ferromagnetischen Kern 124 und den ferromagnetischen Kern 224.
- A entspricht der individuellen Gesamtquerschnittsfläche des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
- OD entspricht dem äußeren Durchmesser des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
- ID entspricht dem inneren Durchmesser des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
- Thk entspricht der Dicke des ferromagnetischen Kerns 124 als auch des ferromagnetischen Kerns 224.
- N1P entspricht der Windungsanzahl der Primärwicklung 121.
- N2P entspricht der Windungsanzahl der Primärwicklung 221.
- NS entspricht der Windungsanzahl der Sekundärwicklung 122 oder der Sekundärwicklung 222.
- IS entspricht dem Strom durch die Sekundärwicklung 122 oder die Sekundärwicklung 222.
- Z1R entspricht dem Bereich über den Impedanzschaltung 41 variiert.
- Z1MX entspricht dem Maximalwert innerhalb des Z1-Bereiches.
- Z1MN entspricht dem Minimalwert innerhalb des Z1-Bereiches.
- (Z1R = Z1MX - Z1NN)
- Z2R entspricht dem Bereich über den Impedanzschaltung 42 variiert.
- Z2MX entspricht dem Maximalwert innerhalb des Z2-Bereiches.
- Z2MN entspricht dem Minimalwert innerhalb des Z2-Bereiches.
- (Z2R = Z2MX - Z2MN)
- XL1P entspricht der induktiven Reaktanz der Primärwicklung 121.
- XC1 entspricht der kapazitiven Reaktanz 123.
- XL2P entspricht der induktiven Reaktanz durch Primärwicklung 221.
- XC&sub2; entspricht der kapazitiven Reaktanz 223.
- Die Impedanz durch Impedanzschaltung 41 kann unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
- Z&sub1; = (RGRL)/(RGRL-RL²)½ (rein kapazitive Reaktanz)
- Die Impedanz durch Impedanzschaltung 42 kann unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet werden:
- Z&sub2; = (RGRL-RL²)½ + 1/WCL (rein induktive Reaktanz)
- Für einen praktischen sättigungsfähigen ferromagnetischen Kern liegt ein typischer einstellbarer Impedanzbereich bei 20% seiner nominalen (ungesättigten) Induktivität. Das heißt, daß die Induktivität des ferromagnetischen Kerns über einen Bereich von 80% bis 100% seiner maximal nominalen Induktivität einstellbar ist. Nach der Berechnung von Z1MX , Z1MN, Z1R, Z2MX, Z2MN und Z2R aus den obigen Beziehungen für Z&sub1; und Z&sub2;, können so die folgenden Gleichungen abgeleitet werden.
- In einer Anwendung, in der ein hoher Strom durch ein in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendetes Plasma mit 13,56 MHz schwingt, werden der ferromagnetische Kern 124 und der ferromagnetische Kern 224 so ausgewählt, daß sie die folgenden Eigenschaften haben:
- ui = 40
- Bsat = 2100 Gauß
- TC = 450ºC
- ml = 23,9 cm
- A = 9,68 cm²
- OD = 8,89 cm
- ID = 6,35 cm
- Thk = 1,27 cm
- (Die maximal verwendbare Frequenz beträgt 50 MHz.)
- In diesem Fall sieht man, daß die Anzahl der Windungen von Primärwicklung 121 und 221 und von Sekundärwicklung 122 und 222 unter Verwendung der folgenden Gleichungen berechnet werden können:
- In einer Anwendung, in der ein hoher Strom durch ein in einem Hochfrequenzplasmaprozeß verwendetes Plasma mit 13,56 MHz schwingt, sind die folgenden Werte für den ferromagnetischen Kern 124 und den ferromagnetische Kern 224 typisch:
- 25 RLMN = 10 Ohm
- RLMX = 40 Ohm
- CLMN = 200 pF
- CLMX = 300 pF
- Die folgenden Werte können dann berechnet werden:
- XCLMS = 58,7 Ohm
- XCLMN = 39,1 Ohm
- Die oben angegebenen Gleichungen können daher dazu verwendet werden, die folgenden Werte abzuleiten:
- Z2MN = 59,1 Ohm
- Z2MX = 78,7 Ohm
- Z1MN = 25 Ohm
- Z1MX = 100 Ohm
- Z2R = 19,6 Ohm
- Z1R = 75 Ohm
- XL2P = 98 Ohm
- L2P = 1,15 pH
- XC&sub2; = 19,3 Ohm
- C&sub2; = 608 pF
- XL1P = 375 Ohm
- L1P = 4,4 uH
- XC&sub1; = 400 Ohm
- C&sub1; = 29 pF
- N2P = 2,4
- N1P = 4,6
- NS IS = 999 Ampere Windungen
- Es wird empfohlen, NS so klein wie möglich zu machen, um parasitäre Kapazitäten zu vermeiden. Der Grund liegt darin, daß die sekundäre kapazitive Reaktanz mit einem Impedanzverhältnis auf die primäre reflektiert wird, welche dem Quadrat des Transformatorwindungsverhältnisses entspricht. Für NS gleich sechs Windungen bei einem Strom von 100 Ampere führt das zu einer 60% Sättigung. Das reicht aus, den 20% Impedanzbereich bereitzustellen.
