DE3218363C2 - - Google Patents
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung
zum Steuern eines spannungsabhängigen Oszillators
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Schaltungsanordnungen dieser Art sind beispielsweise
aus der US-PS 41 55 050 bekannt und werden häufig auch
als "Phasen-lock-loop-Schaltungen" bezeichnet.
Bei den in diesen Schaltungsanordnungen eingesetzten
Phasenkomparatoren handelt es sich um digitale Komparatoren,
die zwei getrennte Ausgänge aufweisen, die je
nach Verschiebungsrichtung der Eingangssignale jeweils
entsprechende Impulse abgeben, deren Breiten sich mit
dem Phasenunterschied der Eingangssignale ändern. Bei
Phasengleichheit der aktiven Flanken der zwei zugeführten
Signale sind die Impulsbreiten der Ausgangssignale
theoretisch Null, während bei einer Phasenverschiebung
die Impulsbreite des einen oder anderen Ausgangssignals
je nach Verstimmungsrichtung zunimmt. In
der Praxis bleibt jedoch an den Ausgängen des Phasenkomparators
eine Restimpulsbreite bei einer Phasenverschiebung
zu Null bestehen, welche sicherstellt, daß
jede kleinste Phasenänderung auch eine entsprechende
proportionale Änderung der Impulsbreiten bie den Ausgangssignalen
bewirkt.
Die im Phasenkomparator auf die beschriebene Weise erzeugten
Impulse werden dann in einem aktiven Filter
verglichen, dessen Ausgangssignal den
spannungsabhängigen Oszillator nachstellt. Dieses aktive
Filter besteht aus einem Operationsverstärker mit
Differenzeingängen, die jeweils über einen Koppelwiderstand
mit dem zugeordneten Ausgang des Phasenkomparators
verbunden sind. Zwei jeweils aus einem Widerstand
und einem Kondensator ausgebildete und auf die
Eingänge zurückgeführte Rückkoppelzweige machen das
aktive Filter zu einem Regler mit Proportional-Integral-
Anteil, bei dem die Koppelwiderstände und die
Kondensatoren der Rückkoppelzweige den Integralteil und
die Koppelwiderstände und die Rückkoppelwiderstände den
zur Dämpfung des Regelkreises notwendigen Proportionalteil
bestimmen.
Bei der aus der US-PS 41 55 050 bekannten Schaltung
wird ein aufgrund von Temperatureinflüssen und Schwankungen
der Versorgungsspannung auftretender Phasen-
Offset durch ein Widerstandsnetzwerk kompensiert. Ein
aus der Mindestimpulsbreite der
Ausgangssignale des Phasenkomparators resultierender
Offset kann mit Hilfe dieses Widerstandsnetzwerkes jedoch
nicht kompensiert werden.
Aus der US-PS 40 09 449 ist eine andere Schaltungsanordnung
zur Steuerung eines spannungsabhängigen Oszillators
bekannt, die gleichfalls von einem Referenzoszillator
gespeist wird und einen Phasenkomparator aufweist.
Der Phasenkomparator gemäß dieser Druckschrift
ist als ein NOR-Gatter ausgebildet. Die beiden Ausgänge
des Phasenkomparators sind mit den Eingängen eines
Operationsverstärkers jeweils durch eine Reihenschaltung
einer Diode und eines Widerstandes gekoppelt. Auch
mit Hilfe dieser Kopplungen ist es nicht möglich, einen
Offset zu kompensieren, der aus der Mindestimpulsbreite
der Ausgangssignale des Phasenkomparators resultiert.
Aus Tietze/Schenk, "Halbleiter-Schaltungstechnik",
Springer-Verlag, Berlin, 1974, ist bekannt, einen aus
einem endlichen Eingangswiderstand eines Operationsverstärkers
resultierenden Eingangsstrom sowie eine
bauartbedingte Offset-Spannung des Operationsverstärkers
durch Widerstandsnetzwerke bzw. die Verwendung
einer externen Spannungsquelle zu kompensieren. Auch
die aus dieser Druckschrift bekannten Schaltungsvarianten
vermögen lediglich die spezifischen Offset-
Effekte eines Operationsverstärkers zu kompensieren.
