DE69010870T2 - Spannungsgesteuerter Oszillator. - Google Patents

Spannungsgesteuerter Oszillator.

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Description

  • Die Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Resonanznetzwerk, einem Verstärker und einem Blindleistungsnetzwerk, die alle in einer Oszillatorschleife enthalten sind, wobei das Blindleistungsnetzwerk eine oder mehrere Blindleistungskomponenten aufweist, deren Werte von einem Steuersignal abhängen, das auf einen Steuereingang gegeben wird, so daß die Oszillatorfrequenz mit besagtem Steuersignal reguliert werden kann. Ein derartiger spannungsgesteuerter Oszillator ist aus der niederländischen Patentanmeldung 8800119 bekannt.
  • Indem man ein temperaturabhängiges Signal auf den Steuereingang im dem Fall eines derartigen spannungsgesteuerten Oszillators gibt, der normalerweise als VCO oder, in dem Fall, wo das Resonanznetzwerk ein Quarzkristall ist, als VCXO bezeichnet wird, ist es auch möglich, die Temperaturveränderung der Oszillatorfrequenz zu kompensieren. Derartige Oszillatoren sind als TCO's bekannt, oder in dem Fall, wo das Resonanznetzwerk ein Quarzkristall ist, als TCXO's (temperaturkompensierter Kristalloszillator).
  • Die veränderliche Blindleistungskomponente oder der veränderliche Blindleistungswiderstand, die z.B. durch eine Kapizitätsvariationsdiode verbunden mit dem Blindleistungsnetzwerk gebildet werden, kann wahlweise in Verbindung mit anderen Blindleistungskomponenten in Reihe mit oder parallel zu dem Resonanznetzwerk eingefügt werden, sie kann jedoch auch an einer anderen Stelle in die Oszillatorschleife eingefügt werden. Die Komponente muß nicht notwendigerweise passiv sein und andere aktive Blindleistungswiderstandsschaltkreise sind auch geeignet. Im Fall der letzteren kann die Regelbarkeit, z.B. durch Verändernng eines Verstärkungsfaktors oder Widerstands, erreicht werden. Die Implementiernng wird immer der Art sein müssen, daß die Frequenz, für die der imaginäre Teil der Verstärkung AL um die Oszillatorschleife herum gleich Null wird, durch den Wert der regulierbaren Blindleistungskomponente beeinflußt werden kann. Der Grund dafür ist, daß es nur für diesen Wert des imaginären Teils möglich ist, daß die erste Barkhausen-Oszillationsbedingung, d.h. Im{AL} = 0, erfüllt werden kann.
  • Die Werte der Blindleistungskomponenten in dem Blindleistungsnetzwerk sind im allgemeinen nicht genau bekannt temperaturabhängig und nicht-linear. Um die Oszillatorfrequenz genau durch das Resonanznetzwerk im Ruhezustand, d.h. bei Abwesenheit eines Regelsignals bestimmbar zu machen, ist es für den imaginären Teil der Schleifenverstärkung, die durch den Oszillatorverstärker und die Blindleistungskomponenten des reaktiven Netzwerks eingeführt werden, notwendig, daß sie gleich Null gemacht wird. Normalerweise wird dies durch ein Abgleichen der Komponentenwerte der Blindleistungskomponenten in dem Blindleistungsnetzwerk erreicht. Die besagten Komponentenwerte sind jedoch temperaturabhängig und ihre Temperaturkoeffizienten sind Schwankungen unterworfen. Ferner ist die Beziehung zwischen Komponentenwert und Steuersignal im allgemeinen nicht-linear und diese Nichtlinearität ist auch Schwankungen unterworfen. Um die Oszillatorfrequenz in einer wohldefinierten Weise zu regeln, z.B. um eine lineare Beziehung zwischen Steuersignal und Frequenzveränderung, wie sie bei VC(X)O's wünschenswert ist, oder um die Temperaturveränderung der Oszillatorfrequenz zu kompensieren, was bei TC(X)O's wünschenswert ist, ist es zuerst notwendig, Messungen durchzuführen, um die Beziehungen zwischen Steuersignal und Frequenz oder zwischen Temperatur und Frequenz zu bestimmen. Nur wenn diese Beziehungen, die für jeden Oszillator aufgrund der Komponentenschwankungen getrennt gemessen werden müssen, bekannt sind, ist es möglich, Korrekturnetzwerke zu entwerfen, so daß die gewünschte Linearität oder Temperaturunabhängigkeit erreicht wird. Diese Verfahren sind zeitaufwendig und deswegen teuer.
  • Bei dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der oben erwähnten Patentanmeldung werden der Effekt der Ungenauigkeit, die Temperaturabhängigkeit und Nichtlinearität der Blindleistungskomponenten im wesentlichen beseitigt. Zu diesem Zweck wird besagtes Blindleistungsnetzwerk in dem Oszillator, das in diesem Fall ein Phasenverschiebungsnetzwerk ist, mit einer getrennten Steuerschleife versehen, die einen Phasendetektor aufweist, der so ausgelegt ist, daß die Empfindlichkeit des Oszillators selbst bei Temperaturveränderungen genau und konstant ist. Zu diesem Zweck wird eine Phasenverschiebung, die direkt proportional zu dem Steuersignal ist, auf das Phasenverschiebungsnetzwerk vermittels eines Phasendetektors angelegt. Als ein Resultat davon wird die Oszillatorfrequenz und ihre Veränderung mit der Spannung oder dem Strom des Steuersignals vollständig durch das Resonanznetzwerk bestimmt.
  • Ein Problem in diesem Zusammenhang ist jedoch, daß der Qualitätsfaktor des Resonanznetzwerks eine Rolle bei der besagten Veränderung spielt und auch daß besagte Veränderung nicht-linear ist. Aus diesem Grund ist eine genaue Kontrolle des Qualitätsfaktors bei der Herstellung des Resonanznetzwerks notwendig, um einen genauen spannungsgesteuerten oder temperaturkompensierten (Kristall) Oszillator gemäß diesem Prinzip zu realisieren. Die Kontrolle der Reproduzierbarkeit besagten Qualitätsfaktors ist im allgemeinen sehr schwierig.
  • Abhängig von der Implementierung des Phasenverschiebungsnetzwerks dieses bekannten spannungsgesteuerten Oszillators kann ein zweites Problem entstehen. Der Realteil der Kleinsignalschleifenverstärkung kann sich beträchtlich als ein Resultat der Veränderung der Phasenverschiebung ändern. Für eine Oszillation muß der Realteil der Verstärkung in der Schleife gemäß der zweiten Barkhausen- Bedingung immer größer als Eins sein. Der Verstärker, der in die Oszillatorschleife eingebaut ist, muß deswegen so ausgelegt sein, daß diese zweite Bedingung für alle benötigten Phasenverschiebungen erfüllt ist. In der Praxis ist es bekannt, daß die große Schleilenverstärkung, die dafür benötigt wird, auf Kosten der Kurzzeitstabilität geht.
  • Das Ziel der Erfindung ist es, diese Nachteile und Probleme zu beseitigen. Dies wird erfindungsgemäß bei einem spannungsgesteuerten Oszillator des im Oberbegriff (des Anspruchs 1) erwähnten Typs dadurch erreicht, daß eine Steuerschleife zwischen dem Resonanznetzwerk und dem Blindleistungsnetzwerk vorgesehen ist, wobei mit dieser Steuerschleife die Differenz zwischen einem Maß des imaginären Teils der Impedanz oder Admittanz des Resonanznetzwerks und dem Steuersignal, das als Referenzgröße fungiert, bestimmt wird und der imaginäre Teil der Impedanz oder Admittanz des Blindleistungsnetzwerks mit besagter Differenz geregelt wird.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Ableitungsschaltkreis, um besagtes Maß abzuleiten, und ein Differentialverstärker vorgesehen, auf dessen einen Eingang das Ausgangssignal des Ableitungsschaltkreises gegeben wird und auf dessen anderen Eingang, der als Steuereingang fungiert, das Steuersignal gegeben wird.
  • Im Gegensatz zu dem Verfahren im Fall des bekannten spannungsgesteuerten Oszillators ist es nicht die Phase des Phasenverschiebungsnetzwerkes, die vermittels einer Steuerschleife gemessen und gesteuert wird, sondern bei dieser erfindungsgemäßen Auslegung ist es der Imaginärteil der Impedanz oder Admittanz des Resonanznetzwerks, der vermittels einer im wesentlichen verschieden verwirklichten Steuerschleife mit der Hilfe des Steuersignals oder Referenzgröße gesteuert wird. Dieses Verfahren hat den Vorteil, daß die Beziehung zwischen dem Steuersignal und der Frequenzveränderung in sehr guter Näherung linear gemacht werden kann und die Empfindlichkeit nur von einem Parameter des Resonanznetzwerks abhängt, der während der Herstellung besser kontrolliert werden kann.
  • Die Erfindung wird im folgenden genauer auf der Basis einer exemplarischen Ausführungsform unter bezug auf die Zeichnungen erklärt, bei denen:
  • Fig. 1 ein Beispiel eines durch eine LCR-Reihenschaltung gebildetes Resonanznetzwerk zeigt;
  • Fig. 2 ein Beispiel eines Verstärkers zeigt, der zur Oszillatorschleife gehört und einen negativen reellen Widerstand am Eingang hat, der durch die verbundene Rückkopplung bewirkt wird, mit deren Eingang das Resonanznetzwerk verbunden ist;
  • Fig. 3 eine andere Ausführungsform des in Fig. 2 gezeigten Verstärkers zeigt;
  • Fig. 4 ein Beispiel einer Reihenschaltung eines Reihenresonanznetzwerks und einer regelbaren Blindleistungskomponente zeigt;
  • Fig. 5 eine Ausführungsform des spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der Erfindung zeigt; und
  • Fig. 6 ein Beispiel einer automatischen Verstärkungssteuerungsschleife zur erfindungsgemäßen Verwendung in dem spannungsgesteuerten Oszillator zeigt.
  • Um den erfindungsgemäßen Oszillator zu illustrieren, wird zuerst ein Beispiel für den Fall gegeben, daß das Resonanznetzwerk durch eine LCR-Reihenschaltung gemäß Fig. 1 gebildet wird. In der Oszillatorschleife ist darüber hinaus ein Verstärker A&sub1; enthalten, der mit einer Rückkopplung versehen ist, so daß der Eingang, mit dem das Resonanznetzwerk verbunden ist, einen negativen reellen Widerstand darstellt. Die grundlegende Anordnung eines Oszillators, der ein Reihenresonanznetzwerk aufweist, ist aus der Dissertation "The design of high performance negative feedback oscillators", 1989, Delft University of Technology, von C.A.M. Boon, bekannt und in Fig. 2 gezeigt. Aus Gründen der Einfachheit wird angenommen, daß der Verstärker A&sub1; sich wie ein idealer "Nullor" verhält. Der Eingangswiderstand an dem Resonatoreingang ist dann gegeben durch
  • Ri = - R&sub2;R&sub1;/R&sub3;
  • Indem man einen der Widerstände durch einen nicht-linearen Widerstand ersetzt, wird die begrenzende Wirkung, die für eine stabile Oszillatoramplitude notwendig ist, erreicht. In dem Beispiel wird dies gemäß Fig. 3 durch die Verwendung einer begrenzenden Differentialverstärkeranordnung anstelle von R&sub2; erreicht. Die Spannung, die an den LCR-Resonater Zr angelegt wird, hat jetzt ungefahr Rechteckwellenform und einen Spitze-zu-Spitze-Wert, der gleich IoR&sub3; ist. Als ein Resultat der Filterwirkung des Resonanznetzwerks ist der Strom im besagten Netzwerk praktisch sinusförmig und deswegen die Ausgangsspannung auch. Die Größe der Ausgangsspannung wird im wesentlichen durch den Reihenwiderstand des Schaltkreises und die Größe von R&sub1; bestimmt. Die Barkhausen-Bedingung für Oszillation kann in diesem Fall geschrieben werden als:
  • Im{Zr} = 0,
  • R ≤ Ri,
  • wobei Ri den Kleinsignalwert des Eingangswiderstandes darstellt und Im{Zr} gegeben ist durch:
  • Im{Zr} = (ωL - 1/ωC).
  • Die Oszillatorfrequenz ωo folgt aus der ersten Bedingung als
  • ωo = 1/ [LC.]
  • Die Regulierbarkeit der Frequenz wird in diesem Beispiel in der bekannten Weise dadurch erreicht, daß man eine regulierbare Blindleistungskomponente oder Blindleistungsnetzwerk Zd in Reihe mit dem Resonater Zr gemäß Fig. 4 einbaut. Ein typisches Beispiel einer derartigen Komponente ist eine Kapazitätsvariationsdiode. Wenn die besagte Diode als ein spannungsgesteuerter Kondensator gebildet werden kann, resultiert diese Reihenschaltung in derselben Bedingung für R. Die Bedingung für Im{Zr} führt jedoch jetzt zu (ωL - 1/ωC) = I/ωCd. In anderen Worten muß der Imaginärteil der Resonatorimpedanz, um die erste Barkhausen-Bedingungen zu erfüllen, gleich dem Imaginärteil der Blindleistungsreihenkomponente sein, jedoch ein anderes Vorzeichen haben. Sowohl der Imaginärteil der Resonatorimpedanz und der Imaginärteil der Blindleistungskomponente sind deshalb ein Maß für die Frequenzveränderung.
  • Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform gemäß der Erfindung, die auf diesem Prinzip basiert. Bei diesem Beispiel umfaßt die Oszillatorschleife, was normal ist, ein Resonanznetzwerk Zr, einen Verstärker A&sub1; und ein Blindleistungsnetzwerk Zd. Um einen der zwei besagten Imaginärteile zu messen, nehmen wir vorsorglich in diesem Beispiel an, daß der Strom durch die Reihenschaltung des Resonators und des Blindleitungsnetzwerkes konstant ist. Wenn wir den Strom als i = sin(ωt) setzen, kann die Spannung am Resonator Zr geschrieben werden als Ur = Zr sin(ωt + φ).
  • Indem man die Spannung oder den Strom in dem Phasenschieber P einer Phasenverschiebung um π/2 unterwirft und dann die beiden Größen miteinander in dem Ableitungsschaltkreis B multipliziert, erhalten wir eine Größe y&sub1;, die gegeben ist durch
  • y&sub1; = ² Zr sin(ωt+φ) (cosωt) =
  • = ² Zr [sin(2ωt+φ + sinφ] =
  • Die Frequenzkomponente in 2ω kann durch einen Tiefpaßfilter F entfernt werden, wobei ein Signal der folgenden Formel übrigbleibt.
  • y&sub2; = ² Zr sinφ= ² Im{Zr}
  • Da i als konstant angenommen wurde, ist y&sub2; deshalb ein Maß des imaginären Teils der Resonatorimpedanz Zr.
  • In einem Differentialverstärker A&sub2; wird die Differenz zwischen dem Wert y&sub2; und dem externen Steuersignal des Oszillators oder Referenzgröße Xref anschließend verstärkt. Es wird darauf hingewiesen, daß y&sub2; und die Referenzgröße entweder die Dimension einer Spannung oder eines Stroms haben können, was von der Auslegung des Verstärkers, des Mulitplikators und des Tiefpaßfilters abhängt. Das Ausgangssignal y&sub3; des Verstärkers wird verwendet, um den Wert einer oder mehrerer Blindleistungskomponenten in dem Blindleistungsnetzwerk Zd zu beeinflussen. Wenn der Verstärkungswert ausreichend groß ist, nähert sich die Differenz zwischen y&sub2; und dem Referenzwert Null für ein endliches Ausgangssignal des Verstärkers (Steuersignal der Blindleistungskomponente) an.
  • Aus dem obigen wird klar, daß, wenn die Regel- bzw. Kontrollschleife gemäß der Erfindung benutzt wird, der Imaginärteil der Resonatorimpedanz genau bestimmt wird durch die Referenzgröße gemäß
  • Im{Zr} = Xref/ ².
  • Wenn Xref Null gesetzt wird, wird auch Im{Zr} gleich Null und die Oszillatorfrequenz ist genau gleich der Resonanzfrequenz des Resonators. Im vorliegenden Beispiel bedeutet dies, daß die Kapazität der gesteuerten Blindleistungskomponente unendlich groß werden müßte. Dies ist natürlich eine praxisferne Situation. Indem man jedoch eine Selbstinduktivität in Reihe mit besagter Komponente in diesem Beispiel einbaut, kann der Imaginärteil der Blindleistungsimpedanz in der Tat auf Null geregelt werden. Die einzige Bedingung, um dies zu erreichen, ist, daß der Verstärker noch in seinem normalen Aktivitätsbereich arbeitet mit dem notwendigen Wert der Blindleistungskomponente. Die Ungenauigkeit, Nichtlinearität und Temperaturabhängigkeit der Blindleistungskomponente in dem steuerbaren Blindleistungsnetzwerk spielen in diesem Fall überhaupt keine Rolle.
  • Der Imaginärteil der Resonatorimpedanz ist direkt proportional zur Größe Xref als Resultat der erfindungsgemäßen Verwendung der Steuerschleife. Mit einer genau bekannten Beziehung zwischen dem besagten lmaginärteil und der Frequenz ist es deshalb möglich, einen genauen VCO zu realisieren. Wenn der Resonator gemäß diesem Beispiel verwendet wird, ist die Beziehung zwischen der Frequenz und dem Imaginärteil gegeben durch
  • Im{Zr} = (ωL - 1/ωC).
  • In der Nähe der Resonanzfrequenz ωr = 1/ [LC] ist die Ableitung des Imaginärteils bezüglich ω gegeben durch
  • Wenn der Wert von L bei dem Reproduktionsprozeß gut gesteuert werden kann, ist die Empfindlichkeit des VCO in der Umgebung von ωr auch bekannt. Für eine Frequenzveränderung, die nicht zu groß gegenüber ωr ist, ist die Beziehung zwischen dem Imaginärteil und ω zusätzlich in guter Näherung linear. Dies bedeutet, daß die Beziehung zwischen Xref und ω auch linear ist und daß man, ohne daß man Kompensationsnetzwerke benutzen muß, beispielsweise eine lineare Frequenzmodulation mit einem kleinen Frequenzhub erreichen kann. Obwohl die Verwendung einer Nichtlinearitätskompensation notwendig ist, um eine Linearität bei einem größeren Hub aufrechtzuerhalten, hat die erfindunsgemäße Steuerschleife in diesem Fall den Vorteil, daß die Art der Nichtlineantät, die kompensiert werden muß, genau bekannt ist. Die genau bekannte Beziehung zwischen Xref und der Oszillatorfrequenz bietet darüber hinaus die Möglichkeit, die Veränderung der Oszillatorfrequenz mit der Temperatur genau zu kompensieren. Zu diesem Zweck muß nur die Veränderung der Resonanzfrequenz des Resonanznetzwerks mit der Temperatur bekannt sein. Um eine Kompensation zu erreichen, wird Xref aus einem Signal abgeleitet, das mit der Hilfe eines Temperatursensors via einem passend gewählten Netzwerks abgeleitet wird. Auf diese Weise wird ein genauer TC(X)O erzeugt. Es ist offensichtlich, daß die Temperaturkompensation in Verbindung mit der früher erwähnten Frequenzmodulation benutzt werden kann.
  • Das oben gegebene Beispiel ist nur als Illustration der erfindungsgemaßen Steuerschleife gedacht. Die Steuerschleife ist jedoch in keiner Weise auf die spezifischen Ausführungsformen der verschiedenen grundlegenden Funktionen, die in dem Beispiel verwendet werden, beschränkt, wie z.B. das Reihenresonanznetzwerk, das Blindleistungsnetzwerk, die Verstärkeranordnung etc. Alle Reihenund Parallelresonanznetzwerke und auch Resonatoren, die als solche ausgelegt werden können, können als Ausgangspunkt für die Auslegung eines erfindungsgemäßen Oszillators dienen. Aufgrund der Dualität in dem Fall der Parallelresonanznetzwerke wird es klar, daß der Imaginärteil der Admittanz gesteuert werden muß, um ein und denselben Effekt wie in einem Reihenresonanznetzwerk zu erhalten und daß, wo Spannung oder Strom in dem Fall eines Reihenresonanznetzwerks erwähnt sind, dieselben Betrachtungen für Strom bzw. Spannung in Parallelresonanznetzwerken gelten. Charakteristisch für die Erfindung ist in jedem Fall die Tatsache, daß der Imaginärteil der Resonatorimpedanz oder -admittanz durch die Regelung des Imaginärteils der Impedanz oder Admittanz eines Blindleistungsnetzwerks in der Oszillatorschleife vermittels einer Steuerschleife gesteuert wird, und daß in der Steuerschleife die Differenz zwischen dem externen Steuersignal oder Referenzgröße und einem Maß des Imaginärteils der Resonatorimpedanz (oder-admittanz) oder der Impedanz (oder Admittanz) des Blindleistungsnetzwerkes verstärkt wird, um das Steuersignal für das Blindleistungsnetzwerk zu bilden.
  • Um die Erfindung weiter klarzustellen, werden mögliche Ausführungsformen der spezifischen grundlegenden Funktionen und mögliche zusätzlich benötigte Vorkehrungen im folgenden behandelt.
  • In der Ausführungsform von Fig. 5 war der Ausgangspunkt ein Reihen-LRC- Resonanznetzwerk Zr und ein steuerbares Blindleistungsnetzwerk Zd, das als verlustfrei angenommen wird. In diesem Fall wird der Realteil der Reihenimpedanz beider Netzwerke vollständig und ausschließlich durch den Reihenwiderstand R des Resonanznetzwerks bestimmt. Um ein Maß für den Imaginärteil der Impedanz eines der zwei Netzwerke zu erhalten, ist eine Bestimmung der Strom/Spannungsbeziehung notwendig. Diese Bestimmung kann, wie im Ableitungsschaltkreis B in Fig. 5, auf verschiedene Weisen ausgeführt werden. In dem Beispiel wurde angenommen, daß der Strom durch die Reihenschaltung der zwei Netzwerke konstant ist. Diese Annahme ist praxisfern. Zusätzlich zu der Multiplikation, die in dem Beispiel verwendet wird, kann auch ein Maß für den Imaginärteil vermittels einer Division einer Spannung und eines Stromes erhalten werden. Dies führt jedoch nicht zu einer Lösung, die tatsächlich einfach zu implementieren ist. Indem man den Strom konstant hält oder, wenn der Imaginärteil einer Admittanz gemessen wird, indem man eine Spannung konstant hält, führt dies in der Tat zu leicht implementierbaren Lösungen. Im allgemeinen wird man jedoch eine andere Vorkehrung treffen müssen, um diese Konstanz zu erhalten. Sowohl Kompensations- als auch Rückkopplungstechniken sind zu diesem Zweck geeignet. Wenn beispielsweise angenommen wird, daß in einem Reihenresonanznetzwerk der Realteil der gesamten Impedanz sich sowohl mit der Frequenz als auch mit der Temperatur ändert und auch nicht genau bekannt ist, ist die Verwendung einer Rückkopplungstechnik die effektivste. Zum Zweck der Verwendung dieser Rückkopplung muß ein genaues Maß Am für den Strom durch das Resonanznetzwerk erhalten werden. Die Differenz zwischen besagtem Maß Am und einer Referenzgröße Vref wird verstärkt und der Strom durch den Resonator wird mit dem verstärkten Signal gesteuert. Wenn die Verstärkung groß genug ist, wird die Differenz zwischen der gemessenen Größe und der Referenzgröße (Am - vref) sehr klein und, wenn die Referenzgröße vref konstant und genau bekannt ist, ist auch der Strom durch den Resonator auch konstant und genau bekannt. Derartige Steuerschleifen, die einen Strom durch eine Impedanz konstant halten, die jedoch natürlich auch verwendet werden können, um die Spannung an der einen Admittanz konstant zu halten, sind in der Praxis bekannt und werden oft als automatische Verstärkungssteuerungen bezeichnet.
  • In dem Beispiel eines oben beschriebenen erfindungsgemäßen Oszillators kann eine derartige Steuerung in einer einfachen Art, wie in Fig. 6 gezeigt, implementiert werden. Beispielsweise am Ausgang des Oszillatorverstärkers A&sub1; ist ein Signal verfügbar, das, wenn R&sub1; ein Präzisionswiderstand ist, ein genaues Maß für den Strom ist. Diese Wechselspannung kann mit Hilfe eines genauen Amplitudendetektors D in eine Gleichspannung umgewandelt werden. Die Differenz zwischen besagter Gleichspannung und einer Referenzspannung Vref wird in einem Verstärker mit großer Verstärkung A&sub3; verstärkt, und die Stromquelle Io des begrenzenden Differentialverstärkers wird durch das Ausgangssignal des besagten Verstärkers A&sub3; gesteuert.
  • In dem Beispiel wird ein Maß des Imaginärteils der Impedanz des Resonanznetzwerks oder der Impedanz des Blindleistungsnetzwerks mit Hilfe eines Multiplikationsschaltkreises erhalten. Dieser Schaltkreis kann sowohl ein sog. Analog- Multiplikator als auch ein sog. Schaltmultiplikator sein. Im ersten Fall ist das Ausgangssignal proportional zu ², wie in dem Beispiel. Im zweiten Fall wird eine Proportionalität zu erhalten. Der Schaltmultiplikator hat den Vorteil, daß das Signal, das auf den Eingang gegeben wird, auf den ein Maß des Stromes Am in dem Beispiel gegeben wird, bezüglich der Amplitude begrenzt werden kann. Dies führt zu einer einfachen Ausführungsform des π/2 Phasenverschiebungsnetzwerks. Wenn die Größe, die zu dem Resonatornetzwerk in Bezug steht, schon begrenzt ist, kann die π/2 Phasenverschiebung durch einen einfachen Integratorschaltkreis erreicht werden. Das Dreieckssignal, das man auf diese Weise als Resultat einer erneuten Begrenzung erhält, kann als Eingangssignal für den Schaltkanal des Schaltmultiplikationsschaltkreises verwendet werden. Die besagten Implementierungsmöglichkeiten machen den Oszillatorschaltkreis erfindungsgemäß insbesondere für monolithische Integration und deshalb für billige Massenproduktion geeignet.

Claims (7)

1. Spannungsgesteuerter Oszillator mit einem Resonanznetzwerk (Zr), einem Verstärker (A&sub1;) und einem Blindleistungsnetzwerk (Zd), die alle in einer Oszillatorschleife enthalten sind, wobei das Elindleistungsnetzwerk (Zd) eine oder mehrere Blindleistungskomponenten aufweist, deren Werte von einem Steuersignal abhängen, das auf einen Steuereingang gegeben wird, so daß die Oszillatorfrequenz mit besagtem Steuersignal reguliert werden kann, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerschleife zwischen dem Resonanznetzwerk (Zr) und dem Blindleistungsnetzwerk (Zd) vorgesehen ist, wobei mit dieser Steuerschleife die Differenz zwischen einem Maß des imaginären Teils der Impedanz oder Admittanz des Resonanznetzwerks und dem Steuersignal, das als Referenzgröße fungiert, bestimmt wird und der imaginäre Teil der Impedanz oder Admittanz des Blindleistungsnetzwerks mit besagter Differenz reguliert wird.
2. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschleife einen Ableitungsschaltkreis zur Ableitung besagten Maßes und einen Differentialverstärker enthält, auf dessen einen Eingang das Ausgangssignal des Ableitungsschaltkreises gegeben wird und auf dessen anderen Eingang, der als Steuereingang fungiert, das Steuersignal gegeben wird.
3. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ableitungsschaltkreis ein Multiplikator mit einem π/2 Phasenschieber ist, der in einer Reihe mit einem Eingang von diesem enthalten ist und mit dem Multiplikator ein Maß, phasenverschoben um π/2, des Stromes durch das, oder der Spannung an dem Resonanznetzwerk mit der Spannung an dem, oder dem Strom durch das besagte Netzwerk multipliziert wird und daß ein Tiefpaßfilter zwischen dem Ausgang des Multiplikators und dem einen Eingang des Differentialverstärkers enthalten ist.
4. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ableitungsschaltkreis ein Multiplikator mit einem π/2 phasenschieber ist, der in einer Reihe mit einem Eingang von diesem enthalten ist und mit dem Multiplikator die Spannung an dem, oder der Strom durch das Resonanznetzwerk, wobei die Spannung oder der Strom um π/2 phasenverschoben ist, mit einem Maß des Stromes durch das, oder der Spannung an dem besagten Netzwerk multipliziert wird und daß ein Tiefpaßfilter zwischen dem Ausgang des Multiplikators und dem einen Eingang des Differentialverstärkers enthalten ist.
5. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß den Ansprüchen 3 und/oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplikator ein Analogmultiplikator ist.
6. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß den Ansprüchen 3 und/oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplikator ein Schaltmultiplikator ist.
7. Spannungsgesteuerter Oszillator gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem das Resonanznetzwerk von einem Reihen- oder Parallelresonanztyp ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine automatische Verstärkungsregelschleife vorgesehen ist, um den Strom durch die Impedanz oder die Spannung an der Admittanz des Resonanznetzwerks konstant zu halten.
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