Claims (26)
1. Verfahren zur Verwendung eines Anpassungsnetzwerkes, um
in einem System die Ausgangsimpedanz eines
Leistungsgenerators auf die Eingangsimpedanz einer Last
anzupassen, wobei der Leistungsgenerator eine
Ausgangsimpedanz und die Last eine Eingangsimpedanz aufweist,
wobei das Anpassungsnetzwerk ein erstes einstellbares
Impedanzelement und ein zweites einstellbares
Impedanzelement aufweist, und das Verfahren folgende Schritte
umfaßt:
(a) Variieren der Impedanz des ersten einstellbaren
Impedanzelements mit einer ersten bestimmten
Frequenz;
(b) Variieren der Impedanz des zweiten einstellbaren
Impedanzelements mit einer zweiten bestimmten
Frequenz;
(c) Ermitteln der Änderungen in der vom
Anpassungsnetzwerk zum Leistungsgenerator reflektierten
Leistung;
(d) für die in Schritt (c) ermittelten
Leistungsänderungen das Separieren einer Änderungskomponente in
der reflektierten Leistung, die auf die Variation
der Impedanz des ersten einstellbaren
Impedanzelements in Schritt (a) zurückzuführen ist, von
einer Änderungskomponente in der reflektierten
Leistung, die auf die Variation der Impedanz des
zweiten einstellbaren Impedanzelements in Schritt
(b) zurückzuführen ist, und
(e) Einstellen der Impedanz des stationären Zustands
des ersten einstellbaren Impedanzeleinents und des
zweiten einstellbaren Impedanzelements mit einem
Regelkreis, der auf die zwei Änderungskomponenten
in der reflektierten Leistung anspricht, die in
Schritt (d) separiert wurden, um die reflektierte
Leistung zu minimieren.
2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste bestimmte
Frequenz gleich der zweiten bestimmten Frequenz ist, und
wobei die Variation der Impedanz des
zweiteneinstellbaren Impedanzelements in Schritt (b)
phasenverschoben zur Variation der Impedanz des ersten
einstellbaren Impedanzelements in Schritt (a) ist.
3. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste bestimmte
Frequenz ungleich der zweiten bestimmten Frequenz ist.
4. Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die erste
bestimmte Frequenz gleich der zweiten bestimmten
Frequenz ist, und wobei die Variation der Impedanz des
ersten einstellbaren Impedanzelements in Schritt (a)
unter der Verwendung von Pulsen durchgeführt wird und
die Variation der Impedanz des zweiten einstellbaren
Impedanzelements in Schritt (b) unter der Verwendung von
Pulsen durchgeführt wird, welche die Pulse von Schritt
(a) nicht überlappen.
5. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei das erste Impedanzelement in Serie zwischen den
Leistungsgenerator und die Last geschaltet ist und das
erste Impedanzelement und die Last parallel zum zweiten
Impedanzelement geschaltet sind.
6. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei das erste Impedanzelement und das zweite
Impedanzelement unter der Verwendung von magnetischen
Sättigungsdrosseln aufgebaut sind.
7. Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei jede magnetische
Sättigungsdrossel einen Transformator umfaßt, der mit
einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung versehen
ist, welche um einen nicht linearen ferromagnetischen
Kern gewickelt sind.
