HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Erfindungsgebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die
Verringerung von Störsignalen mit bekannten
Frequenzeigenschaften im Empfängerteil eines digitalen
Übertragungssystems und insbesondere die Verwendung eines
Kerbfilters, das zur Verringerung von
Wechselstromleitungsstörsignalen in einem empfangenen Digitalsignal
einem Interpolator vorgeschaltet ist.
2. Beschreibung des Standes der Technik
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In einem digitalen Übertragungssystem für die
Übertragung von Informationen, die ursprünglich in
analoger Form eingesammelt wurden, wie einem drahtlosen
Telemetriesystem, das Pulscodemodulation (PCM) für ein
analoges Nutzsignal benutzt, können gelegentlich
Abtastwerte der übertragenen Informationen aufgrund schlechter
Signalstärke, Funkstörung oder Mehrwegewirkungen
verlorengehen oder auf andere Weise fehlerhaft empfangen
werden. Bei Verlust von Abtastwerten kann der digitale
Empfänger den Verlust durch Benutzung von beispielsweise
einer Prüfsummen- oder zyklischen Blockprüfungs- (CRC-)art
von Paritätsprüfverfahren erkennen. Die
verlorengegangenen Abtastwerte werden dann mit irgendeinem von
verschiedenen bekannten Interpolationsverfahren, die benachbart
empfangene richtige Abtastwerte zur Annäherung an die
verlorengegangenen benutzen, durch Annäherungen ersetzt.
Auf diese Weise kann vermieden werden, daß
Übertragungsfehler im Empfangssignal bedeutsame Verzerrungen
verursachen.
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Es entstehen jedoch häufig Probleme, wenn das
Übertragungssignal Wechselstromnetzfrequenzstörungen
enthält. Beispielsweise wird gewöhnlich
Wechselstromnetzfrequenzstörung in Meßgeräten mit empfindlichen
Verstärkern wie einem Elektrokardiographen aufgenommen.
Um Netzfrequenzstörung zu verringern, ist es
gebräuchlich, in den Signalverarbeitungsweg ein auf die
Netzfrequenz abgestimmtes Kerbfilter einzuschalten.
Idealerweise sollte sich dieses Filter an einer Stelle im
Signalweg vor dem Hochfrequenz-(RF-)Modulator im
Senderteil des Systems befinden. Diese Stelle wird jedoch nicht
bevorzugt, um Raum und Kosten im Sender zu sparen. Das
heißt, es ist oft wänschenswert, einen Sender zu haben,
der so klein wie möglich ist, der relativ wenig Strom
verbraucht, (und daher ein relativ langes Betriebsleben
mit Batterien aufweisen kann) und kostengünstig ist. Ein
analoges oder digitales Kerbfilter im Sender anzubringen,
hat eine nachteilige Auswirkung auf alle diese
wunschenswerten Merkmale des Senders. Infolgedessen ist die
wänschenswerte und wirtschaftliche Alternative, das
Netzfrequenz-Kerbfilter im Empfänger anzubringen. Wie
jedoch schon bemerkt, ist normalerweise in den
Anfangsstufen der digitalen Signalverarbeitung ein Interpolator
eingeschaltet (um Übertragungsfehler zu kompensieren),
was Schwierigkeiten bereitet, da der Interpolator sowohl
die ursprünglichen analogen Informationen als auch jede
aufgenommene Wechselstromleitungsfrequenzkomponente, die
im verlorengegangenen digitalen Abtastwert enthalten war,
annähern muß, damit das Kerbfilter die
Netzfrequenzkomponente richtig verringert. Eine
Interpolationsanordnung zu realisieren, die ein Störungssignal von 50 Hz
oder 60 Hz genau annähert, wenn die digitale
Abtastfrequenz nur ca. viermal höher ist (typisch 200 - 300 Hz
für EKG-Signale), ist leider teuer. Eine
Interpolationsanordnung, die sowohl die Amplitude als auch die Phase
eines Störungssignals mit einer Frequenz, die mehr als
20% höher als die Abtastfrequenz ist, genau annähern
kann, ist relativ kompliziert und teuer zu realisieren,
was Schaltungsfläche, Bauteile und auch Stromverbrauch
angeht. Zusätzlich beläßt eine relativ kostengünstige
Realisierung eines Interpolators, da Interpolation dazu
neigt, die höheren Frequenzen aus einem Signal
abzuschwächen oder auszuglätten, jedesmal dann "Totpunkte" in
der Amplitudenhüllkurve der Netzfrequenzsignalkomponente,
wenn Übertragungsfehler eintreten. Diese
Amplitudentotpunkte werden zu Rauschimpulsen, wenn die Netzfrequenz
durch das Kerbfilter entfernt wird, das sich im
Signalverarbeitungsweg hinter dem Interpolator befinden würde,
da die richtige Funktionsweise des Filters auf der
Annahme beruht, daß die Amplitude der Störung relativ
konstant sein wird. Wenn ein Totpunkt angetroffen wird,
überkompensiert das Kerbfilter für den Totpunkt mit
verringerter Amplitude und erzeugt damit ein
Impulsrauschen.