Auch ein zwischen dem Phasenkomparator und dem
spannungsabhängigen Oszillator angeordnetes aktives
Filter kann nicht verhindern, daß das erzeugte Nachstellsignal
Anteile enthält, welche den
spannungsabhängigen Oszillator modulieren. Ursache
hierfür ist die aus der Mindestimpulsbreite der vom
Kompensator generierten Signale resultierende Offset-
Spannung an den Eingängen des aktiven Filters, wobei
unter Offset die Ablage der mittleren Eingangsspannung
von 0 Volt bei einer Phasengleichheit von Referenz und
Ausgangssignal verstanden wird. Diese Offset-Spannung
hat, wenn der spannungsabhängige Oszillator
frequenzmäßig eingefangen ist, am Ausgang des aktiven
Filters eine den spannungsabhängigen Oszillator in
seiner Frequenz modulierende Sägezahnspannung zur Folge,
welche gleichzeitig auch eine sich parabelförmig
ändernde Phasenmodulation bewirkt. Diese nachteilige
Phasenmodulation steigt in ihrem Phasenhub mit dem
Teilungsfaktor einer Frequenzteilung und ist Ursache
dafür, daß diese Schaltungsanordnungen als unbefriedigend
gelten.
Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, bei
einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art
die Phasenmodulation im Ausgangssignal des
spannungsabhängigen Oszillators zu vermindern.
Diese Aufgabe ist mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.
Die erfindungsgemäße Maßnahme führt zu einer Kompensation
der Offset-Spannung am Eingang des aktiven Filters
und beseitigt damit die Ursache für die
Phasenmodulation des spannungsabhängigen Oszillators.
Bei einer geeigneten Dimensionierung des Kondensators,
der Ladewiderstände, der Koppelwiderstände sowie der
Entladewiderstände wird die Aufintegration der während
der Mindestimpulsbreite des Phasenkomparators am Operationsverstärker
anliegenden Steuerspannung durch
eine Aufintegration der aus der Kondensatorentladung
während der restlichen Periodendauer des
Referenzsignals am Operationsverstärker anliegenden
Entladespannung kompensiert. Es tritt hierdurch nur
noch eine geringfügige Modulation der dem
spannungsabhängigen Oszillator zugeführten Spannung
auf.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird vorgeschlagen,
die Ausgänge des Phasenkomparators jeweils
über den Ladewiderstand, die Diode und den Kondensator
zum Bezugspotential (Masse) zu führen und die Verbindungspunkte
der Dioden und Kondensatoren mit dem zugeordneten
Eingang des aktiven Filters über je einen der
Entladewiderstände zu verbinden, die mit dem jeweiligen
Koppelwiderstand die Spannungsteiler bilden.
In den Gleichrichterschaltungen ist es zweckmäßig, die
Ladewiderstände auf kleine Widerstandswerte und die
Entladewiderstände auf große Widerstandswerte zu bemessen,
damit die sich ergebende Zeitkonstante für die
Entladung der Kondensatoren groß gegenüber der Periodendauer
der Vergleichsfrequenz der im Phasenkomparator
zu vergleichenden Signale wird. An den beiden Kondensatoren
der Gleichrichterschaltung entstehen daher
geglättete Gleichspannungen, deren Höhen sich so einstellen,
daß die Differenzen der Eingangsspannungen am
aktiven Filter zur Kompensation der Offset-Spannung
führen.
Die Ausgänge des Phasenkomparators können mit den Ladewiderständen
der Gleichrichterschaltungen auch über
je eine Gatterschaltung verbunden sein, welche bei Umschaltungen
des Teilungsfaktors der Frequenzteiler den
Ladevorgang kurzzeitig unterbricht. Hiermit läßt sich
die sonst bei Umschaltvorgängen auftretende lange Einschwingzeitkonstante
durch Unterbrechung der Kondensatorladungsvorgänge
verkürzen und die Kompensation der
Offset-Spannung mit den zuvor gespeicherten Spannungswerten
der Kondensatoren überbrücken.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines
spannungsabhängigen Oszillators und
Fig. 2 das aktive Filter nach Fig. 1 mit Gattern zur
Unterbrechung des Kondensatorladungsvorganges.
Wie die Darstellung nach Fig. 1 zeigt, besteht die
teilweise als Blockschaltbild abgebildete Schaltungsanordnung
aus einem Referenzoszillator (10), dessen
Ausgangssignal über einen Frequenzteiler (11) einem
Eingang (R) eines digitalen Phasenkomparators (12) zugeführt
ist. Der zweite Eingang (V) des Phasenkomparators
(12) erhält Signale von einem Frequenzteiler (13),
welcher von den Ausgangssignalen eines
spannungsabhängigen Oszillators (14) angesteuert wird.
Die Ausgangssignale der beiden Ausgänge (D, U) des Phasenkomparators
(12) werden in einem aktiven Filter (15)
verglichen, dessen Ausgangssignal den
spannungsabhängigen Oszillator (14) nachstellt.
Das aktive Filter (15) besteht aus einem Operationsverstärker
(20), dessen Ausgang über eine
Reihenschaltung eines Kondensators (21) und eines Widerstandes
auf den invertierenden Eingang (-)
zurückgekoppelt ist. Der nichtinvertierende Eingang (+)
des Operationsverstärkers (20) ist über eine gleichdimensionierte
Reihenschaltung eines Widerstandes (23)
und eines Kondensators (24) mit Masse verbunden. Beide
Eingänge des Operationsverstärkers (20) sind darüber
hinaus über je einen Koppelwiderstand (25) gleicher
Größe mit dem zugeordneten Ausgang (D, U) des Phasenkomparators
(12) verbunden.
Zur Kompensation der Offset-Spannung beim Operationsverstärker
(20) sind die Koppelwiderstände (25) jeweils
durch gleichdimensionierte Gleichrichterschaltungen
überbrückt. Diese Gleichrichterschaltungen bestehen jeweils
aus einem mit dem zugeordneten Ausgang (D, U) des
Phasenkomparators (12) verbundenen Ladewiderstand (30),
einer Diode (31), einem von der Kathode der Diode (31)
nach Masse führenden Kondensator (32) sowie einem vom
Hochpunkt des Kondensators (32) zum jeweiligen Eingang
des Operationsverstärkers (20) führenden Entladewiderstand
(33). Die Entladewiderstände (33) bilden zusammen
mit den jeweiligen Koppelwiderständen (25) zwei Spannungsteiler,
an deren Abgriffen die Eingänge des Operationsverstärkers
(20) liegen. Die Ladewiderstände
(30) sind dabei auf einen kleinen Widerstandswert bemessen,
während die Entladewiderstände (33) auf einen
großen Widerstandswert bemessen sind. Hierdurch wird
die Zeitkonstante für die Entladung der Kondensatoren
(32) groß gegenüber der Periodendauer der Vergleichsfrequenz
der im Phasenkomparator (12) zu vergleichenden
Signale.
Beim Betrieb der Schaltungsanordnung nach Fig. 1
stellt sich an den beiden Kondensatoren (32) eine geglättete
Gleichspannung ein, deren Höhen von der den
Kondensatoren jeweils zugeführten Ladung bzw. der abgeleiteten
Entladung abhängen. Da diese Ladungsmengen
im abgeglichenen Zustand gleich sind, kann für beide
Zweige folgende Beziehung aufgestellt werden:
Hierbei bedeuten Uo die Impulsspannung an einem Ausgang
des Phasenkomparators (12), tR die Dauer eines
Ausgangsimpulses des Phasenkomparators und T die Periodendauer
der Vergleichsfrequenz der im Phasenkomparator
verglichenen Signale. Uc ist die Spannung der
Kondensatoren (32). Die zuvor angegebene Gleichung kann
nach einer Umformung auch wie folgt geschrieben werden:
Aus dieser Gleichung läßt sich entnehmen, daß sich die
Spannung Uc an den Kondensatoren (32) am stärksten
ändert, wenn Uc=Uo/2 oder T/tR=(R₃₃+R₂₅)/R₃₀
wird. Die um den Faktor R₂₅/(R₃₃+R₂₅) geteilte Spannung
Uc der Kondensatoren (32) bewirkt als Differenz
mit den über die Koppelwiderstände (25) zugeführten
Spannungen die Kompensation der Offset-Spannung am
Operationsverstärker (20). Diese Kompensation erfolgt
bis auf einen vernachlässigbaren Rest, der um mehrere
Größenordnungen kleiner ist als die Offset-Spannung
ohne Kompensation. Das Ausgangssignal des
spannungsabhängigen Oszillators (14) ist daher im
wesentlichen frei von Phasenmodulation und erfüllt damit
hinsichtlich der Phasenreinheit sehr hohe Anforderungen.
In der Darstellung nach Fig. 2 ist eine Abwandlung des
aktiven Filters (15) nach Fig. 1 zu sehen, bei der die
Ladewiderstände (30) nicht direkt von den Ausgängen
(D, U) des Phasenkomparators (12), sondern von den Ausgängen
je einer Gatterschaltung (40) angesteuert werden.
Diese Gatterschaltungen (40) liegen jeweils mit
einem ihrer Eingänge an den entsprechenden Ausgängen
(D, U) des Phasenkomparators (12), während ihre zweiten
Eingänge in Abhängigkeit von der Umschaltung der Teilungsfaktoren
der Frequenzteiler kurzzeitig ansteuerbar
sind. Als Gatter können Und-Gatter eingesetzt werden,
welche bei gleichzeitiger Ansteuerung beider Eingänge
den Ausgang einschalten. Es ist daher bei Umschaltvorgängen
der Teilungsfaktoren der Frequenzteiler möglich,
den Ladevorgang der Kondensatoren kurzzeitig zu unterbrechen
und damit sonst auftretende lange Einschwingzeitkonstanten
zu verkürzen. Die Kompensation der
Offset-Spannung am Operationsverstärker (20) wird dann
für den Unterbrechungszeitraum mit den in den Kondensatoren
(32) gespeicherten Spannungswerten fortgesetzt.
Claims (4)
1. Schaltungsanordnung zum Steuern eines
spannungsabhängigen Oszillators mit einem Referenzoszillator,
dessen Ausgangssignal mit dem Ausgangssignal
des spannungsabhängigen Oszillators im
Bereich eines Phasenkomparators zum Erzeugen eines
den spannungsabhängigen Oszillator über ein aktives
Filter nachstellenden Signals verglichen wird, dadurch
gekennzeichnet,
daß ein dem Referenzoszillator (10) nachgeschalteter Frequenzteiler (11) sowie ein zwischen dem spannungsabhängigen Oszillator (14) und dem Phasenkomparator (12) angeordneter Frequenzteiler (13) vorgesehen sind,
daß Koppelwiderstände (25) zwischen zwei Ausgängen (D, U) des Phasenkomparators (12) und zwei Eingängen eines aktiven Filters (15) durch jeweils gleich dimensionierte Gleichrichterschaltungen überbrückt sind, die über Ladewiderstände (30) aufladbare Kondensatoren (32) aufweisen, die sich über mit Abgriffen an den Eingängen des aktiven Filters (15) liegenden Spannungsteilern, die jeweils aus der Reihenschaltung von Widerständen (33, 25) ausgebildet sind, entladen und
daß zwischen den Ladewiderständen (30) und den Kondensatoren (32) jeweils eine Diode (31) angeordnet ist.
daß ein dem Referenzoszillator (10) nachgeschalteter Frequenzteiler (11) sowie ein zwischen dem spannungsabhängigen Oszillator (14) und dem Phasenkomparator (12) angeordneter Frequenzteiler (13) vorgesehen sind,
daß Koppelwiderstände (25) zwischen zwei Ausgängen (D, U) des Phasenkomparators (12) und zwei Eingängen eines aktiven Filters (15) durch jeweils gleich dimensionierte Gleichrichterschaltungen überbrückt sind, die über Ladewiderstände (30) aufladbare Kondensatoren (32) aufweisen, die sich über mit Abgriffen an den Eingängen des aktiven Filters (15) liegenden Spannungsteilern, die jeweils aus der Reihenschaltung von Widerständen (33, 25) ausgebildet sind, entladen und
daß zwischen den Ladewiderständen (30) und den Kondensatoren (32) jeweils eine Diode (31) angeordnet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Ausgänge (D, U) des Phasenkomparators
(12) jeweils über den Ladewiderstand
(30), die Diode (31) und den Kondensator (32) zum
Bezugspotential (Masse) führen und daß die Verbindungspunkte
der Dioden (31) und Kondensatoren (32)
mit dem zugeordneten Eingang des aktiven Filters
(15) über je einen der Entladewiderstände (33)
verbunden sind, die mit den jeweiligen Koppelwiderständen
(25) die Spannungsteiler bilden.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ladewiderstände (30) auf
kleine Widerstandswerte und die Entladewiderstände
(33) auf derart große Widerstandswerte bemessen
sind, daß die sich ergebenden Zeitkonstanten für
die Entladung der Kondensatoren (32) groß gegenüber
der Periodendauer der Vergleichsfrequenz der im
Phasenkomparator (12) zu vergleichenden Signale
ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis
3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (D, U)
des Phasenkomparators (12) mit den Ladewiderständen
(30) der Gleichrichterschaltungen über je eine
Gatterschaltung (40) verbunden sind, welche bei
Umschaltungen des Teilungsfaktors der Frequenzteiler
(11, 13) den Ladungsvorgang der Kondensatoren
(32) kurzzeitig unterbricht.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19823218363 DE3218363A1 (de) | 1982-05-15 | 1982-05-15 | Schaltungsanordnung zur steuerung eines spannungsabhaengigen oszillators |
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Publications (2)
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DE3218363A1 DE3218363A1 (de) | 1983-11-17 |
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Country Status (1)
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Families Citing this family (4)
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1982
- 1982-05-15 DE DE19823218363 patent/DE3218363A1/de active Granted
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