8. Anpassungsnetzwerk (22), welches zwischen einen
Generator (1) und eine Last (3) gegeben wird, um eine
Ausgangsimpedanz des Generators auf eine Eingangsimpedanz
der Last anzupassen, wobei das Anpassungsnetzwerk
folgendes umfaßt:
ein erstes einstellbares Impedanzelement (41),
ein zweites einstellbares Impedanzelement (42),
ein Erfassungsmittel (43) zur Erfassung der von einer
Netzwerkbrücke zum Generator rückreflektierten Leistung
unct zur Erzeugung eines Signals der reflektierten
Leistung, das in Übereinstimmung mit der von der
Netzwerkbrücke zum Generator rückreflektierten Leistung
variiert, und
ein Regelungsmittel (44), das mit dem ersten
einstellbaren Impedanzelement (41), dem zweiten einstellbaren
Impedanzelement (42) und dem Erfassungsmittel (43)
verbunden ist, um die Impedanz des ersten einstellbaren
Impedanzelements zu variieren und um die Impedanz des
zweiten einstellbaren Impedanzelements zu variieren,
wobei das Regelungsmittel (44) folgendes beinhaltet:
ein erstes Variationsmittel (102, 107) zur Variation der
Impedanz des ersten einstellbaren Impedanzelements mit
einer ersten bestimmten Frequenz,
ein zweites Variationsmittel (112, 117) zur Variation
der Impedanz des zweiten einstellbaren Impedanzelements
mit einer zweiten bestimmten Frequenz,
ein Separierungsmittel (101, 103, 113) zur Separierung
einer ersten Änderungskomponente in dem Signal der
reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz
des ersten einstellbaren Impedanzelements durch das
erste Einstellmittel zurückzuführen ist, von einer
zweiten Änderungskomponente in dem Signal der
reflektierten Leistung, die auf die Variation der Impedanz des
zweiten einstellbaren Impedanzelements durch das zweite
Einstellmittel zurückzuführen ist, und
ein Einstellmittel für den stationären Zustand (105,
115), zur Einstellung der Impedanz des stationären
Zustandes der ersten einstellbaren Impedanz und der
Impedanz des stationären Zustandes der zweiten
einstellbaren Impedanz als Antwort auf die relativen Werte der
ersten Änderungskomponente im Signal der reflektierten
Leistung und der zweiten Änderungskomponente im Signal
der reflektierten Leistung, um die reflektierte Leistung
zu minimieren.
9. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8, wobei die erste
bestimmte Frequenz gleich der zweiten bestimmten
Frequenz ist, und
das zweite Variationsmittel (115) die Impedanz des
zweiten einstellbaren Impedanzelements (42)
phasenverschoben zur Variation des ersten einstellbaren
Impedanzelements
(41) durch das erste Variationsmittel (105)
variiert.
10. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei
das erste Variationsmittel (105) folgendes beinhaltet:
ein erstes Generatormittel für den
Referenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung eines ersten
Referenzsignals, wobei das erste Referenzsignal eine sich
ändernde Spannungsamplitude aufweist, und
einen ersten Verstärker (107), welcher das erste
Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, das proportional
zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung
variiert, um ein erstes verstärktes Referenzsignal zu
erzeugen, und
das zweite Variationsmittel (115) ein zweites
Generatormittel für den Referenzsignalgenerator (112) zur
Erzeugung eines zweiten Referenzsignals beinhaltet, wobei
das zweite Referenzsignal eine sich ändernde
Spannungsamplitude aufweist, und
einen zweiten Verstärker (117), welcher das zweite
Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, das
proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten
Leistung variiert, um ein zweites verstärktes
Referenzsignal zu erzeugen.
11. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10,
wobei das Separierungsmittel (101, 103, 113) folgendes
beinhaltet:
ein Bandpaßfilter (101), welches das Signal der
reflektierten Leistung empfängt und ein gefiltertes
Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des Signals der
reflektierten Leistung beinhaltet, die mit einer
Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der ersten
bestimmten Frequenz sind, wobei das gefilterte Signal
eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist,
ein erstes Multiplikationsmittel (103) zur
Multiplikation der Spannungsamplitude des gefilterten Signals
mit der Spannungsamplitude des ersten Referenzsignals,
um die erste Änderungskomponente des Signals der
reflektierten Leistung zu erzeugen, und
ein zweites Multiplikationsmittel (113) zur
Multiplikation der Spannungsamplitude des gefilterten Signals
mit der Spannungsamplitude des zweiten Referenzsignals,
um die zweite Änderungskomponente des Signals der
reflektierten Leistung zu erzeugen.
12. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 11,
wobei das Einstellmittel für den stationären Zustand
folgendes beinhaltet:
ein erstes Tiefpaßfiltermittel (104), welches die erste
Komponente vom ersten Multiplikationsmittel (103)
empfängt und ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des
durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals
erzeugt,
ein erstes Impedanzregelkreismittel (105), welches ein
erstes Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem ersten
gemittelten Signal basiert,
ein zweites Tiefpaßfiltermittel (114), welches die
zweite Komponente vom zweiten Multiplikationsmittel
(113) empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf
Basis des durchschnittlichen Betrags des zweiten
Komponentensignals erzeugt, und
ein zweites Impedanzregelkreismittel (115) , welches ein
zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten
gemittelten Signal basiert.
13. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 12, wobei das
Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes umfaßt:
ein erstes Summiermittel (108), um das erste Signal für
den stationären Zustand zu einem ersten verstärkten
Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal
zu erzeugen, und
ein zweites Summiermittel (118), um das zweite Signal
für den stationären Zustand zu einem zweiten verstärkten
Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal
zu erzeugen.
14. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 13,
wobei
das erste Variationsmittel folgendes beinhaltet:
ein erstes Generatormittel für den
Referenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung einer ersten Reihe von
Pulsen, wobei jeder Puls eine Spannungsamplitude
aufweist, und
einen ersten Verstärker (107), welcher die
Spannungsamplitude der ersten Reihe von Pulsen in einem Ausmaß
verstärkt, welches sich proportional zu der von der
Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein
erstes verstärktes Referenzsignal zu erzeugen, und
das zweite Variationsmittel folgendes beinhaltet:
ein zweites Generatormittel für den
Referenzsignalgenerator (112) zur Erzeugung einer zweiten Reihe von
Pulsen, wobei jeder Puls eine Spannungsamplitude
aufweist, und
einen zweiten Verstärker (117), welcher die
Spannungsamplitude der zweiten Reihe von Pulsen in einem
Ausmaß verstärkt, welches sich proportional zu der von
der Netzwerkbrücke reflektierten Leistung ändert, um ein
zweites verstärktes Referenzsignal zu erzeugen.
15. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 14, wobei die Pulse in
der ersten Reihe von Pulsen die Pulse in der zweiten
Reihe von Pulsen nicht überlappen.
16. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 15, wobei das
Einstellmittel für den stationären Zustand (105, 115)
folgendes beinhaltet:
ein erstes Tiefpaßfiltermittel (104) , welches die erste
Komponente vom Multiplikationsmittel (103) empfängt und
ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des
durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals
erzeugt,
ein erstes Impedanzregelkreismittel (105), welches ein
erstes Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem ersten
gemittelten Signal basiert,
ein zweites Tiefpaßfiltermittel (114), welches die
zweite Komponente vom Multiplikationsmittel (113)
empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf Basis des
durchschnittlichen Betrags des zweiten
Komponentensignals erzeugt, und
ein zweites Impedanzregelkreismittel (115), welches ein
zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten
gemittelten Signal basiert.
17. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 16,
wobei das Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes
umfaßt:
ein erstes Summiermittel (108), um das erste Signal für
den stationären Zustand und das erste verstärkte
Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal
zu erzeugen, und
ein zweites Summiermittel (118), um das zweite Signal
für den stationären Zustand und das zweite verstärkte
Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal
zu erzeugen.
18. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 8, wobei die erste
bestimmte Frequenz ungleich der zweiten bestimmten
Frequenz ist.
19. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 18, wobei das erste
Variationsmittel (102, 107) folgendes beinhaltet:
ein erstes Generatormittel für
denReferenzsignalgenerator (102) zur Erzeugung eines ersten
Referenzsignals, wobei das erste Referenzsignal eine sich
ändernde Spannungsamplitude aufweist, und
einen ersten Verstärker (107), welcher das erste
Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, welches sich
proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten
Leistung ändert, um ein erstes verstärktes
Referenzsignal zu erzeugen; und
das zweite Variationsmittel (112, 117) folgendes
beinhaltet:
ein zweites Generatormittel für den
Referenzsignalgenerator (112) zur Erzeugung eines zweiten
Referenzsignals, wobei das zweite Referenzsignal eine sich
ändernde Spannungsamplitude aufweist, und
einen zweiten Verstärker (117), welcher das zweite
Referenzsignal in einem Ausmaß verstärkt, welches sich
proportional zu der von der Netzwerkbrücke reflektierten
Leistung ändert, um ein zweites verstärktes
Referenzsignal zu erzeugen.
20. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 19, wobei das
Separierungsmittel folgendes beinhaltet:
ein erstes Bandpaßfilter (201), welches das Signal der
reflektierten Leistung empfängt und ein erstes
gefiltertes Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des Signals
der reflektierten Leistung beinhaltet, die mit einer
Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der ersten
bestimmten Frequenz sind, wobei das erste gefilterte
Signal eine sich ändernde Spannungsamplitude aufweist,
ein zweites Bandpaßfilter (211), welches das Signal der
reflektierten Leistung empfängt und ein zweites
gefiltertes Signal erzeugt, das nur jene Komponenten des
Signals der reflektierten Leistung beinhaltet, die mit
einer Frequenz schwingen, welche ungefähr gleich der
zweiten bestimmten Frequenz sind,wobei das zweite
gefilterte Signal eine sich ändernde Spannungsamplitude
aufweist,
ein erstes Multiplikationsmittel (203) zur
Multiplikation der Spannungsamplitude des ersten gefilterten
Signals mit der Spannungsamplitude des ersten
Referenzsignals, um die erste Änderungskomponente des Signals
der reflektierten Leistung zu erzeugen, und
ein zweites Multiplikationsmittel (213) zur
Multiplikation der Spannungsamplitude des zweiten gefilterten
Signals mit der Spannungsamplitude des zweiten
Referenzsignals, um die zweite Änderungskomponente des
Signals der reflektierten Leistung zu erzeugen.
21. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 20,
wobei das Einstellmittel für den stationären Zustand
folgendes beinhaltet:
ein erstes Tiefpaßfiltermittel (204), welches die erste
Komponente vom ersten Multiplikationsmittel (203)
empfängt und ein erstes gemitteltes Signal auf Basis des
durchschnittlichen Betrags des ersten Komponentensignals
erzeugt,
ein erstes Impedanzregelkreismittel (205), welches ein
erstes Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem ersten
gemittelten Signal basiert,
ein zweites Tiefpaßfiltermittel (214), welches die
zweite Komponente vom zweiten Multiplikationsmittel
(213) empfängt und ein zweites gemitteltes Signal auf
Basis des durchschnittlichen Betrags des zweiten
Komponentensignals erzeugt, und
ein zweites Impedanzregelkreismittel (215), welches ein
zweites Signal für den stationären Zustand erzeugt und
mit einem Spannungspegel einstellt, der auf dem zweiten
gemittelten Signal basiert.
22. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 21, wobei das
Regelungsmittel (44) zusätzlich folgendes umfaßt:
ein erstes Summiermittel (208), um das erste Signal für
den stationären Zustand und das erste verstärkte
Referenzsignal zu summieren, um ein erstes Steuersignal
zu erzeugen, und
ein zweites Summiermittel (218), um das zweite Signal
für den stationären Zustand und das zweite verstärkte
Referenzsignal zu summieren, um ein zweites Steuersignal
zu erzeugen.
23. Anpassungsnetzwerk gemäß einem der Ansprüche 8 bis 22,
wobei sowohl das erste einstellbare Impedanzelement (41)
als auch das zweite Impedanzelement (42) magnetische
Sättigungsdrosseln sind.
24. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 23, wobei jede
magnetische Sättigungsdrossel einen Transformator
umfaßt, der mit einer Primärwicklung (121) und einer
Sekundärwicklung (122) versehen ist, welche um einen
nichtlinearen ferromagnetischen Kern (124) gewickelt
sind.
25. Anpassungsnetzwerk (22) gemäß den Ansprüchen 8 bis 24,
welches zwischen einen Generator (1) und eine Last (3)
gegeben wird, um eine Ausgangsimpedanz des Generators
auf eine Eingangsimpedanz der Last anzupassen,wobei das
Anpassungsnetzwerk folgendes umfaßt
ein erstes einstellbares Impedanzelement (41), wobei das
erste einstellbare Impedanzelement folgendes beinhaltet:
einen ersten nichtlinearen ferromagnetischen Kern (124),
eine erste Primärwicklung (121), welche um den ersten
nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist, und
eine erste Sekundärwicklung (122) , welche um den ersten
nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist;
ein zweites einstellbares Impedanzelement (42), wobei
das zweite einstellbare Element folgendes beinhaltet:
einen zweiten nichtlinearen ferromagnetischen Kern
(224),
eine zweite Primärwicklung (221), welche um den zweiten
nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt ist, und
eine zweite Sekundärwicklung (222), welche um den
zweiten nichtlinearen ferromagnetischen Kern gewickelt
ist; und
ein Regelungsmittel (44), das mit dem ersten
einstellbaren Impedanzelement (41) und dem zweiten einstellbaren
Impedanzelement (42) verbunden ist, um ein erstes
Spannungssignal durch die erste Sekundärwicklung zu
variieren, um die Induktivität durch die erste
Primärwicklung zu variieren, und um ein zweites
Spannungssignal durch die zweite Sekundärwicklung zu
variieren, um die Induktivität durch die zweite
Primärwicklung zu variieren.