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Um dieses Problem zu vermeiden, könnte man denken,
daß es ausreichen würde, das Kerbfilter einfach vor den
Interpolator zu verlegen. In diesem Fall jedoch wird
dies, da Übertragungsfehler zufallsmäßig bewirken, daß
einige der Empfangsabtastwerte fälschlicherweise eine
sehr hohe Amplitude aufweisen, die Ausgabe des
Kerbfilters mehrere Abtastwertperiodenspannen nach jedem
fehlerhaften Abtastwert aufgrund des Einstiegverhaltens
des Filters, beispielsweise gedämpfte Schwingungen,
stören. Der Interpolator wird zum Ausregeln jedes
fehlerhaften Abtastwertes einen Schätzabtastwert liefern, kann
jedoch die Filterstörung nicht kompensieren, die sich
dann im allgemeinen in der Form einer dem
Interpolatorausgangssignal überlagerten, exponential abklingenden
Sinuswellenform bemerkbar macht.
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Bislang sind für den Zweck des Abtrennens,
Steigerns oder Auslöschens von Rauschen,
Nachbarzeichenstörung, Echo oder unterschiedlichen Signalfrequenzen aus
einem ankommenden Eingangssignal verschiedene
Vorrichtungen und Systeme vorgeschlagen worden. Von US-A-4 589 083
ist beispielhafterweise ein adaptives
Sinuswellenentstörfilter angegeben. Dieses bekannte Filterungssystem
umfaßt einen Empfänger mit einem Kerbfilter zum
Ausfiltern eines Störungssignals aus dem Empfangssignal.
Darüber hinaus umfaßt das System Mittel zum
Frequenzverfolgen des Störungssignals im ankommenden Signal und
zum synchronen Erzeugen von verschiedenen Paaren von
Rechteckwellensignalen im Phasenquadraturverhältnis.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht
in der Bereitstellung einer kostengünstigen und
wirksameren Lösung zur Verringerung der Gegenwart von
unerwünschten Signalen mit bekannten Frequenzeigenschaften aus
einem empfangenen Digitalsignal.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Nach den Grundsätzen der Erfindung umfaßt ein
Empfänger zum Empfangen eines Nutzsignals mit digitalen
Nutzabtastwerten, die mit einer Störungskomponente mit
Eigenschaften bekannter Frequenz verseucht sind, ein
Empfangsmittel zum Empfangen und Verarbeiten des
Nutzsignals und Bereitstellen an seinem Ausgang eines
Empfangssignals mit mit der Störkomponente verseuchten
digitalen Nutzabtastwerten, ein auf das Empfangssignal
reagierendes Filtermittel zum Ausfiltern der
Störungskomponente aus dem Empfangssignal, wobei das Filtermittel
ein auf mindestens einen Teil des Empfangssignals
reagierendes Generatormittel zum Erzeugen eines Ausgangssignals
mit den Frequenzeigenschaften der Störungskomponente und
einer vom Teil des Empfangssignals gesteuerten Amplitude
und Phase enthält, und ein Mittel zum Kombinieren des
Generatorausgangssignals mit dem Empfangssignal zum
Erzeugen eines gefilterten Ausgangssignals, aus dem die
besagte Störungskomponente im wesentlichen beseitigt ist.
Ein auf das gefilterte Ausgangssignal reagierendes
Interpolatormittel erzeugt interpolierte digitale
Nutzabtastwerte als Ersatzwerte für die als fehlerhaft
gekennzeichneten digitalen Nutzabtastwerte. Außerdem werden Mittel
zum Kennzeichnen der fehlerhaften digitalen
Nutzabtastwerte im Empfangssignal und Sperren als Reaktion auf die
Kennzeichnung der Steuerung des Generatormittels durch
den Teil des empfangenen digitalen Nutzsignals, der die
als fehlerhaft gekennzeichneten Abtastwerte enthält,
bereitgestellt. Auf diese Weise befindet sich das
Generatormittel während des Empfangs fehlerhafter
Abtastwerte im "Freilauf", wodurch es weiterhin die bekannten
Eigenschaften der Störungskomponente darstellende
Abtastwerte bereitstellen kann, bis die richtigen
Abtastwerte wieder empfangen werden. In einer bevorzugten
Ausführungsform der Erfindung umfaßt die
Störungskomponente eine Sinuswelle, umfaßt das Filtermittel ein
Kerbfrequenzfilter und umfaßt das Generatormittel einen
Sinusoszillator.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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Figur 1 stellt konzeptionell in Blockschaltbildform
ein digitales Informationsübertragungssystem mit den
Grundsätzen der vorliegenden Erfindung dar; und
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Figur 2 stellt Einzelheiten einer digitalen
Realisierung der in Figur 1 gezeigten Kombination aus
Sinusoszillator/Kerbfilter dar.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Wie in Figur 1 gezeigt, enthält das digitale
Informationsübertragungssystem einen Senderteil 2 zum
Senden von digitalisierten Analoginformationen unter
Benutzung von beispielsweise Pulscodemodulations- (PCM-)
Verfahren an einen Empfängerteil 4. Obwohl gezeigt wird,
daß diese Übertragung drahtlos stattfindet, sind die
Grundsätze der Erfindung ebenso vorteilhaft auf ein
drahtgebundenes Kommunikationssystem anwendbar. Eine
Signalquelle 6 liefert beispielsweise analoge Nutzsignale
und kann beispielsweise den EKG-Signalaufnahmeteil eines
Elektrokardiographen umfassen. Diese Analogsignale werden
im Verstärkerteil 8 verarbeitet und verstärkt und dann
digital als eine Folge von Abtastwerten von einem Sender
12 beispielsweise mittels eines
Pulscodemodulations(PCM-) Verfahrens digital übertragen. Die Folge von
Abtastwerten definieren die Frequenz-, Amplituden- und
Phasenkomponenten der ursprünglich Analoginformationen
und auch der aufgenommenen
Netzfrequenzstörungskomponenten aufgrund von beispielsweise elektromagnetischen
Gleichtaktstörungssignalen, die von empfindlichen
Meßgeräteverstärkern des EKG-Geräts verstärkt werden. Ein
Empfängerteil 14 empfängt das übertragene Nutzsignal. Die
Auswirkungen dieser Netzfrequenzstörungskomponenten auf
die digitalen Informationen werden vorteilhafterweise
durch die neuartige Kerbfilter/Interpolatoranordnung 16
der vorliegenden Erfindung verringert.
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Obwohl die Blockschaltbildanordnung 16 analog
ausgeführt werden könnte, ist zu bemerken, daß die
Realisierung in der bevorzugten Ausführungsform in
Wirklichkeit digital in einem (nicht speziell gezeigten)
Mikroprozessor ausgeführt wird, der im Empfänger 4
enthalten ist. Die Anordnung 16 umfaßt grundlegend einen
Kerbfrequenzfilterteil 18, gefolgt von einem Interpolator
20. Jeder Abtastwert Xn des Empfangssignals (x) wird
gleichzeitig dem positiven Eingang einer
Summierungsfunktion 22 und einem Teil 24 des Mikroprozessors
angelegt, der die Parität der empfangenen Nutzabtastwerte
überprüft, um zu bestimmen, ob jeder Abtastwert richtig
oder fehlerhaft ist (d.h. durch Übertragungsfehler
verstümmelt worden ist).
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Das Kerbfilter 18 enthält einen Sinusoszillator
26, der Sinuswellenabtastwerte gn mit der Frequenz der
Netzfrequenzstörungskomponente erzeugt. Weiterhin wird
der Sinusoszillator 26 durch eine Hochpaßanordnung 28
gesteuert, um zu bewirken, daß die Sinuswellenabtastwerte
gn die Phase und Amplitude des
Eingangs-Netzfrequenzstörungssignals verfolgen. Die erzeugten
Sinuswellenabtastwerte werden so angelegt, daß sie an der
Summierungsfunktion 22 von den Eingangsnutzabtastwerten
abgezogen werden. Sollte ein ankommender Nutzabtastwert
fehlerhaft sein, wird der Sinusoszillator 26 vom Ausgang
des Hochpasses 28 abgetrennt, d.h. nicht von diesem
angesteuert, und kann "frei laufen". Diese Abtrennung
wird symbolisch durch die Betätigung eines Schalters 30
gezeigt, der vom Entscheidungsfindungsteil 24 des
Mikroprozessors angesteuert wird, der anzeigt, daß im
Empfangssignal ein fehlerhafter Abtastwert gekennzeichnet
worden ist. Um Störungen im Hochpaß 28 zu vermeiden, ist
eine zweite symbolische Schalteranordnung 32 dargestellt,
die an das Hochpaß 28 und den Interpolator 20 einen
Ausgangsabtastwert (yn&submin;&sub1;) anlegt, der dem gegenwärtig
gekennzeichneten fehlerhaften Abtastwert voranging.
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Im Betrieb ist der Sinusoszillator 26 so
eingestellt, daß er mit der Netzfrequenz (entweder 50 Hz oder
60 Hz) schwingt, wobei seine Amplitude und Phase von
Rückkopplungsinformationen vom Ausgang des Hochpasses 28
gesteuert werden, so daß seine Ausgangsamplitude an die
der Eingangssignal- (x-)Netzfrequenzkomponente angepaßt
ist und seine Phase der Phase der
Eingangsnetzfrequenzkomponente entgegengesetzt ist. Die Summierungsfunktion
22 addiert das Eingangssignal und das Ausgangssignal (g)
des Sinusoszillators zusammen, wodurch die
Netzfrequenzkomponente des Eingangssignals (x) im Ausgangssignal (y)
der Kerbfilteranordnung 18 bedeutend reduziert wird. Der
Hochpaß 28 nimmt den Ausgang der Summierungsfunktion 22
als seinen Eingang und schwächt die Amplitude dieser
Signale im umgekehrten Verhältnis zu ihrer Frequenz ab.
Das Ausgangssignal (fn) des Hochpasses 28 wird dann
abgeschwächt und als die Rückkopplungsinformation zur
Steuerung der Amplitude und Phase der vom Sinusoszillator
26 bereitgestellten Abtastwerte gn benutzt. Es ist zu
bemerken, daß der EKG-Teil des Eingangssignals (x) nicht
sinusförmig ist und auch keine bedeutenden
Hochfrequenzkomponenten aufweist. So ist er nicht an die Ausgabe des
Oszillators 26 angepaßt und läuft ohne Abschwächung zum
Eingang des Interpolators 20. Auch ist zu bemerken, daß
der Abschwächungsgrad des Ausgangssignals (f) die
Gesamtbreite der Kerbe in der Frequenzkennlinie der
Kerbfilteranordnung 18 bestimmt.
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Der symbolische Schalter 30 verbindet die
abgeschwächte Ausgabe des Hochpasses 28 mit dem Eingang des
Sinusoszillators 26. Dieser Schalter wird nur dann
geöffnet, wenn der Eingangsabtastwert xn vom
Mikroprozessorteil 24 aufgrund von beispielsweise
Funkübertragungsfehlern als fehlerhaft gekennzeichnet wird. Wenn der
Schalter 30 offen ist, fährt der Sinusoszillator 26 mit
der bekannten Phasen- und
Amplituden-Ausgangssignalabtastwertfolge gn fort, die er vor Öffnen des
Schalters 30 aufwies. So besteht während dieser Zeit
keine Rückkopplungssteuerung und der Oszillator kann
"frei laufen" und damit weiterhin eine Sinuswelle
darstellende Abtastwerte bereitstellen, bis wieder richtige
Abtastwerte empfangen werden.
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Der symbolische Schalter 32 verbindet den Ausgang
der Summierungsfunktion 22 mit dem Eingang des Hochpasses
28. Wenn fehlerhafte Nutzabtastwerte erkannt werden,
trennt der Schalter 32 den Eingang des Interpolators 20
und Hochpasses 28 von der Summierungsfunktion 22 und
führt anstatt dessen beispielsweise den jüngsten
richtigen Ausgangsabtastwert yn&submin;&sub1; zu ihren Eingängen.
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Auf diese Weise werden der Oszillator 26 und der
Hochpaß 28 nicht durch fehlerhafte Abtastwerte gestört
und können trotzdem weiterfunktionieren, wenn fehlerhafte
Nutzabtastwerte empfangen werden, so daß das Kerbfilter
bereit ist, weiterhin Netzfrequenzstörungen aus dem
Signal zu entfernen, wenn wieder erkannt wird, daß
richtige Abtastwerte empfangen werden. Zusätzlich ist zu
bemerken, daß, wenn vom Mikroprozessorteil 24 ein
fehlerhafter Abtastwert erkannt wird, der Interpolator 20 auch
(wie durch die dazwischenliegende gestrichelte Linie
angezeigt) angewiesen wird, eine Annäherung des richtigen
Wertes für diesen bestimmten Abtastwert abzuleiten. Der
Rest der Empfängerschaltung ist gebräuchlich und wird
daher nicht besonders gezeigt oder beschrieben.
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Wie schon bemerkt, kann der Interpolator 20 eine
gebräuchliche Konstruktion aufweisen, und im vorliegenden
Fall wird die Interpolierung mit unterschiedlichen
Gleichungen für jede Zeitfolge richtiger und fehlerhafter
Nutzabtastwerte durchgeführt. Die Gleichungen beruhen auf
der bekannten kubischen Lagrangeschen
Interpolationsformel, wo vier oder mehr richtige Abtastwerte um den
fehlerhaften Abtastwert herum zur Verfügung stehen, oder
einer Interpolation niederer Ordnung, z.B. einer
parabolischen für drei Abtastwerte und einer linearen für zwei.
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Figur 2 stellt konzeptionell Einzelheiten einer
mikroprozessorgesteuerten Verarbeitung für die
Realisierung der Kerbfilteranordnung 18 dar. Auf gleiche Teile
der Figuren 1 und 2 wird mit gleichartigen Bezugsnummern
Bezug genommen. Die Funktionsweise der Anordnung 18 kann
durch die folgende Gleichung beschrieben werden:
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Yn = xn + gn&submin;&sub1; (1),
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wobei x und y die Eingangs- bzw. Ausgangsnutzabtastwerte
darstellen und gn&submin;&sub1; die Ausgabe des Sinusoszillators 26
darstellt, der so gesteuert worden ist, daß er dieselbe
Amplitude wie die, aber die entgegengesetzte Phase zur
Netzfrequenzstörung aufweist.
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Der Sinusoszillator 26 funktioniert grundlegend
nach der folgenden im Mikroprozessor implementierten
Gleichung:
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gn = 2Kgn&submin;&sub1; - gn&submin;&sub2; - α fn (2)
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Wie im einzelnen in der Figur 2 dargestellt, ist die
den Sinusoszillator 26 definierende Gleichung mit einer
Summierungsfunktion 34 implementiert, die an einem ersten
invertierenden Eingang die Ausgabe des Schalters 30
empfängt, und enthält zwei Einheitszeitverzögerungen 36
und 38 zur Verzögerung eines Abtastwertes am Ausgang der
Summierungsfunktion 34 um zwei Zeitperioden und zum
Anlegen des zweimal verzögerten Signals gn&submin;&sub2; an den
anderen invertierenden Eingang der Summierungsfunktion
34. An den nichtinvertierenden Eingang der
Summierungsfunktion 34 wird über einen Verstärker 40 mit
einer Verstärkung von 2K ein einmal verzögertes Signal
gn&submin;&sub1; angelegt. K ist als cos (2 π FKerb/FAbtastwert)
definiert, wobei Fkerb die Kerbfrequenz (50 oder 60 Hz) und
FAbtastwert die Abtastwertfrequenz (200 Hz) ist.
