DE68905782T2

DE68905782T2 - Verfahren und anordnung zur adaptiven digitalen loeschung des im fernsprechverbindungen mit zeitvarianten eigenschaften erzeugten echos.

Info

Publication number: DE68905782T2
Application number: DE8989203107T
Authority: DE
Inventors: Giacomo Cannalire; Giacomo Premoli; Roberto Ravasio
Original assignee: Societa Italiana Telecomunicazioni Siemens SpA
Current assignee: Italtel SpA
Priority date: 1988-12-21
Filing date: 1989-12-07
Publication date: 1993-08-26
Anticipated expiration: 2009-12-08
Also published as: IT8823032A0; DE68905782D1; EP0375015A2; ATE87779T1; ES2041980T3; EP0375015A3; EP0375015B1; IT1228106B

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Signalübertragung auf Fernsprechleitungen und besonders auf ein Verfahren und eine Anordung zur adaptiven digitalen Löschung des in Fersprechverbindungen mit Zeitvarianten Eigenschaften erzeugten Echos.
Wie bekannt werden Fernsprechsignale auf Leitungen übertragen, die je nach der Übertragungsrichtung als Einweg- oder Zweiwegleitungen betrachtet werden.
Zweiwegleitungen, auch Zweidrahtleitungen genannt, werden gewöhnlich im Ortsverkehr benutzt, hauptsächlich für die Verbindung zwischen Fernsprechapparaten und dem zugehörigen Vermittlungsamt.
Einwegleitungen, ungeachtet der physikalischen Natur des verwendeten Signalträgers auch Vierdrahtleitungen genannt, werden gewöhnlich für Verbindungen zwischen Vermittlungsämtern verwendet, auch über große Entfernungen. In diesem Fall kann die Verbindung auch Kabel- und/oder Richtfunkverbindungen mit einschließen, sowohl erdgebunden als auch über Satelliten.
Wie bekannt, erfolgt die Kopplung zwischen einer Zweiwegleitung und der entsprechenden Einwegleitung für Senden und Empfang über die sogenannte Gabelschaltung.
Für eine vollständige Verbindung müssen mindestens zwei Gabelschaltungenbvorgesehen werden.Jede übernimmt jeweils die Umsetzung von der Zweidrahtleitung auf die Eindrahtleitung und umgekehrt.
Es ist bekannt, daß die Gabelschaltung vier Ports hat, ein Port ist mit der Zweidrahtleitung verbunden, die das Adernpaar für den Fersprechapparat darstellt, ein zweiter Port ist mit der Einwegsendeleitung verbunden, ein dritter Port mit der Einwegempfangsleitung und ein vierter mit der sogenannten Leitungsnachbildung.
Zum besseren Verständnis der Gabelschaltung wird der spezielle Fall untersucht, wenn für alle im Sprachband enthaltenen Frequenzen die Impedanz an den Forts der Ausgleichspule gleich der Impedanz der an den entsprechenden Ports angeschlossenen Last ist. In diesem Fall wird die am Adernpaar des Fernsprechers anliegende Energie genau zur Hälfte zwischen der Einwegsendeleitung und der Leitungsnachbildung aufgeteilt. Auf gleiche Weise und unabhängig davon wird die an der Einwegempfangsleitung anliegende Energie zur Hälfte zwischen dem Adernpaar des Fernsprechers und der Leitungsnachbildung aufgeteilt, um die gesendeten Signale von den empfangenen zu trennen.
Dies ist jedoch lediglich ein Idealfall. In der Praxis ist die Kopplung zwischen den verschiedenen Forts der Gabelschaltung niemals perfekt und die sich ergebenden Unsymmetrien sind der Grund für die zwischen den Anschlüssen entstehenden Signalreflexionen.
Besonders wird ein Teil des am Empfangsport der Gabelschaltung anliegenden, vom fernen Teilnehmer kommenden Sprachsignals zunächst auf den Sendeport und von dort zum gleichen Teilnehmer zurückübertragen, der, während er noch spricht, hört was er eben gesagt hat, mit einer Verzögerung, die dem Zeitraum entspricht, den das Sprachsignal benötigt, um den Weg von der fernen Gabelschaltung und zurück zu durchlaufen.
Der wiederholte Teil des Sprachsignals ist das Echo des übertragenen Signals und der Übertragungspfad, den das Echo vom Entstehungsort zum Ort des Höhrers zurücklegt, wird "Echopfad" genannt.
Es hat sich herausgestellt, daß der Einfluß eines Echos mit einer Verzögerungsdauer von länger als wenigen zehntel Millisekunden und einer Echokanaldämpfung zwischen 6 dB und 15 dB störend wirkt, wenn keine angemessenen Korrekturschaltungen wie die sogenannten "Echokompensatoren" verwendet werden. Diese Schaltungen werden gewöhnlich in die mit einem internationalen Vermittlungsamt verbundenen Vierdrahtleitungen eingeschaltet und löschen das während des Gesprächs entstehende Echo, in dein sie ein geschätztes Echosignal von dem tatsächlichen Echosignal abziehen.
Schwankungen können ihre Ursache im Echokanal haben, dessen Impulsverhalten eine zeitvariante Funktion wird und die Leistung des Echokompensators deutlich beeinflussen kann.
Diese Erscheinung tritt in FDM-SSB-SC-Systemen mit einem einzelnen physikalischen Übertragungspfad auf, der unter Benutzung von Trägern mit unterschiedlichen Frequenzen in beiden Richtungen sendet.
Die Modulations- und Demodulationsfrequenzen des Trägerfrequenzsystems werden örtlich erzeugt und sind nicht synchron. Das kann bezüglich des Sendesignals eine Frequenzverschiebung aller Spektralkomponenten des Echosignals zur Folge haben.
Diese Erscheinung wird "Phasendrehung" genannt und erzeugt Schwankungen im Echokanal.
In Übereinstimmung mit der internationalen Entwicklung in dieser Materie, wie sie z.B. in der CCITT-Empfehlung 311 festgelegt ist, sollte diese Phasendrehung zwischen den beiden Endpunkten der Verbindung 2 Hz nicht überschreiten. Folglich ist die Obergrenze für die gesamte Phasendrehung auf dem Echopfad 4Hz.
Die beim derzeitigen Stand der Technik bekannten Echokompensatoren benutzen für die obengenannte Abschätzung des Echosignals ein digitales Transversalfilter mit adaptiven Koeffizienten, welches das Impulsverhalten des Echokanals nachahmt.
Die Schwankungen der Filterkoeffizienten werden durch ein Optimierungskriterium definiert und mit einem Adaptionsalgorithmus verwirklicht.
Der Adaptionsalgorithmus stützt sich gewöhnlich auf die Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers oder die Minimierung der Restecholeistung.
Der Adaptionsalgorithmus ist eine iteratives Verfahren, das eine Koeffizientenberechnung durch Addierung eines Korrekturwertes erlaubt, welcher der sequentiellen Kreuzkorrelation zwischen dem betrachteten Koeffizienten und der Echonachbildung propotional ist.