26. Anpassungsnetzwerk gemäß Anspruch 25, wobei das erste
Impedanzelement (41) in Serie zwischen den
Leistungsgenerator (1) und die Last (3) geschaltet ist,
und das zweite Impedanzelement (42) parallel zur
Reihenschaltung des ersten Impedanzelements (41) und der Last
(3) geschaltet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/392,874 US4951009A (en) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | Tuning method and control system for automatic matching network |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE69023417D1 DE69023417D1 (de) | 1995-12-14 |
DE69023417T2 true DE69023417T2 (de) | 1996-05-15 |
Family
ID=23552367
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE69023417T Expired - Fee Related DE69023417T2 (de) | 1989-08-11 | 1990-08-10 | Anpassungsschaltung und Verfahren zu ihrer Verwendung. |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4951009A (de) |
EP (1) | EP0412568B1 (de) |
JP (1) | JPH0640288B2 (de) |
KR (1) | KR960006638B1 (de) |
DE (1) | DE69023417T2 (de) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102014109003A1 (de) * | 2013-06-28 | 2014-12-31 | Infineon Technologies Ag | System und Verfahren für einen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk |
US9166640B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-10-20 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9184722B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-11-10 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
Families Citing this family (53)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FI87864C (fi) * | 1991-05-09 | 1993-02-25 | Telenokia Oy | Anordning och foerfarande foer reglering av ett bandpassfilter, saerskilt ett kombinatorfilter |
US5392018A (en) * | 1991-06-27 | 1995-02-21 | Applied Materials, Inc. | Electronically tuned matching networks using adjustable inductance elements and resonant tank circuits |
US5187454A (en) * | 1992-01-23 | 1993-02-16 | Applied Materials, Inc. | Electronically tuned matching network using predictor-corrector control system |
US5849136A (en) * | 1991-10-11 | 1998-12-15 | Applied Materials, Inc. | High frequency semiconductor wafer processing apparatus and method |
US5427645A (en) * | 1991-12-09 | 1995-06-27 | W. R. Grace & Co.-Conn. | Apparatus and method for radio frequency sealing thermoplastic films together |
US5254825A (en) * | 1992-01-13 | 1993-10-19 | Npbi Nederlands Produktielaboratorium Voor Bloedtransfusieapparatuur En Infusievloeistoffen B.V. | Apparatus for the sealing of medical plastic articles |
US5349313A (en) * | 1992-01-23 | 1994-09-20 | Applied Materials Inc. | Variable RF power splitter |
EP0569091B1 (de) * | 1992-05-07 | 1998-08-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Kernspinresonanzapparat |
US5402788A (en) * | 1992-06-25 | 1995-04-04 | Olympus Optical Co., Ltd. | Diagnostic system using nuclear magnetic resonance phenomenon |
AU665470B2 (en) * | 1992-12-04 | 1996-01-04 | Doble Engineering Company | Impedance measuring |
JP3860227B2 (ja) * | 1993-03-10 | 2006-12-20 | 株式会社東芝 | Mriガイド下で用いる超音波治療装置 |
DE4480029C1 (de) * | 1993-12-21 | 1999-04-15 | Siemens Ag | Vorrichtung zur automatischen Impedanzanpassung einer HF-Sende- oder Empfangseinrichtung in einer Anlage zur Kernspintomographie und Verfahren zum Betrieb der Vorrichtung |
US5483680A (en) * | 1994-01-07 | 1996-01-09 | Harris Corporation | Tuning method for automatic antenna couplers |
US5424691A (en) * | 1994-02-03 | 1995-06-13 | Sadinsky; Samuel | Apparatus and method for electronically controlled admittance matching network |
GB2289989B (en) * | 1994-05-25 | 1999-01-06 | Nokia Mobile Phones Ltd | Adaptive antenna matching |
US5585766A (en) * | 1994-10-27 | 1996-12-17 | Applied Materials, Inc. | Electrically tuned matching networks using adjustable inductance elements |
US5629653A (en) * | 1995-07-07 | 1997-05-13 | Applied Materials, Inc. | RF match detector circuit with dual directional coupler |
US5793162A (en) * | 1995-12-29 | 1998-08-11 | Lam Research Corporation | Apparatus for controlling matching network of a vacuum plasma processor and memory for same |
US5689215A (en) * | 1996-05-23 | 1997-11-18 | Lam Research Corporation | Method of and apparatus for controlling reactive impedances of a matching network connected between an RF source and an RF plasma processor |
US5770982A (en) * | 1996-10-29 | 1998-06-23 | Sematech, Inc. | Self isolating high frequency saturable reactor |
US6107798A (en) * | 1997-04-10 | 2000-08-22 | National Research Council Of Canada | Tuning and matching an impedance |