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Der Hochpaß 28 funktioniert nach der folgenden im
Mikroprozessor implementierten Gleichung:
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fn = Yn - 2yn&submin;&sub1; + yn&submin;&sub2;
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und umfaßt zwei Einheitszeitverzögerungen 42 und 44 zum
Entwickeln von einmal und zweimal verzögerten
Ausgangsabtastwerten yn&submin;&sub1; und yn&submin;&sub2; Das einmal verzögerte
Signal wird über einen Verstärker 48 mit einer
Verstärkung von zwei an einen invertierenden Eingang einer
Summierungsfunktion 46 angelegt, und das zweimal
verzögerte Signal wird an einen nichtinvertierenden Eingang
der Summierungsfunktion 46 angelegt. Zusätzlich wird das
Ausgangssignal yn der Summierungsfunktion 22 auch an
einen weiteren nichtinvertierenden Eingang der
Summierungsfunktion 46 angelegt. Die Ausgabe der
Summierungsfunktion 46 ist als fn angedeutet, die an ein
Dämpfungsgerät 50 mit einer Verstärkung von α angelegt wird. Der
Wert von α definiert die Enge der Kerbe, wie sie durch
ihre Wirkung auf die Gleichung dargestellt ist, die die
Funktionsweise des Sinusoszillators 26 beschreibt. In der
bevorzugten Ausführungsform beträgt α = 1/64.
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Die oben beschriebene neuartige Anordnung kann
auch für die Korrektur von "Taktschlupf"-Fehlern benutzt
werden. "Taktschlüpfe" sind der Verlust oder das Erlangen
einzelner Abtastwerte aufgrund leichter Unterschiede in
den Quarzfrequenzen zwischen den Sender- und
Empfängerteilen. In diesem Fall kennzeichnet der Mikroprozessor
diejenigen Nutzabtastwerte, die einem übersprungenen
Abtastwert folgen, und diejenigen Nutzabtastwerte, die
Wiederholungen eines vorhergehenden Abtastwerts
darstellen. Wenn der Mikroprozessor andeutet, daß ein
Abtastwert übersprungen worden ist, wird als erstes
bewirkt, daß die Kerbfilteranordnung 18 so funktioniert,
als wenn ein fehlerhafter Abtastwert erkannt worden wäre
(ein Vorgang, der oben beschrieben worden ist), und dann
veranlaßt, mit dem nächsten Abtastwert als Eingabe zu
arbeiten. Wenn ein wiederholter Abtastwert erfaßt worden
ist, wird die Kerbfilteranordnung 18 einfach für einen
Takt gesperrt und für den nächsten wieder freigegeben.
Auf diese Weise bleibt der Sinusoszillator 26 stets
phasengleich mit der Netzfrequenzstörungskomponente, und
ordnungsgemäße Filterung sollte sich ergeben.
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So ist eine neuartige Kerbfilteranordnung für ein
digitales Übertragungssystem gezeigt und beschrieben
worden, die alle dafür erstrebten Lösungen und Vorteile
erfüllt. Dem Fachmann werden jedoch nach Betrachtung
dieser Schrift und der beiliegenden Zeichnungen, die eine
bevorzugte Ausführungsform derselben offenbaren, viele
Änderungen, Modifikationen, Variationen und andere
Verwendungen und Anwendungen der Erfindung offenbar sein.
Beispielsweise kann die Kerbfilteranordnung 18 anstatt in
einem Mikroprozessor unter Benutzung von diskreter
Digitaltechnik realisiert werden. Weiterhin kann die
Funktion des Hochpasses 28 mit einer beliebigen von
mehreren bekannten
Amplituden-/Frequenzübertragungsfunktionen erfüllt werden, solange die Amplitude als
Reaktion auf Frequenzverringerungen abgeschwächt wird. In
der Tat kann die Störungskomponente ein beliebiges Signal
mit bekannten (d.h. reproduzierbaren) Eigenschaften wie
beispielsweise ein Netzfrequenzsignal mit mehreren
Harmonischen sein. Alle diese Änderungen, Modifikationen,
Variationen und andere Verwendungen und Anwendungen, die
nicht vom Umfang der Erfindung abweichen, werden als von
der Erfindung abgedeckt erachtet, die nur von den
folgenden Ansprüchen begrenzt ist.