Echokompensatoren unterdrücken das Echo mit Hilfe einer "Mittenbegrenzer" genannten nichtlinearen Schaltung nur dann, wenn das Echo unterhalb einer voreingestellten Schwelle liegt.
Außerdem haben sie eine Auswerteschaltung für Doppelsprechen, die in Gegenwart der Stimme des nahen Sprechers die Aktualisierung der Koeffizienten des Transversalfilters und den Betrieb des Mittenbegrenzers sperrt, sodaß die genannte Stimme nicht unterdrückt wird.
Echokompensatoren nach dem neuesten Stand der Technik mit sehr langen Transversalfiltern haben den schwerwiegenden Nachteil niedriger Konvergenzgeschwindigkeit, wenn sie für eine genaue Echonachbildung ausgelegt werden, und von großer Ungenauigkeit, wenn sie für eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit ausgelegt werden.
Diese Beschränkungen erlauben die Benutzung solcher Echokompensatoren nur in Verbindung mit gleichbleibenden Kenndaten.
In Verbindungen mit Phasendrehungen können sie nicht benutzt werden, da die schnellen Änderungen des zeitvarianten Echosignalspektrums es dem adaptiven Algoritmus wegen dessen Langsamkeit nicht erlauben, sich den richtigen Werten der Filterkoeffzienten schnell genug zu nähern.
Um die Zahl von arithmetischen Schritten für den gewählten Adaptionsalgorithmus zu vermindern und das Problem der Echokompensation in Verbindungen beliebiger Länge mit Phasendrehungen zu lösen, ist in letzter Zeit ein Echokompensator entwickelt worden, der auf einem Verfahren beruht, das in dem Text des unter dem Namen CSELT angemeldeten Europäischen Patentanspruchs Nr.EP-A-0137508 erwähnt wird, Erfinder R.Montagna und L.Nebbia.
Dieser Echokompensator benutzt die Tatsache, daß das Impulsverhalten eines Echokompensators durch eine reine Ausbreitungsverzögerung charakterisiert ist, gefolgt von einer etwa 6 ms breiten Zone, in der das Impulsverhalten sich wesentlich von Null unterscheidet. Deshalb wird die Ausbreitung des Echosignals in Übereinstimmung mit dem oben genannten Verfahren bewertet, sodaß ein kurzes Transversalfilter benutzt werden kann, dessen Koeffizienten nur dem wichtigsten Teil des Impulsverhaltens entsprechen.
Da nur eine begrenzte Zahl von Koeffizienten aktualisiert werden muß, kann dieser Echokompensator die Echoabschätzung schneller durchführen, sodaß er auch in Verbindungen benutzt werden kann, die eine begrenzte Phasendrehungen aufweisen.
Abwohl der oben erwähnte Echokompensator in Verbindungen mit Fhasendrehungen eine bessere Leistung aufweist als frühere Echokompensatoren, ist er doch nicht imstande, eine gute betriebliche Leistung in Gegenwart anhaltender Phasendrehungen aufrechtzuerhalten, z.B. in der Größenordnung von 4 Hz.
Die vorliegende Erfindung stellt sich deshalb die Aufgabe, die oben genannten Hindernisse zu überwinden und ein Verfahren zur Kompensation von Echos in Fernsprechverbindung mit Phasendrehung anzugeben.
Das betreffende Verfahren schätzt die Ausbreitungsverzögerung des Echosignals, um eine Simulation des Impulsverhaltens des Echokanals zu ermöglichen, die jedoch nur auf den wichtigeren Teil anzuwenden ist.
Die genannte Simulation wird von einem aktiven Rekursivfilter mit anpassungsfähigen Koeffizienten durchgeführt und erlaubt eine sichere Abschätzung des Echosignals, indem es in geeigneter Weise verzögerte Abtastwerte des vom fernen Teilnehmer kommenden Sprachsignals sowie Abtastwerte des Echosignals zu den Eingängen des Filters weiterleitet.
Das geschätzte Echo wird dann zur Löschung der störenden Höreffekte vom tatsächlichen Echo abgezogen.
Der Algorithmus zur Anpassung der Filterkoeffizienten stützt sich auf ein Minimierungskriterium für den mittleren quadratischen Fehler der Restecholeistung. Dieser Algorithmus wird auf eine neuartige Weise angewendet, die "Dezimierung des quadratischen Fehlers" genannt wird. Grundzätzlich wird eine Iterationsfrequenz für die Berechnung des quadratischen Fehlers verwendet, die gleich der Abtastfrequenz des am Filtereingang anstehenden Digitalsignals ist, geteilt durch einen Dezimierungsfaktor, der im folgenden mit dem Symbol M bezeichnet wird.
Der Echokanal hat eine Tranferfunktion, die Pole und Nullen enthält. Deshalb müßte für die Simulation mit einem Transversalfilter, dessen Transferfunktion nur Nullen enthält, die Zahl der Filterkoeffizienten erheblich gesteigert werden, ohne jemals eine sehr genaue Schätzung zu erhalten. Die Benutzung eines Rekursivfilters, dessen Transferfunktion Nullen und Pole enthält, macht es möglich, die Transferfunktion des Echokanals sehr genau abzuschätzen.
Der neuentwickelte Adaptionsalgorithmus hat eine höhere Konvergenzgeschwindigkeit als der Algorithmus der in konventionellen Echokompensatoren üblichen Gradientenmethode. Folglich arbeitet ein mit dem neuentwickelten Algorithmus aufgebauter Echokompensator mit guten Resultaten, auch wenn Phasendrehungen von 4 Hz vorliegen.
Die Dezimierung des quadratischen Fehlers erlaubt es, die Zahl der für jeden Berechnungszyklus des Adaptionsalgorithmus erforderlichen arithmetischen Schritte zu vermindern, sodaß mehr Echos kompensiert werden und die Ausnutzung der speziellen Mikroprozessoren für digitale Signalaufbereitung optimiert wird.
Um die oben genannten Resultate zu erhalten, stellt sich die vorliegende Erfindung die Aufgabe, ein Verfahren und eine Anordung zur adaptiven digitalen Löschung des in Fernsprechverbindungen mit zeitvarianten Eigenschaften erzeugten Echos anzugeben, wie sie in den Ansprüchen 1 und 8 definiert sind.
Andere Zwecke und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden an Hand der nachfolgenden Beschreibung eines Durchführungsbeispiels und von Zeichnungen in der Anlage erklärt, die aber nur zur Erklärung und nicht begrenzend angegeben werden:
BILD 1 zeigt ein Blockschaltbild für die Funktion des Echokpompensators, Gegenstand der vorliegenden Erfindung,
BILD 2 zeigt eine Einzelheit des in der Zeichnung mit CAC bezeichneten Blocks,
BILDER 3, 4 und 5 sind Flußdiagramme für das Programm des in BILD 1 gezeigten Echokompensators.
In BILD 1 sieht man den Echokompensator CANC, Gegenstand der vorliegenden Erfindung, mit Standort nahe bei einem internationalen Vermittlungsamt RTI, in Serienschaltung mit einer Vierdrahtleitung, die das genannte Vermittlungsaint mit einem nationalen Vermittlungsamt RTN verbindet.
Die Vierdrahtleitung L4 ist über das Vermittlungsamt RTN mit der Gabelschaltung HIB verbunden, die ihrerseits über eine Zweidrahtleitung L2 mit dem Fernsprecher TEL verbunden ist.
Der Echokompensator CANC hat die vier Anschlüsse Rin, Rout, Sin und Sout mit der folgenden Bedeutung.
Der Anschluß Rin ist der Eingang für das Signal x(t), das die Stimme des nahen Teilnehmers darstellt.
Der Anschluß Rout ist der Ausgang für das genannte Signal x(t).
Der Anschluß Sin ist der Eingang für das Signal d(t), das entweder die Stimme des nahen Teilnehmers oder das Echo des Signals x(t), oder beide überlagert darstellt.
Der Anschluß Sout ist der Ausgang eines Signals e'(t), das entweder die Stimme des nahen Teilnehmers oder, wie weiter unten besser erklärt wird, ein Restecho des Signals x(t) darstellt.
Im betrachteten Fall sind alle angegebenen Signale Digitalsignale, die Zeitvariante (t) ist deshalb eine diskrete Variable mit einem Inkrement von 125 us, wobei jedes Inkrement gleich der Periode P der Abtastfrequenz der Signale x(t) und d(t) ist.
Die Anschlüsse Rin und Sout des Echokompensators CANC sind mit dem internationalen Vermittlungsamt RTI verbunden.
In die Verbindung zwischen dem CANC-Anschluß Rout und der Empfangsseite der Leitung L4 (des Vermittlungsamtes RTN) ist das Dämpfungsglied ATT eingeschaltet. Der Anschluß Rout ist ebenfalls mit einem Eingang der Auswertungsblocks RDC für Doppelsprechen verbunden.
Der Anschluß Sin ist mit dem Eingang des Blocks RDC und mit der Sendeseite von Leitung 4 verbunden (siehe Vermittlungsamt RTN).
Wenn der Block RDC auf der Leitung L4 das gleichzeitige Vorhandensein eines Sprachsignals von beiden Teilnehmern feststellt, erzeugt er das Signal INT, das den Echokompensator CANC abschaltet und das Dämpfungsglied ATT einschaltet.
Der Echokompensator CANC kann seiner Funktion nach in die folgenden Blöcke aufgeteilt werden: (a) ein rekursives Digitalfilter FTR mit adaptiven Koeffizienten, welches das Signal (t) als Schätzung des Echos d(t) erzeugt, (b) einen Block CAC, der die adaptiven Koeffizienten des Filters FTR unter Benutzung eines geeigneten Adaptionsalgorithmus berechnet, (c) einen Block SOT, der das geschätzte Echo von dem wirklichen Echo abzieht, (d) einen Block RIT, der die Ausbreitungsverzögerung d(t) des Echos berechnet, wobei mit Ausbreitungsverzögerung die Gesamtverzögerung zwischen dem Signal x(t) am Ausgang Rout des Echkompensators und dem Signal d(t) am Ausgang Sin gemeint ist, (e) einen Block CNL, "Mittenbegrenzer" genannt, der in Übereinstimmung mit bekannten Verfahren als ein Spezialfall des Echokompensators betrachtet werden kann.
Das vom Vermittlungsamt RTI kommende Sprachsignal x(t) erreicht den Anschluß Rin und von dort den ersten Eingang der Blöcke RIT, CAC, FTR und CNL.
Das vom Vermittlungsamt RTN kommende Sprachsignal d(t) erreicht den Anschluß Sin und von dort einen ersten Eingang des in den Bildern mit dem Symbol (+) bezeichneten Blocks SOT, sowie einen zweiten Eingang des Blöcke RIT, FTR und CAC.
Am Ausgang des Blocks FTR steht das abgeschätzte Echosignal (t) an, das den zweiten Eingang des in den Bildern mit (-) bezeichneten Blocks SOT erreicht.
Am Ausgang des Blockes SOT steht das Fehlersignal e(t) an, das einen zweiten Eingang des Blockes CNL und einen dritten Eingang des Blockes CAC erreicht.
An einem dritten Eingang des vom Ausgang des Blocks CAC kommenden Blocks FTR steht eine Vielzahl von Signalen an, die im Bild mit dem Vektorsymbol N(t) bezeichnet sind. Die genannte Vielzahl von Signalen schließt die adaptiven Koeffizienten des Filters FTR ein, wobei N deren Anzahl darstellt.
Das vom Ausgang des Blocks RDC kommende Signal INT erreicht den dritten Eingang des Blocks CNL und den vierten Eingang des Blocks CAC.
Das vom Ausgang des Blocks CNL kommende Signal e'(t) erreicht den dritten Eingang des Blocks RIT und den Anschluß Sout von CANC. An den beiden Ausgängen des Blocks RIT stehen die beiden mit INDX und INIB bezeichneten Signale an. Das Signal INIB wird zum fünften Eingang des Blocks CAC weitergeleitet. Das Signal INDX, das die Ausbreitungsverzögerung enthält, ausgedrückt als Anzahl von Intervallen der Länge 125 us, wird an einen sechsten Eingang des Blocks CAC und an einen vierten Eingang des Blockes FTR weitergeleitet.
Zur Erklärung der Wirkungsweise wird zur Vereinfachung zunächst angenommen, daß es sich um die Stimme eines einzelnen Sprechers am fernen Ende handelt und daß der Echokompensator bereits seine Betriebsbedingungen erreicht hat. Danach werden die anderen Fälle untersucht. Im erwähnten Fall ist das Signal INT nicht vorhanden und das Dämpfungsglied ATT läßt das Signal x(t) ungehindert zum Vermittlungsamt RTN gelangen, von wo es zur Gabelschaltung HIB und dem Fernsprecher TEL weitergeleitet wird.
Wie oben erwähnt, reflektiert die Gabelschaltung HIB einen Teil des Signals x(t) über die Leitung L4 zum Vermittlungsamt RTN. Der erwähnte Teil des Signals erreicht den Anschluß Sin des Echokompensators CANC und wird in den Bildern mit Echosignal d(t) bezeichnet.
Das Filter FTR führt die Schätzung (t) des Echos d(t) durch und leitet dieses an das Subtrahierglied SOT weiter, welches seinerseits das Echo von dem wirklichen Echo d(t) abzieht, wodurch das Fehlersignal e(t) = d(t) - (t) ensteht, auch "Restecho" genannt.
Der Block CNL ist eine Schaltung zur Löschung des Restechos, die die Abtastwerte e(t) des Restechos mit einem Schwellenwert vergleicht, der vom Signalpegel x(t) abhängig ist. Wenn der Vergleich zeigt, daß e(t) den obengenannten Teil von x(t) überschreitet, durchläuft das Signal e(t) ungehindert den Block CNL und erreicht den Anschluß Sout des Echkompensators; andernfalls wird es vollständig gelöscht.
Bei dem im Echokompensator benutzten Filter FTR, dem Gegenstand der vorliegenden Erfindung, handelt es sich um rekursives Filter mit adaptiven Koeffizienten, dessen Transferfunktion Pole und Nullen besitzt. Das genannte Filter enthält außerdem eine bekannte Verzögerungsschaltung, welche die Sprachabtastwerte x(t) für die Zeitdauer t' = t - INDX verzögert.
Das genannte Filter ist nach dem letzten Stand der Digitalfiltertechnik aufgebaut und hat zwei Filterabschnitte, die jeweils Vorwärtsprädiktor und Rückwärtsprädiktor genannt werden und beide adaptive Koeffizienten aufweisen, die vom Block CAC berechnet werden. Der adaptive Algorithmus wird in der genauen Beschreibung der Wirkungsweise des Blockes CAC vollständig erklärt (Bild 2).
Das Schätzungssignal (t) erhält man durch einen Faltungsprozess zwischen dem Impulsverhalten des Filters FTR und den Eingängen x(t) und d(t), ausgedrückt in der Formel:
wo ak die Anzahl N&sub1; des Vorwärtsprädiktors bezeichnet, bk die Anzahl N&sub2; adaptiver Koeffizienten des Rückwärtsprädiktors, x(t'-k) die verzögerten Sprachabtastwerte des Sprechers am fernen Ende und d(t-k) die Abtastwerte des wirklichen Echos.
In dem als Beispiel beschriebenen Echokompensator wurde ein FTR-Filter zehnter Ordnung benutzt, folglich sind die beiden Nummern N&sub1; und N&sub2; gleich 10.
Die Abschätzung des Echosignals (t) kann in gedrängter Form mit den Vektorsymbolen:
(t) = NT(t) N(t) (2)
ausgedrückt werden, wobei NT(t) den transponierten Vektor der adaptiven Koeffizienten ak und bk darstellt, N = N&sub1; + N&sub2;, T den wählbaren Transpositionsoperator und N(t) den Vektor, der die Gesamtheit der Abtastwerte x(t'-k) und d(t-k) ausdrückt, auch als Eingangssignalvektor des adaptiven Echokompensators bekannt. Der erwähnte Vektor wird von der im Filter FTR enthaltenen Verzögerungsschaltung berechnet.
Die Vektoren N(t) und N(t) werden wie folgt ausgedrückt:
Die obige Diskussion zeigt ganz klar, daß das Echo am Ausgang des Echkompensators auch in Gegenwart von Phasendrehungen tatsächlich gelöscht wird, wenn dem Filter FTR eine gute Schätzung des Echos d(t) zugeht, wodurch das Auftreten seiner störenden Wirkung beim Sprecher am fernen Ende verhindert wird.
Im folgenden werden nun die anderen Betriebsfälle des Echokompensators behandelt.
Wenn die Stimme des Sprechers am fernen Ende gegenwärtig ist, der Echokompensator sich aber in der anfänglichen Übergangsphase befindet, wird die Ausbreitungsverzögerung des tatsächlichen Echosignals d(t) nur von dem Block RIT berechnet.
Die Berechnung erfolgt mit einem Verfahren, das eine Korrelation zwischen den Sprachabtastwerten x(t) des Sprechers am fernen Ende und den tatsächlichen Echoabtastwerten d(t) herstellt. Der erwähnte Korrelationsprozess entscheidet, wo der Funkt höchster Ähnlichleit zwischen diesen beiden Signalen liegt und stellt auf diese Weise die Ausbreitungsverzögerung fest.
Während des Berechnungsvorgangs geht das Signal INIB zum Block CAC, wodurch der Vektor der adaptiven Koeffizienten N(t) auf Null gestzt wird; andererseits würde in dieser Phase der Berechnungsalgorithmus eine längere Konvergenzzeit benötigen.
Wenn die Berechnung beendet ist, schaltet der Block RIT das Signal INIB ab und sendet das Signal INDX zum Block CAC.
Außerdem hält der Block RIT bei Nennbetrieb das Restecho e'(t) am Ausgang des Mittenbegrenzers CNL unter ständiger Kontrolle. Falls eine gewisse voreingestellte Schwelle überschritten wird, erfolgt eine Neuberechnung der Ausbreitungsverzögerung.
Im folgenden wird nun der Fall behandelt, wenn die Stimme des fernen Sprechers und/oder die Stimme des nahen Sprechers auftritt. Dieser Zustand wird von dem Block RDC ausgewertet, der durch ständigen Vergleich zwischen den beiden Signalen x(t) und d(t) diese unter ständiger Kontrolle hält.
Wenn man annimmt, daß die Gabelschaltung HIB das Echosignal um mindestens 6 dB dämpft, dann bedeutet eine Pegeldifferenz von weniger als 6 dB zwischen den Signale x(t) und d(t) das Auftreten entweder der Stimmen des fernen und nahen Sprechers gleichzeitig oder der Stimme des nahen Sprechers allein auf Leitung L4. Da das vom Block CAC benutzte Signal e(t) grundsätzlich nur aus der Stimme des nahen Sprechers bestehen würde, wird unter diesen Bedingungen das Signal INT aktiviert, wodurch die Koeffizienten ak und bK auf Null gehen und die Unterdrückung des Restechos abgeschaltet wird, sodaß eine Unterbrechung des genannten Sprechers vermieden werden kann.
Bild 2, wo die gleichen Signale von Bild 1 mit den gleichen Symbolen bezeichnet werden, zeigt den Block CAC, der die adaptiven Koeffizienten des Filters FTR in Bild 1 berechnet. Dieses Filter besteht aus dem Block VET, der einen Vektor N(t) berechnet, der mit dem von dem Filter FTR berechneten Eingangsvektor identisch ist, dem Block MAI, der eine mit (τ-M) bezeichnete Matrix berechnet, die im folgenden inverse Autokorrelationsmatrix des Vektors N(t) genannt wird (die Bedeutung der Zeitvariablen τ wird weiter unten erklärt), dem Block VGK, der einen Vektor N(t) berechnet, im folgenden Kalman-Verstärkungsvektor genannt, und schließlich ACF, der den Vektor der Koeffizienten N(t) berechnet.
Die Signale x(t), d(t) und INDX erreichen die gleiche Anzahl Eingänge im Block VET, der für die Ausgabe des Vektors N(t) die Abtastwerte von x(t) mit Bezug auf die Abtastwerte von d(t) um einige mit INDX bezeichnete Ferioden verzögert. Dieser Vektor erreicht den ersten Eingang der Blöcke VGK und MAI.
Die oben erwähnten Bemerkungen machen es klar, daß die Funktion der im Filter FTR enthaltenen Verzögerungsschaltung tatsächlich von dem Block VET übernommen werden kann.
Der Ausgang des Blocks VGK gibt den Vektor N(t) ab, der einen ersten Eingang des Blockes ACF und einen zweiten Eingang des Blockes MAI erreicht. Der Ausgang des Blockes MAI gibt die Matrix (τ-M) ab, die den zweiten Eingang des Blockes VGK erreicht.
Das Signal (e) erreicht eine ersten Eingang des Blockes ACF, dessen Ausgang den Koeffizientenvektor N(t) abgibt. Das Signal INIB erreicht sowohl einen zweiten Eingang des Blockes ACF, wodurch der Koeffizientenvektor auf Null gesetzt wird, als auch einen dritten Eingang des Blockes MAI, wodurch die Matrix (τ-M) initialisiert wird.
Das Signal INT erreicht einen Eingang aller zum Block CAC gehörenden Blöcke und sperrt deren Funktion.
Der Adaptierungsalgorithmus des Koeffizienten wurde auf innovative Weise aus einem bekannten Algorithmus entwickelt, wie z.B. dem konventionellen Kalman-Algorithmus. Eine eingehende Beschreibung von Kalman wird als Beispiel auf den Seiten 413-417 des bei 'International Student Editions' erschienenen Buches "Digital Communication" von John G. Proakis beschrieben.
Das Optimieringskriterium für die Koeffizienten, auf das sich der Kalman-Algorithmus stützt, bedeutet Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers oder der Leistung des Restechos e(t).
Der Kalman-Algorithmus hat eine verkürzte Konvergenzzeit, etwa gleich N x P, wobei N die Anzahl adaptiver Koeffizienten und P die Periode der Abtastfrequenz für die Signale x(t) und d(t) ist.
Auf der anderen Seite bedeutet die Koeffizientenanpassung eine erhebliche Komplexität der Berechnungsvorganges und deshalb längere Bearbeitungszeiten.
Um dieses Hindernis zu überwinden, wurde das obengenannte innovative Kriterium 'Dezimierung des mittleren quadratischen Fehlers' in die Berechnung der adaptiven Koeffizienten eingeführt.
Mit Bezug auf die obenerwähnten Bemerkungen aktualisieren die Blöcke VGK, MAI und ACF ihre Ausgänge bei jeder Iteration. Der Block VET jedoch aktualisiert den Vektor N(t) bei jeder Abtastperiode P, da eine Dezimierung des quadratischen Fehlers und nicht des vom Teilnehmer kommenden Sprachsignals vorgenommen wird.
Die Dezimierung bringt den Vorteil, daß ein erheblicher Teil der für den Kalman-Algorithmus durchzuführenden arithmetischen Rechenvorgänge um den Faktor M reduziert wird, wodurch die Schaltungen zur Durchführung erheblich vereinfacht werden können. Gleichzeitig wird die Konvergenzgeschwindigkeit des Kalman-Algorithmus um einen Faktor M vermindert, aber dieses Hindernis wird dadurch ausgeglichen, daß die Konvergenzgeschwindigkeit sehr hoch ist.
Der gewählte Wert M = 3 ermöglicht die Kompensation einer Phasendrehung von 4 Hz und den Aufbau mehrerer Echokompensatoren mit einem einzelnen, auf die Verarbeitung von Digitalsignalen spezialisierten Mikroprozessor.
Der durch &epsi;(t) dargestellte dezimierte mittlere quadratische Fehler wird wie folgt ausgedrückt:
wobei das Symbol IN [...] den gesamten Teil t/M bedeutet, M ist ein Faktor für die Dezimierung und den Anstieg der diskretisierten Zeitvariablen n, τ = MxIN [t/M], λ ist ein Ausschwingfaktor zwischen 0 und 1, der es erlaubt, den schnellen zeitlichen Veränderungen der Echokanalcharakteristik zu folgen. Für t = 6 und M = 3 haben wir z.B.:
&epsi;(6) = λ&sup6;e²(0) + λ³e²(3) + λ&sup0;e²(6)
Minimierung des dezimierten mittleren quadratischen Fehlers &epsi;(t) wird dadurch erreicht, daß die partiellen Ableitungen der adaptiven Koeffizienten N gleich Null gesetzt werden. Dieser Vorgang führt auf ein lineares System welches, unter Vernachlässigung aller an sich bekannten mathematischen Schritte, durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird, die auch als Wiener-Hopf-Gleichung bekannt ist:
NN(t) N(t) = N(t) (5)
wobei N(t) einen Vektor der adaptiven Koeffizienten ak und bk, NN(t) die folgende Autokorrelationsmatrix des Eingansvektors N(t) darstellt:
wobei N(t) einen Kreuzkorrelationsfaktor zwischen dem Eingangssignal N(t) und dem wirklichen Echosignal d(t) darstellt. Der Vektor αN(t) wird wie folgt ausgedrückt:
Die Lösung der Gleichung (5) ist wie folgt:
N(t) = (t) N(t) (8)
wobei (t) der inverse Autokerrelationsvektor des Eingangs N(t) ist, welcher sich der Eigenschaft erfreut, zur Hauptdiagonalen symmetrisch zu sein.
Der Algorithmus sucht iterativ eine Lösung der Gleichung (5), wodurch vermieden wird, bei jedem vom Block CAC empfangenen neuen Block mit M Abtastwerten von N(t) das ganze System der durch (8) ausgedrückten N Gleichungen lösen zu müssen.
Das setzt eine Kenntnis der Lösung von Gleichung (8) zum Zeitpunkt τ-M voraus und von dort wird die folgende, von Block ACF berechnete Lösung zum Zeitpunkt t abgeleitet:
N(t) = N(τ-M) + N(τ) e(τ) (9)
Der Ausdruck N(τ) ist ein N-dimensionaler Vektor, der Kalman- Verstärkungsvektor genannt wird und wie folgt definiert ist:
wobei (τ-M) die inverse Autokorrelationsmatrix des Eingangsvektors N(τ-M) darstellt, rekursiv unter Benutzung der folgenden Ausdrucks berechnet:
Um die Kongruenz des gesamten in (9), (10) und (11) ausgedrückten iterativen Verfahrens sicherzustellen, wird sowohl der adaptive Koeffizientenvektor als auch die Autokorrelationsmatrix durch Nullsetzung aller ihrer Elemente in nichtbegrenzender Form initialisiert, mit Ausnahme der Elemente der Hautdiagonalen, der ein sehr kleiner Wert zugeschrieben wird, um die Nichtsingularität der Matrix sicherzustellen. Wie aus (9) hervorgeht, erhält man den gegenwärtigen Wert der Koeffizienten, indem man zu dem Wert, den diese zu einem gewissen früheren Zeitpunkt hatten, den gegenwärtigen Wert (t) addiert, wobei ein Korrekturschritt durch N(τ) und e(τ) definiert ist.
Bilder 3,4 und 5 sind Flußdiagramme für die Verfahrensschritte eines für digitale Signalverarbeitung spezialisierten Mikroprozessors und werden zum Aufbau des Echokompensators benutzt der Gegegenstand der vorliegenden Erfindung ist.
In Phase 0 (Bild 3) werden die Schritte zur Initialisierung der Lese- und Schreibspeicher und einiger Register des Mikroprozessors durchgeführt, wie z.B. des Zählers für die Dezimierungen des quadratischen Fehlers. In Phase 1 führt die Einheit dann die Synchronisierung durch.
In Phase 2 wird der Block RIT von Bild 1 zur Berechnung der Ausbreitungsverzögerung des tatsächlichen Echos d(t) aufgebaut. In dieser Phase, deren Dauer von der obengenannten Verzögerung abhängt, wird der Vektor der adaptiven Koeffizienten auf Null gesetzt.
In den Phasen 3 und 4 werden die Verfahren für die Abgabe der Abtastwerte e'(t) und die Annahme der Abtastwerte x(t) und d(t) durchgeführt. In Phase 5 erfolgt die Umsetzung der in Übereinstimmung mit der Regel A in komprimierten PCM8-Bits codierten Signale x(t) und d(t) in linear codierte 13-Bit-Signale. Dieser Vorgang wird mit Hilfe einer in einem Festspeicher des Mikroprozessors enthaltenen Umsetzungstabelle durchgeführt. Die Umsetzung benutzt das PCM-Signal, um das im Speicher enthaltene lineare Signal zu adressieren.
In der Auswertungsphase 6 aktiviert die Einheit die in Bild 1 gezeigte Auswerteschaltung RDC für Doppelsprechen. Besonders in Fhase 6 vergleicht die Einheit die beiden Signale x(t) und d(t) und stellt den Doppelsprechzustand fest, wie in der ausführlichen Beschreibung für den Block RDC beschrieben ist. Wenn dieser Zustand festgestellt wird, schaltet die Einheit in Phase 7 auf der Empfangsseite, Block ATT in Bild 1, ein Dämpfungsglied von 6 dB ein, sperrt in Phase 8 die Unterdrückung des Restechos e'(t), stellt den adaptiven Koeffizientenvektor auf Null und kehrt zur Datenausgabe der Phase 3 zurück. Wenn ein Doppelsprechzustand nicht festgestellt wird, so bedeutet das, daß nur die Stimme des fernen Sprechers vorhanden ist und in diesem Fall aktiviert die Einheit die nachfolgenden Phasen.
In Phase 9 aktualisiert die Einheit den Vektor N(t) der Abtastwerte am Eingang, Formel (3), unterdrückt die Abtastwerte x(t'-N&sub1;) und d(t-N&sub2;), verschiebt die verbleibenden Abtastwerte um eine Position und fügt den Abtastwert x(t'-1) am Kopf der N&sub1; Abtastwerte des fernen Sprechers, sowie den Abtastwert d(t-1) am Kopf der N&sub2; auszuwertenden Abtastwerte der tatsächlichen Echos ein.
In Phase 10 aktiviert der Mikroprozessor das rekursive Konvolutenfilter FTR von Bild 1, um die Echoabschätzung (t) nach Formel (2) zu erhalten.
In Phase 11 (Bild 4) berechnet die Einheit das Restecho oder Fehlersignal e(t) aus der Differenz zwischen dem tatsächlichen Echo d(t) und dem geschätzten Echo (t), Block SOT in Bild 1.
Durch Auswertung der Phasen 12 und 13 aktiviert die Einheit den Mittenbegrenzer CNL in Bild 1. Besonders in der Phase 12 vergleicht die Einheit das Signal e(t) mit einer geeigneten Schwelle, die von dem Signal x(t) abhängt. Ist e(t) niedriger als die genannte Schwelle, wird in Phase 13 die Unterdrückung des Restechos vorgenommen. Anderenfalls geht das Programm direkt von Phase 12 auf Phase 14 über und übergeht Phase 13, sodaß das Signal e(t) ungehindert zum Ausgang des Echokompensators gelangen kann.
In Phase 14 läuft eine andere Funktion des Blockes RIT von Bild 1 ab: Überwachung des vom Echokompensator kommenden Signals e'(t). Wenn ein geeigneter Bruchteil des Signals x(t) einen niedrigeren Wert hat als die Abtastwerte von e'(t), springt die Schaltung auf die Phase 0 zurück, wodurch die Einheit initialisiert und die Ausbreitungsverzögerung erneut berechnet wird, da diese sich mit aller Wahrscheinlichkeit stark verändert hat. Wenn der vorhergehende Zustand sich nicht einstellt, geht das Program auf Phase 15 über.
Man muß bedenken, daß wegen der Komplexität des Berechnungsverfahrens die Berechnung des N-dimensionalen Kalman-Verstärkungsvektors, sowie die Aktualisierung der inversen Korrelationsmatrix der Ordnung N x N und die Aktualisierung des N-dimensionalen adaptiven Koeffizientenvektors jeweils nur bei Iterationen stattfindet, die M = 3 aufeinanderfolgende Abtastintervalle von 125 us Dauer in den Impulsrahmen 0, 1 und 2 aufweisen.
Die oben genannten, vom Programm in den Phasen 17 bis einschließlich 24 durchgeführten Berechnungen werden zu gleichen Teilen auf die drei Impulsrahmen aufgeteilt. Am Ende der Verarbeitung eines Standardrahmens kehrt das Programm zyklisch zu der Phase 3 zurück (Bild 3).
Phasen 15 und 16 (Bild 4) prüfen den Inhalt des Dezimationszählers, um festzustellen, bis zu welcher Phase das Programm fortgeschritten ist.
Im Impulsrahmen O der i-ten Iteration erhöht der Mikroprozessor den Wert des Dezimierungszählers, Phase 17 (Bild 5), sodaß der nachfolgende Arbeitsrahmen zum Rahmen 1 der gleichen Iteration wird und in der Phase 18 des aktuellen Impulsrahmens fortfährt, den Kalman-Verstärkungsvektor zu berechnen, sodaß 70 % der erforderlichen arithmetischen Schritte durchgeführt werden.
In Rahmen 1 der i-ten Iteration erhöht der Mikroprozessor den Wert des Dezimierungszählers, Phase 19, sodaß der nachfolgende Arbeitsrahmen zum Rahmen 2 der gleichen Iteration wird und in der Phase 20 des aktuellen Impulsrahmens fortfährt, den Kalman-Verstärkungsvektor zu berechnen. In der nachfolgenden Phase 21 des genannten Impulsrahmens aktualisiert die Einheit zum Teil die inverse Autokorrelationsmatrix, sodaß 40 % des arithmetischen Schritte durchgeführt werden.
Im letzten Impulsrahmen der i-ten Iteration initialisiert der Mikroprozessor den Dezimierungszähler, Phase 22, sodaß der nachfolgende Arbeitsrahmen zum Impulsrahmen 0 der (i + 1)-ten Iteration wird. Danach wird in Phase 23 des aktuellen Impulsrahmens die Aktualisierung der inversen Autokorrelationsmatrix vervollständigt. In der nachfolgenden Phase 24 des genannten Impulsrahmens berechnet die Einheit unter Benutzung der Formel (9) einen neuen Wert für die Elemente der adaptiven Koeffizientenfilter. Danach ersetzt sie die alten Werte durch neue Werte.
Aus der gegebenen Beschreibung werden die Vorteile des Verfahrens und der Anordung zur adaptiven digitalen Löschung des in Fernsprechverbindungen mit zeitvarianten Eigenschaften erzeugten Echos klar, die Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind.
Besonders ist die Tatsache zu erwähnen, daß der mit dem genannten Verfahren aufgebaute Echokompensator das Echosignal mit Hilfe eines rekursiven Digitalfilters mit adaptiven Koeffizienten abschätzt, die im Vergleich mit konventionellen Echokompensatoren den doppelten Vorteil einer genaueren Abschätzung und einer kleineren Zahl zu aktualisierender Koeffizienten mit sich bringen.
Der entwickelte Anpassungsalgorithmus hat eine höhere Konvergenzgeschwindigkeit im Vergleich zu dem in konventionellen Echokompensatoren verwendeten Gradientenalgorithmus, sodaß der Echokompensator der vorliegenden Erfindung auch in Gegenwart einer Phasendrehung von 4 Hz seine gute Leistung beibehalten kann.
Außerdem erlaubt die 'Dezimierung des quadratischen Fehlers' bei der Berechnung der adaptiven Koeffizienten eine Vereinfachung der Schaltung und macht es möglich, mehrere Echokompensatoren mit einem einzigen auf Signalverarbeitung spezialisierten Mikroprozessor zu verwirklichen.

Claims

1. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos, das in Telefonverbindungen mit sich zeitlich schnell ändernden Charakteristiken erzeugt wird, und mit welcher die anfängliche Ausbreitungsverzögerung zwischen den Abtastwerten eines vom Sprecher am fernen Ende kommenden Signals x(t) und denen eines durch Reflexion des erwähnten Signals x(t) hervorgerufenen Echosignals d(t) geschätzt wird, wobei t die diskrete Zeitvariante darstellt, und mit welcher eine geeignete adaptive Filterung des erwähnten Echosignals d(t) und des erwähnten Signals x(t) vorgenommen wird, wobei die Abtastwerte des Signals x(t) um den Wert der anfänglichen Ausbreitungsverzögerung verzögert sind, und die erwähnte Filterung die Abtastwerte (t) eines Schätzungssignals für das Echosignal d(t) produziert, die anschließend von dem mit Echo verseuchten Signal abgezogen werden, wodurch ein Restecho e(t) entsteht, dadurch gekennzeichnet,

daß die erwähnte digitale Filterung eine rekursive Filterung mit adaptiven Koeffizienten darstellt, die die erwähnten geschätzten Abtastwerte (t) des Echos durch Multiplikation mit dem Vektor N(t) erzeugt, der die erwähnten adaptiven Koeffizienten, den die Größe des Vektors angebenden Normalindex N und den Eingangsvektor N(t) enthält, der seinerseits sowohl die verzögerten Abtastwerte des Signals x(t), als auch die Abtastwerte des Echosignals d(t) enthält;

daß der erwähnte Vektor des Koeffizienten N(t) iterativ auf den letzten Stand gebracht wird, wobei bei jeder Iteration zum Wert der vorhergehenden Iteration das Produkt des erwähnten Restechosignals e(t) addiert wird, multipliziert mit dem aus dem Minimierungskriterium für die Leistung des erwähnten Restechosignals e(t) resultierenden gegenwärtigen Wert des Verstärkungsvektors N(t), wobei der erwähnte Verstärkungsvektor die Koeffizienten anpaßt, und

daß jede Iteration über eine vorher festgesetze Anzahl M> 1 von Perioden der Abtastfrequenz der Digitalsignale x(t) und d(t) durchgefürt wird.

2. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Koeffizientenvektor N(t) eine Anzahl N&sub1; adaptiver Koeffizienten beinhaltet, die zu einer ersten, in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Gruppe (ak) gehören, sowie eine Anzahl N&sub2; adaptiver Koeffizienten, die zu einer zweiten, in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Gruppe (bk) gehören, wobei der erwähnte Eingangsvektor N(t) die Anzahl N der erwähnten, in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Abtastwerte des durch die erwähnte anfängliche Ausbreitungsverzögerung (INDX) verzögerten Signals x(t) enthält, sowie die Anzahl N&sub2; der in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Abtastwerte des Echosignals d(t).

3. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit jedem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte anfängliche Ausbreitungsverzögerung des Echosignals d(t) sofort beim Einschalten des Echokompensators berechnet wird und danach nur dann neu berechnet wird, wenn der Pegel des erwähnten Restechosignals e(t) eine geeignet eingestellte Schwelle überschreitet.

4. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit jedem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Anfangswert des erwähnten Verstärkungsvektors N(t) mit dem folgenden Ausdruck (10) berechnet wird:

wobei die Zeichen IN [...] den gesamten Ausdruck t/M, τ = M x N[t/M], λ einen Ausschwingfaktor zwischen 0 und 1, und NN-1 (τ-M) eine inverse Autokorrelationsmatrix des erwähnten Eingangsvektors N(τ-M) darstellen, mit T als Transpositionsoperator.

5. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit jedem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der aktuelle Wert der erwähnten inversen Autokorrelationsmatrix NN-1(t) rekursiv mit der folgenden Formel (11) berechnet wird:

6. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit einem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Zahl N&sub1; der zu der erwähnten ersten Gruppe gehörenden adaptiven Koeffizienten (ak) gleich 10 ist, und daß die erwähnte Zahl N&sub2; der zu der erwähnten zweiten Gruppe gehörenden adaptiven Koeffizienten (bk) gleich 10 ist.

7. Methode zur adaptiven digitalen Kompensation des Echos in Übereinstimmung mit jedem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Zahl M von Perioden der Abtastfrequenz der Digitalsignale x(t) und d(t) in einer Iteration für die Berechnung des erwähnten Koeffizientenvektors N(t) gleich 3 ist.

8. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos, das in Telefonverbindungen mit sich zeitlich schnell ändernden Charakteristiken erzeugt wird, bestehend

(a) aus einem ersten Block (RIT) in welchem die anfängliche Ausbreitungsverzögerung zwischen den Abtastwerten eines vom Sprecher am fernen Ende kommenden Signals x(t) und denen eines durch Reflexion des Signals x(t) hervorgerufenen Echosignals d(t) geschätzt wird, wobei t die diskrete Zeitvariante darstellt und

(b) einem adaptiven Filter (FTR), an dessen Eingang x(t) die Abtastwerte des erwähnten Echosignals d(t) und die Abtastwerte des erwähnten Signals x(t) anliegen, verzögert um den Wert der anfänglichen Ausbreitungsverzögerung, und an dessen Ausgang die Abtastwerte (t) eines Schätzungssignals für das Echosignal d(t) verfügbar sind; und

(c) einem Subtrahierer (SOT), der die erwähnten Abtastwerte (t) von denen des erwähnten Echosignals d(t) abzieht, wodurch ein Restechosignal e(t) entsteht, dadurch gekennzeichnet,

daß das erwähnte digitale Filter (FTR) ein rekursives Filter mit einer ersten Gruppe (ak) und einer zweiten Gruppe (bk) adaptiver Koeffizienten darstellt und die erwähnten geschätzten Abtastwerte (t) des erwähnten Echosignals d(t) rekursiv durch Multiplikation mit dem Vektor N(t) berechnet, der die erwähnten Gruppen von adaptiven Koeffizienten (ak, bk), den die Größe des Vektors angebenden Normalindex N und den Eingangsvektor N(t) des Digitalfilters (FTR) enthält, das seinerseits die Abtastwerte des Echosignals d(t) und die erwähnten Sprachabtastwerte des Sprechers am fernen Ende enthält;

daß das Gerät einen zweiten Block (ACF) enthält, der den erwähnte Koeffizientenvektor N(t) iterativ auf den letzten Stand bringt, wobei bei jeder Iteration zum Wert der vorhergehenden Iteration das Produkt aus dem erwähnten Restechosignal e(t) und dem aus dem Minimierungskriterium für die Leistung des erwähnten Restechosignals e(t) resultierenden Verstärkungsvektor N(t) addiert wird, wobei der erwähnte Verstärkungsvektor die Koeffizienten anpaßt, und

daß der erwähnte zweite Block (ACF) eine Iteration zur Aktualisierung des adaptiven Koeffizientenvektors N(t) über eine vorher festgesetze Anzahl Perioden M> 1 der Abtastfrequenz der Digitalsignale x(t) und d(t) durchführt.

9. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte zweite Block (ACF) den erwähnten Koeffizientenvektor N(t) so organisiert, daß er eine Anzahl N&sub1; adaptiver Koeffizienten beinhaltet, die zu einer ersten, in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Gruppe (ak) gehören, sowie eine Anzahl N&sub2; adaptiver Koeffizienten, die zu einer zweiten, in abfallender zeitlicher Reihenfolge angeordeneten Gruppe (bk) gehören.

10. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit den oben angegebenen Ansprüchen 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß diese einen dritten Block (VET) enthält, der den erwähnten Eingangsvektor N(t) des Digitalfilters (FTR) berechnet, an dessen Eingang die Abtastwerte des erwähnten Echosignals d(t) anliegen, wobei die Abtastwerte des erwähnten Signals x(t) von einem Sprecher am fernen Ende stammen, sowie ein Signal INDX anliegt, das von dem erwähnten Block (RIT) stammt, der die Ausbreitungsverzögerung des Echos d(t) abschätzt und an dessen Ausgang der erwähnte Vektor N(t) anliegt, der nach Verzögerung mit dem Wert der erwähnten, mit INDX bezeichneten anfänglichen Ausbreitungsverzögerung, die erwähnte Anzahl N&sub1; von Abtastwerten des Signals x(t) in abfallender zeitlicher Reihenfolge, sowie die erwähnte Anzahl N&sub2; von Abtastwerten des Echosignals d(t) in abfallender zeitlicher Reihenfolge enthält.

11. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit den oben angegebenen Ansprüchen 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß diese einen vierten Block (CNL) enthält, der den Pegel des erwähnten Restechos e(t) steuert und, wenn der erwähnte Pegel eine entsprechend eingestellte Schwelle überschreitet, einen Befehl zu dem erwähnten Block (RIT) aussendet, der die anfängliche Ausbreitungsverzögerung (INDX) des Echsignals d(t) neu berechnet.

12. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit irgendeinem der oben angegebenen Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß diese einen fünften Block (VGK) enthält, der am Eingang den erwähnten Eingangsvektor N(t) empfängt, sowie eine in der vorhergehenden Iteration bewertete inverse Autokorrelationsmatrix NN-1(τ-M) des erwähnten Vektors N(t), und den aktuellen Wert des erwähnten Verstärkungsvektors N(t) mit dem folgenden Ausdruck (10) berechnet:

wobei die Zeichen IN [...] den gesamten Ausdruck t/M, τ = M x IN[t/M], λ einen Ausschwingfaktor zwischen 0 und 1, und NT(τ) den transponierten Vektor von N(t) bedeuten.

13. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit irgendeinem der oben angegebenen Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß diese einen sechsten Block (MAI) enthält, der am Eingang den erwähnten Eingangsvektor N(t) und den Verstärkungsvektor N(t) empfängt, und am Ausgang die erwähnte inverse Autokorrelationsmatrix NN-1(t-M) zur Verfügung stellt, deren aktueller Wert rekursiv unter Benutzung des folgenden Ausdrucks (11) berechnet wird:

14. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit einem der oben angegebenen Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Anzahl N&sub1; der zur ersten Gruppe gehörenden adaptiven Koeffizienten (ak) gleich 10 ist und die erwähnte Anzahl N&sub2; der zur zweiten Gruppe gehörenden adaptiven Koeffizienten (bk) gleich 10 ist.

15. Schaltung zur adaptiven digitalen Kompensation eines Echos in Übereinstimmung mit einem der oben angegebenen Ansprüche 8 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Anzahl M von Perioden der in einer Iteration der Berechnung des Vektors N(t) enthaltenen Abtastfreqeunz der Digitalsignale x(t) und d(t) gleich 3 ist.