GB9708268D0 (en) | 1997-04-24 | 1997-06-18 | Gyrus Medical Ltd | An electrosurgical instrument |
US5842154A (en) * | 1997-09-15 | 1998-11-24 | Eni Technologies, Inc. | Fuzzy logic tuning of RF matching network |
US6657173B2 (en) * | 1998-04-21 | 2003-12-02 | State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Variable frequency automated capacitive radio frequency (RF) dielectric heating system |
US6459265B1 (en) * | 1998-11-25 | 2002-10-01 | General Electric Company | Method and apparatus for reducing input impedance of a preamplifier |
US6657394B2 (en) * | 2001-04-06 | 2003-12-02 | Eni Technology, Inc. | Reflection coefficient phase detector |
AUPR868201A0 (en) * | 2001-11-05 | 2001-11-29 | Thorlock International Limited | Q-factor switching method and apparatus for detecting nuclear quadrupole and nuclear magnetic resonance signals |
US6707255B2 (en) * | 2002-07-10 | 2004-03-16 | Eni Technology, Inc. | Multirate processing for metrology of plasma RF source |
US20040149219A1 (en) * | 2002-10-02 | 2004-08-05 | Tomohiro Okumura | Plasma doping method and plasma doping apparatus |
US7212078B2 (en) * | 2003-02-25 | 2007-05-01 | Tokyo Electron Limited | Method and assembly for providing impedance matching network and network assembly |
NZ539771A (en) * | 2005-04-29 | 2007-10-26 | Auckland Uniservices Ltd | Tuning methods and apparatus for inductively coupled power transfer (ICPT) systems |
US8055203B2 (en) | 2007-03-14 | 2011-11-08 | Mks Instruments, Inc. | Multipoint voltage and current probe system |
US7859132B2 (en) * | 2008-07-16 | 2010-12-28 | International Business Machines Corporation | Apparatus, system, and method for safely connecting a device to a power source |
US8344704B2 (en) * | 2008-12-31 | 2013-01-01 | Advanced Energy Industries, Inc. | Method and apparatus for adjusting the reference impedance of a power generator |
US8040068B2 (en) * | 2009-02-05 | 2011-10-18 | Mks Instruments, Inc. | Radio frequency power control system |
US8497744B1 (en) | 2009-09-14 | 2013-07-30 | Triquint Semiconductor, Inc. | Lattice network for power amplifier output matching |
US8773218B2 (en) | 2011-02-07 | 2014-07-08 | Triquint Semiconductor, Inc. | Ladder quadrature hybrid |
US8811531B2 (en) | 2011-03-23 | 2014-08-19 | Triquint Semiconductor, Inc. | Quadrature lattice matching network |
CN102752007B (zh) * | 2012-06-28 | 2015-02-11 | 惠州Tcl移动通信有限公司 | 一种用于自动调节天线匹配的移动终端及其控制方法 |
JP5856305B2 (ja) * | 2012-09-04 | 2016-02-09 | パイオニア株式会社 | 整合装置、インピーダンス整合方法及びコンピュータプログラム |
US9829550B2 (en) * | 2012-12-27 | 2017-11-28 | General Electric Company | Multi-nuclear receiving coils for magnetic resonance imaging (MRI) |
JP5695712B2 (ja) * | 2013-08-29 | 2015-04-08 | 住友電気工業株式会社 | 変圧装置 |
US9584191B2 (en) | 2013-12-20 | 2017-02-28 | Southern Avionics Co. | Antenna tuning unit |
US10512553B2 (en) * | 2014-07-30 | 2019-12-24 | The Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research | Inductive link coil de-tuning compensation and control |
WO2016032008A1 (ja) * | 2014-08-29 | 2016-03-03 | 京セラ株式会社 | センサ装置およびセンシング方法 |
US10749495B2 (en) * | 2015-08-17 | 2020-08-18 | Keysight Technologies, Inc. | Adaptive matching network |
JP5946580B1 (ja) | 2015-12-25 | 2016-07-06 | 株式会社京三製作所 | インピーダンス整合装置 |
US10229816B2 (en) * | 2016-05-24 | 2019-03-12 | Mks Instruments, Inc. | Solid-state impedance matching systems including a hybrid tuning network with a switchable coarse tuning network and a varactor fine tuning network |
US11447868B2 (en) * | 2017-05-26 | 2022-09-20 | Applied Materials, Inc. | Method for controlling a plasma process |
CN108152696A (zh) * | 2017-12-27 | 2018-06-12 | 扬州市神州科技有限公司 | 匹配器动态测试方法 |
CN110311646A (zh) * | 2019-06-28 | 2019-10-08 | 高斯贝尔数码科技股份有限公司 | 一种微波功率源与反应腔的自适应匹配方法及*** |
WO2021115535A1 (de) | 2019-12-09 | 2021-06-17 | Kiefel Gmbh | Regelung eines variablen anpassnetzwerkes |
WO2021115536A1 (de) | 2019-12-09 | 2021-06-17 | Kiefel Gmbh | Variables kondensatorsystem zur impedanzanpassung |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2611030A (en) * | 1947-10-24 | 1952-09-16 | Carl G Sontheimer | Energy transfer system |
US2884632A (en) * | 1952-08-06 | 1959-04-28 | Cgs Lab Inc | Antenna tuning system |
US2832934A (en) * | 1954-06-01 | 1958-04-29 | Textron Inc | Automatic matching transformer |
US3519918A (en) * | 1967-11-09 | 1970-07-07 | Avco Corp | Ferrite core inductor in which flux produced by permanent magnets is decreased in discrete steps |
DE2115740C3 (de) * | 1971-03-31 | 1978-08-24 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Einrichtung zur Anpassung einer Sendeantenne an die Ausgangsimpedanz der Endstufe eines Senders |
FR2298903A1 (fr) * | 1975-01-22 | 1976-08-20 | Thomson Csf | Dispositif d'adaptation d'antenne et antenne munie d'un tel dispositif |
US4375051A (en) * | 1981-02-19 | 1983-02-22 | The Perkin-Elmer Corporation | Automatic impedance matching between source and load |
US4493112A (en) * | 1981-11-19 | 1985-01-08 | Rockwell International Corporation | Antenna tuner discriminator |
FR2517493A1 (fr) * | 1981-11-27 | 1983-06-03 | Thomson Csf | Dispositif de detection d'impedance optimum de charge d'anode d'un emetteur a tube dans une chaine d'emission haute frequence |
-
1989
- 1989-08-11 US US07/392,874 patent/US4951009A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-08-06 JP JP2207958A patent/JPH0640288B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-08-10 KR KR1019900012282A patent/KR960006638B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1990-08-10 DE DE69023417T patent/DE69023417T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-10 EP EP90115422A patent/EP0412568B1/de not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9166640B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-10-20 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US9184722B2 (en) | 2012-02-10 | 2015-11-10 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
US10193521B2 (en) | 2012-02-10 | 2019-01-29 | Infineon Technologies Ag | Adjustable impedance matching network |
DE102013202113B4 (de) * | 2012-02-10 | 2019-08-29 | Infineon Technologies Ag | Einstellbares Impedanzanpassungsnetz |
DE102013202124B4 (de) * | 2012-02-10 | 2021-05-06 | Infineon Technologies Ag | Einstellbares Impedanzanpassungsnetz |
DE102014109003A1 (de) * | 2013-06-28 | 2014-12-31 | Infineon Technologies Ag | System und Verfahren für einen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk |
US9535140B2 (en) | 2013-06-28 | 2017-01-03 | Infineon Technologies Ag | System and method for a transformer and a phase-shift network |
DE102014109003B4 (de) * | 2013-06-28 | 2018-04-12 | Infineon Technologies Ag | Schaltkreis und Verfahren für einen Transformator und ein Phasenschieber-Netzwerk |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0640288B2 (ja) | 1994-05-25 |
JPH0378809A (ja) | 1991-04-04 |
EP0412568A3 (en) | 1991-07-17 |
DE69023417D1 (de) | 1995-12-14 |
US4951009A (en) | 1990-08-21 |
KR910005556A (ko) | 1991-03-30 |
EP0412568A2 (de) | 1991-02-13 |
KR960006638B1 (ko) | 1996-05-22 |
EP0412568B1 (de) | 1995-11-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69023417T2 (de) | Anpassungsschaltung und Verfahren zu ihrer Verwendung. | |
DE69616667T2 (de) | RF-Anpassung Detektorschaltung mit doppeltem Richtkoppler | |
DE60009656T2 (de) | Verstärkerschaltung | |
DE10211609B4 (de) | Verfahren und Leistungsverstärker zur Erzeugung von sinusförmigen Hochfrequenzsignalen zum Betreiben einer Last | |
DE69021220T2 (de) | Drei-draht-system für cochlearimplantatprozessor. | |
DE69630589T2 (de) | Verfahren und vorrichtung zur plasmaerzeugung | |
DE3781479T2 (de) | Fallenfilter. | |
EP0298562B1 (de) | Schaltungsanordnung zum Übertragen elektrischer Energie | |
DE102016218021A1 (de) | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen einer Resonanzfrequenz einer LC-Schaltung in situ durch Vergleichen von Spannungs- und Strompolartitätsänderungen | |
DE69301905T2 (de) | Spannungsteuerschaltungen | |
DE3832293C2 (de) | Anpassungsschaltung | |
EP1257048A2 (de) | Regelvorrichtung für einen resonanten Konverter | |
DE2521941A1 (de) | Induktions-heizvorrichtung | |
DE3629356A1 (de) | Abstimmschaltung fuer ein kernmagnetresonanz-sende- und empfangssystem | |
DE112014006952T5 (de) | Resonanztyp-Energietransmitter | |
DE1563930C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Regelung der Ausgangsspannung und des Ausgangs stromes eines Wechselrichters | |
DE69227546T2 (de) | Phasengeregelter Oszillator | |
DE69305738T2 (de) | Impedanznachbildung für eine teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung | |
DE2165745C2 (de) | Abstimmbarer Quarzoszillator | |
DE2856397A1 (de) | Schaltungsanordnung zur erzielung eines gleichlaufs zwischen der oszillatorfrequenz und der resonanzfrequenz des eingangskreises eines ueberlagerungsempfaengers | |
EP3903414B1 (de) | Frequenzgeneratoranordnung | |
DE1537150A1 (de) | Schaltung zur Erzeugung eines periodischen Stromes in einer Spule | |
DE69314597T2 (de) | Variabler Hochfrequenzleistungsverteiler | |
DE1917133C3 (de) | Halbleiteranordnung | |
DE749560C (de) | Kopplungsschaltung, besonders zur Unterdrueckung der Spiegelfrequenz in einem UEberlagerungsempfaenger |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |