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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Augenmustermessung
eines digitalen Signals.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich außerdem auf ein Verfahren zur
Steuerung der Augenbreite im Augenmuster eines digitalen Signals,
einen Augenmonitor zur Messung der Augenbreite im Augenmuster eines
digitalen Signals sowie einen Empfänger zum Empfang eines digitalen
Signals.
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In
Kommunikationssystemen nach dem derzeitigen Stand der Technik werden
die binär
codierten Informationen von einem Sender an einen oder mehrere Empfänger übertragen,
wobei ein Übertragungsmedium üblicherweise
ein Kupferkabel, freien Raum und eine Glasfaser umfasst. Ein allgemeines Ziel
des genannten digitalen Kommunikationssystems besteht in der Minimierung
der Bitfehlerrate.
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Um
dieses Ziel zu erreichen, umfassen digitale Signalempfänger einen
so genannten Augenmonitor, mit dem eine Messung der Qualität des Übertragungskanals
durchgeführt
werden kann. Insbesondere erfasst der genannte Augenmonitor eine
vertikale Augenöffnung,
die Informationen über
Rauschüberlagerungen,
Jitter und andere Nebeneffekte übermittelt,
die die Form des digitalen Signals beeinträchtigen. Innerhalb des optischen Übertragungssystems werden
zusätzliche
Fehler in der Signalform durch Polarisierungsmodus-Dispersion (PMD),
Farbverzerrung und Ähnliches
verursacht.
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Solche
Augenmonitoren nach dem aktuellen Stand der Technik sind bekannt
aus ELLEMEYER, T., LANGMANN, U., WEDDING, B. und PÖHLMANN, W.: „A 10-Gb/s
Eye-Opening Monitor IC for Decision-Guided adaption of the Frequency
Response of an Optical Receiver",
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Band 35, Nr. 12, Dezember 2000,
sowie aus
US-A-4 272 845 (FIUMANI FRANCESCO),
9. Juni 1981.
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Es
ist Gegenstand der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Augenmustermessung
eines digitalen Signals vorzuschlagen, das eine verbesserte Bewertung
der Signalqualität
ermöglicht.
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Es
ist zudem Gegenstand der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten
Augenmonitor und einen Empfänger
mit einem verbesserten Augenmonitor vorzuschlagen.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung werden diese Gegenstände
durch die Messung der Augenbreite des genannten Augenmusters erreicht.
Es wurde herausgefunden, dass die Überwachung der genannten Augenbreite,
die einer horizontalen Öffnung
des genannten Augenmusters entspricht, die allgemeine Qualität von Analysen
eines digitalen Signals verbessert.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird das genannte Verfahren durch die folgenden Schritte
gekennzeichnet:
- – Erfassung einer ersten Phasendifferenz-Information
entsprechend einer ersten Phasendifferenz zwischen dem genannten
digitalen Signal und einem Taktsignal, das dem genannten digitalen
Signal zugeordnet ist,
- – Erfassung
einer zweiten Phasendifferenz-Information entsprechend einer zweiten
Phasendifferenz zwischen dem genannten digitalen Signal und dem
genannten Taktsignal,
- – Erfassung
der genannten Augenbreite basierend auf der genannten ersten Phasendifferenz-Information
und der genannten zweiten Phasendifferenz-Information.
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Da
in digitalen Kommunikationssystemen der Bedarf zur Synchronisierung
zwischen dem digitalen Signal, das binär codierte Daten darstellt,
und dem Taktsignal besteht, das eine Zeitbasis für die Schaltungsverarbeitung
des genannten digitalen Signals bietet, umfasst die Bewertung der
Signalqualität des
genannten digitalen Signals die Überwachung der
Phasendifferenz zwischen dem genannten digitalen Signal und dem
genannten Taktsignal.
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In
digitalen Übertragungssystemen
nach dem derzeitigen Stand der Technik, z.B. in einem Empfänger, wird
das genannte Taktsignal durch die Analyse des genannten Datensignals
generiert. Eine hohe oder schnell variierende Phasendifferenz zwischen
dem genannten digitalen Signal und dem genannten Taktsignal kann
zu einer Erhöhung
der Bitfehlerrate führen,
da das digitale Signal im Empfänger
zu einem falschen Zeitpunkt abgetastet wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird dies durch eine exakte Bewertung der Augenbreite auf die zuvor
beschriebene Weise vermieden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die genannte erste Phasendifferenz zwischen dem genannten
digitalen Signal und einer ansteigenden Flanke des genannten Taktsignals
gemessen, wobei die genannte ansteigende Flanke dem Start des Bittaktes
entspricht, und es wird eine zweite Phasendifferenz zwischen dem
genannten digitalen Signal und einer abfallenden Flanke des genannten
Taktsignals gemessen, wobei die abfallende Flanke dem Ende des genannten
Bittaktes entspricht. Eine solche Messung ist sehr einfach, weil
sie beispielsweise durch die ansteigende/abfallende Flanke des Taktsignals ausgelöst werden
kann.
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Ein
sehr fortschrittliches Verfahren, das insbesondere in digitalen
Systemen mit sehr hohen Bitraten von Vorteil ist, bietet folgende
Merkmale:
- – Integration
der genannten Phasendifferenz-Information von N aufeinander folgenden
Bits des genannten digitalen Signals in einem ersten Berechnungszyklus,
um eine erste Phasendifferenz-Spannung zu erhalten, und, nach dem
genannten ersten Berechnungszyklus,
- – Integration
der genannten zweiten Phasendifferenz-Information von N weiteren, aufeinander
folgenden Bits des genannten digitalen Signals in einem zweiten
Berechnungszyklus, um eine zweite Phasendifferenz-Spannung zu erhalten.
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Obwohl
es möglich
ist, den exakten Wert einer Phasendifferenz zu erhalten, ist es
häufig
ausreichend, das Vorzeichen der Phasendifferenz zu überwachen,
d.h. ob das digitale Signal dem Taktsignal vorausgeht oder umgekehrt.
Auf diese Variante wird in der weiteren Beschreibung ohne Einschränkung des
Umfangs der vorliegenden Erfindung Bezug genommen.
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Genauer
gesagt kann die genannten Phasendifferenz-Information durch einen
binären
Wert dargestellt werden, wobei z.B. ein Wert von „Null" einen Status bezeichnet,
in dem das digitale Signal dem Taktsignal vorausgeht und wobei ein
Wert von „eins" einen Status bezeichnet,
in dem das Taktsignal dem digitalen Signal vorausgeht.
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Wenn
das digitale Signal dem Taktsignal während des genannten ersten
Berechnungszyklus vorausgeht, bedeutet dies, dass dies als Ergebnis der
genannten Integration „Null" ergibt, was einer daraus
resultierenden ersten Phasendifferenz-Spannung von 0 Volt entspricht.
Wenn jedoch das Taktsignal während
des genannten ersten Berechnungszyklus immer dem digitalen Signal
vorausgeht, ergibt sich N als Ergebnis der genannten Integration,
was einer daraus resultierenden ersten Phasendifferenz-Spannung
von U_M Volt entspricht. Wenn daher die durchschnittliche Phasenspannung über Null
beträgt,
ergibt die genannte Integration während des genannten ersten
Berechnungszyklus N/2, was einer Phasendifferenz-Spannung von U_M/2
Volt entspricht.
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Die
genannte zweite Phasendifferenz-Spannung wird auf die gleiche Weise
ermittelt wie die genannte erste Phasendifferenz-Spannung. Daher ist es möglich, die
genannte erste Phasendifferenz-Spannung
und die genannte zweite Phasendifferenz-Spannung mit einer einzigen
Vorrichtung zur Phasenerfassung zu ermitteln. In diesem Fall kann es
erforderlich sein, in Abhängigkeit
von der Auslösebedingung
für die
Messung der Phasendifferenz, das genannte Taktsignal zyklisch nach
jeweils N Bit umzukehren, um die korrekte Auslösebedingung, z.B. zur Ermittlung
der genannten zweiten Phasendifferenz-Spannung zu schaffen. Die
genannte Integration wird vorzugsweise von einer RC-Schaltung durchgeführt, die
für den
typischen Frequenzbereich des digitalen Signals bis zu 100 GHz einfach
zu implementieren ist.
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Simulationen
zeigen, dass die Anzahl N groß genug
gewählt
werden kann, um die Möglichkeit
zu bieten, dass Mikro-Controller nach dem gegenwärtigen Stand der Technik die
erste und die zweite Phasendifferenz-Spannung nach dem entsprechenden Berechnungszyklus
ermitteln, d.h. eine weitere Verarbeitung der genannten ersten Phasendifferenz-Spannung
und der genannten zweiten Phasendifferenz-Spannung kann mit Standardkomponenten einfach
durchgeführt
werden.
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Daneben
kann die Anzahl an N aufeinander folgenden, verarbeiteten Bits während des
Betriebs eines digitalen Übertragungssystems
geändert
werden.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausführungsvariante
der vorliegenden Erfindung wird eine Augenbreiten-Spannung basierend
auf der genannten ersten Phasendifferenz-Spannung und auf der genannten
zweiten Phasendifferenz-Spannung ermittelt, insbesondere auf der
Basis einer Differenz zwischen der genannten ersten Phasendifferenz-Spannung und der
genannten zweiten Phasendifferenz-Spannung, wobei die genannte Augenbreiten-Spannung
der genannten Augenbreite des genannten Augenmusters entspricht.
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Das
Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung ist nicht auf die optische Übertragung von digitalen Signalen
beschränkt.
In digitalen Übertragungssystemen
auf Kabel- oder Funkbasis kann dieses Verfahren ebenfalls zur Ermittlung
der Augenbreite eingesetzt werden.
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Gemäß einer
weiteren, äußerst vorteilhaften Ausführungsvariante
der vorliegenden Erfindung werden die genannte erste Phasendifferenz-Information
und/oder die genannte zweite Phasendifferenz-Information steuerbar
verzögert,
vorzugsweise um ein Vielfaches des genannten Bittaktes. Die steuerbare
Verzögerung
ermöglicht
die Kompensierung der Zeitverzögerung
zwischen den ersten N aufeinander folgenden Bits und den zweiten
N aufeinander folgenden Bits. Dies kann wünschenswert sein, wenn die
Verarbeitung der genannten ersten und der genannten zweiten Phasendifferenz-Information gleichzeitig
erfolgt.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausführungsvariante
der vorliegenden Erfindung werden die genannte erste Phasendifferenz-Information und/oder
die genannte zweite Phasendifferenz-Information und/oder eine Bitwert-Information,
die vorzugsweise durch ein Verknüpfungsglied
ermittelt wird, und/oder ein Auswahlsignal für die Phasendifferenz-Information
kombiniert, vorzugsweise mit Hilfe eines Schaltnetzes gemäß einem
vordefinierten Schema, und dabei ist ein Ausgang des genannten Schaltnetzes
in den genannten ersten und/oder zweiten Berechnungszyklus integriert.
Das Schaltnetz steuert beispielsweise die Anzahl N an aufeinander folgenden
Bits, die in jedem der genannten beiden Berechnungszyklen analysiert
werden sollen.
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Eine
weitere Lösung
für den
Gegenstand der vorliegenden Erfindung besteht in einem Verfahren zur
Steuerung der Augenbreite eines Augenmusters eines digitalen Signals,
das ein Verfahren zur genannten Augenmustermessung gemäß der Erfindung
umfasst und einen Schritt zur Anpassung einer Phase des genannten
Taktsignals beinhaltet, wobei die genannte Anpassung der genannten
Phase des genannten Taktsignals von der genannten Augenbreite abhängig ist.
Durch die Anpassung der Phase des Taktsignals ist es möglich, die
Augenbreite zu beeinflussen, d.h. die Augenbreite kann beispielsweise in
Abhängigkeit
von der Phasenanpassung maximiert werden. Dieses resultiert wiederum
in einer niedrigeren Bitfehlerrate.
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Eine äußerst vorteilhafte
Ausführungsvariante
der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die
genannte Augenbreite durch Berechnungsvorrichtungen zur Steuerung
der Phasenanpassungs-Vorrichtungen,
vorzugsweise elektronischer Phasenanpassungs-Vorrichtungen, für die genannte Phasenanpassung
genutzt wird, was eine sehr flexible Möglichkeit z.B. zur Minimierung
der Bitfehlerrate bietet. Es ist auch möglich, die Werte für die Augenbreite
innerhalb des genannten Computers über einen vordefinierten Zeitraum
zu speichern, um Informationen über
die Übertragungsqualität des digitalen
Signals zu sammeln.
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Eine
weitere, sehr vorteilhafte Ausführungsvariante
der vorliegenden Erfindung verwendet die genannte Augenbreite zur
Steuerung der Vorrichtungen zur Übertragungssteuerung,
wie z.B. Vorrichtungen zur Dämpfung
der Polarisationsmodus-Dispersion (PMD) und Ähnliches, die die elektrischen und/oder
optischen Eigenschaften einer elektrisch/optischen Übertragungsleitung
steuerbar beeinflussen, die zur Übertragung
des genannten digitalen Signals eingesetzt werden, um die negativen Einflüsse, die
das digitale Signal während
der Übertragung
beeinträchtigen,
zu reduzieren bzw. zu kompensieren.
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Eine
weitere, raffinierte Variante des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung
ist dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitjitter-Informationen des genannten
digitalen Signals mit Hilfe folgender Mittel abgeleitet werden:
- – Analyse
der Beziehung zwischen der genannten Augenbreite und einer Phasendifferenz
zwischen dem genannten Taktsignal und dem genannten digitalen Signal,
und
- – Ermittlung
der Zeitjitter-Informationen von einem Gradienten der genannten
Augenbreite in Bezug auf die genannte Phasendifferenz und/oder die genannte
Augenbreite.
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Die
Phasendifferenz kann schrittweise geändert werden, indem beispielsweise
die vorgenannten Mittel zur Phasenanpassung eingesetzt werden, wobei
die Augenbreite in jedem Schritt gemessen wird. Bei einem bestimmten,
optimalen Wert für
die Phasendifferenz wird eine maximale Augenbreite erfasst. Der
Gradient der genannten Augenbreite als Funktion der genannten Phasendifferenz
enthält
Informationen über
den Zeitjitter.
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Eine
weitere Lösung
für den
Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird durch einen Augenmonitor
zur Ermittlung der Augenbreite eines Augenmusters eines digitalen
Signals dargestellt. Gemäß der Erfindung
umfasst der Augenmonitor:
- – Mittel zur Phasenerfassung
zur Ermittlung einer ersten Phasendifferenz-Information und einer zweiten
Phasendifferenz-Information zwischen dem genannten digitalen Signal
und einem Taktsignal, das dem genannten digitalen Signal zugeordnet
ist,
- – Integrationsvorrichtungen
zur Integration der genannten ersten Phasendifferenz-Information
und der genannten zweiten Phasendifferenz-Information, um eine erste
Phasendifferenz-Spannung und eine zweite Phasendifferenz-Spannung zu erhalten,
- – Berechnungsvorrichtungen
zur Ermittlung einer Augenbreiten-Spannung basierend auf der genannten
ersten Phasendifferenz-Spannung und der genannten zweiten Phasendifferenz-Spannung,
insbesondere basierend auf der Differenz zwischen der genannten
ersten Phasendifferenz-Spannung
und der genannten zweiten Phasendifferenz-Spannung, wobei die genannte Augenbreiten-Spannung
der genannten Augenbreite des genannten Augenmusters entspricht.
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Eine
vorteilhafte Ausführungsvariante
des genannten Augenmonitors gemäß der vorliegenden Erfindung
umfasst außerdem
Vorrichtungen zur Phasenanpassung zur Anpassung einer Phase des
genannten Taktsignals. Vorzugsweise sind diese Vorrichtungen zur
Phasenanpassung elektrischen Typs.
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Noch
eine weitere Lösung
für den
Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird durch einen Empfänger zum
Empfang eines digitalen Signals geboten, dadurch gekennzeichnet,
dass er in der Lage ist, ein Verfahren gemäß der Erfindung durchzuführen. Der
Empfänger
umfasst vorzugsweise einen Augenmonitor gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Weitere
Ausführungsvarianten,
Merkmale und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden in der
folgenden, detaillierten Beschreibung in Bezug auf die Zeichnungen
deutlich, wobei:
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1 ein
Augenmuster darstellt,
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2a ein
Taktsignal eines digitalen Übertragungssystems
darstellt,
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2b eine
ansteigende Flanke eines digitalen Signals darstellt,
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2c eine
abfallende Flanke des digitalen Signals aus 2b darstellt,
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3 ein
Blockdiagramm eines digitalen Signalempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung
darstellt,
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4 eine
Schemazeichnung eines Augenmonitors gemäß der Erfindung darstellt,
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5 ein
Blockdiagramm eines Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
darstellt, und
-
6 zwei
Sequenzen aufeinander folgender Bits des genannten digitalen Signals
darstellt.
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Das
Augenmuster aus 1 umfasst ein Auge, das durch
eine Augenbreite T_eye, die einer horizontalen Öffnung des genannten Auges
entspricht, und durch eine vertikale Augenöffnung V_eye gekennzeichnet
ist. Das genannte Augenmuster wird in digitalen Übertragungssystemen eingesetzt,
zum Beispiel in einem Empfängeranteil,
der in 3 dargestellt ist, um die Qualität eines
digitalen Signals dat (1, 3) zu bewerten,
das über eine Übertragungsleitung 30 (3) übertragen wird.
Obwohl die folgende Beschreibung nicht auf optische, digitale Übertragungssysteme
beschränkt
ist, handelt es sich bei der in 3 dargestellten Übertragungsleitung 30 um
eine Glasfaser.
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In
einem Empfänger 25 des
genannten Übertragungssystems
wird das genannte digitale Signal von einem optischen Signal in
ein elektrisches Signal umgewandelt, und dem genannten digitalen
Signal dat wird ein Taktsignal clk (2a) zugeordnet.
Das genannte Taktsignal clk legt die Abtastdauer fest, die für die Bewertung
des genannten digitalen Signals dat in dem genannten Empfänger 25 aus 3 verwendet
wird. Eine Phasendifferenz zwischen dem genannten digitalen Signal
dat und dem genannten Taktsignal clk beeinflusst daher die Abtastdauer
und kann somit zu einer Erhöhung
der Bitfehlerrate im Empfangsprozess beitragen, was jedoch vermieden werden
sollte.
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Eine
schlechte Signalqualität
des genannten digitalen Signals dat kann von einer schmalen Augenöffnung abgeleitet
werden, die von einer geringen Augenbreite T_eye und/oder einer
schmalen vertikalen Öffnung
V_eye des genannten Auges verursacht wird. Ein großer Wert
für die
Augenbreite T_eye und/oder die vertikale Öffnung V_eye des Auges weist
auf eine gute Signalqualität
des genannten digitalen Signals dat hin. Sowohl die vertikale Öffnung V_eye
als auch die Augenbreite T_eye können
durch die oben erläuterte
Anpassung der Phasendifferenz optimiert werden. In der vorliegenden
Erfindung wird jedoch vorrangig Wert auf die Maximierung der Augenbreite
T_eye gelegt.
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Um
dieses Ziel zu erreichen, ist der Empfänger 25 mit einem
Augenmonitor 20 ausgerüstet,
um die genannte Augenbreite T_eye oder das genannte Augenmuster
(1) zu erhalten, das in Schritt 100 in 5 angegeben
ist. Eine Schemazeichnung des genannten Augenmonitors 20 ist
in 4 dargestellt.
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Der
Augenmonitor 20 umfasst erste und zweite Vorrichtungen
zur Phasenerfassung 1a und 1b, die beide das digitale
Signal dat als Eingangssignal empfangen. Die genannte erste Vorrichtung
zur Phasenerfassung 1a empfängt das Taktsignal clk, das
dem genannten digitalen Signal dat zugeordnet ist, als weiteres
Eingangssignal. Das Taktsignal clk kann durch die Vorrichtungen
zur Phasenanpassung 6 beeinflusst werden, die im Folgenden
noch detailliert erläutert
werden. Die genannte zweite Vorrichtung zur Phasenerfassung 1b empfängt ein
umgekehrtes Taktsignal, das durch Umkehr des genannten Taktsignals
clk mit Hilfe eines Wechselrichters 5 erstellt wird, als
weiteres Eingangssignal.
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Die
beiden Vorrichtungen zur Phasenerfassung 1a und 1b funktionieren
auf die gleiche Weise. Daher wird die Funktionsweise der Vorrichtungen
zur Phasenerfassung in Bezug auf die genannte erste Vorrichtung
zur Phasenerfassung 1a beschrieben und kann anschließend ohne
Einschränkungen
auf die genannte zweite Vorrichtung zur Phasenerfassung 1b übertragen
werden.
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Wie
bereits erwähnt
empfängt
die erste Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a das genannte
digitale Signal dat und das genannte Taktsignal clk als Eingangssignale.
Eine detaillierte Zeichnung des Taktsignals clk ist in 2a dargestellt.
Zusätzlich ist
ein exemplarischer Anteil des digitalen Signals dat in 2b dargestellt.
Genauer gesagt stellt der genannte exemplarische Anteil des digitalen
Signals dat, der in 2b dargestellt ist, einen L-H-Übergang
des digitalen Signals dat dar.
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An
ihren Ausgängen
gibt die erste Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a eine
erste Phasendifferenz-Information aus, die eine Phasendifferenz
zwischen den genannten Eingangssignalen darstellt, d.h. zwischen
dem genannten digitalen Signal dat und dem genannten Taktsignal
clk. Im Blockdiagramm aus 5 ist die
Ermittlung der genannten ersten Phasendifferenz-Information in Schritt 110 dargestellt.
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Die
erste Phasendifferenz-Information ist binär codiert und umfasst innerhalb
eines Bits Informationen darüber,
ob das Taktsignal clk dem digitalen Signal dat vorausgeht oder umgekehrt.
In 2b sind drei entsprechende Fälle in Bezug auf die Phasendifferenz
zwischen dem genannten Taktsignal clk und dem genannten digitalen
Signal dat dargestellt.
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Im
ersten Fall geht das digitale Signal dat dem Taktsignal clk voraus,
da eine Phasendifferenz von Δφ_1' zwischen der ansteigenden
Flanke clk_re des Taktsignals clk (2a) und
dem digitalen Signal dat besteht. Im zweiten Fall geht das Taktsignal clk
dem digitalen Signal dat voraus, da eine Phasendifferenz von Δφ_1'' zwischen der ansteigenden Flanke clk_re
des Taktsignals clk und dem digitalen Signal dat besteht. Der dritte
Fall ist durch die gestrichelte Linie mit dem L-H-Übergang
des digitalen Signals dat dargestellt, der dem mit -T bit/2 bezeichneten
Zeitpunkt in 2a entspricht. In dem genannten
dritten Fall besteht praktisch keine Phasendifferenz zwischen dem
Taktsignal clk und dem digitalen Signal dat.
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Wenn
das digitale Signal dat dem Taktsignal clk vorausgeht, weist die
erste Phasendifferenz-Information, die dem Ausgang der genannten
ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a entspricht, den Wert „Null" auf. Wenn jedoch
das Taktsignal clk dem digitalen Signal dat vorausgeht, weist die
erste Phasendifferenz-Information den Wert „Eins" auf. Der dritte Fall, d.h. wenn keine
Phasendifferenz zwischen dem genannten digitalen Signal dat und
dem genannten Taktsignal clk besteht, ist dadurch gekennzeichnet,
dass sich bei einer Vielzahl von Messungen statistisch die gleiche
Anzahl an "Null"-Werten und an "Eins-"-Werten ergibt.
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Da
der linke Augenrand des Augenmusters (1) durch
eine Vielzahl von ansteigenden und abfallenden Flanken definiert
wird, werden die Phasenmessungen in der genannten, oben beschriebenen
ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung nicht nur für L-H-Übergänge des
digitalen Signals dat durchgeführt,
sondern auch für
H-L-Übergänge des digitalen
Signals dat, was in dem exemplarischen Anteil des digitalen Signals
dat, das in 2c dargestellt ist, angegeben
wird. Für
einen solchen L-H-Übergang
weisen die Ausgangswerte der ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a den
gleichen Typ auf, wie zuvor für
den L-H-Übergang
des digitalen Signals dat beschrieben.
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Die
Funktionsweise der zweiten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1b ist
sehr ähnlich.
Der einzige Unterschied besteht in der Referenzzeit, die zur Berechnung
einer Phasendifferenz verwendet wird. Diese Referenzzeit beträgt +T_bit/2,
d.h. im Gegensatz zur ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a entspricht
sie einer abfallenden Flanke clk_fe des Taktsignals clk. Dennoch
muss die Struktur der zweiten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1b im
Vergleich zur ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a nicht
verändert
werden, da das Taktsignal clk vom Wechselrichter 5 aus 4 umgekehrt
wird, wodurch eine abfallende Flanke clk_fe des genannten Taktsignals clk
in eine ansteigende Flanke clk_re umgewandelt wird und umgekehrt.
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Insgesamt
beziehen sich die ersten Phasendifferenz-Informationen, die von
der genannten ersten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a ermittelt werden,
auf den linken Rand des Auges aus 1, und die
zweiten Phasendifferenz-Informationen, die von der genannten zweiten
Vorrichtung zur Phasenerfassung 1b in Schritt 120 (5)
ermittelt werden, beziehen sich auf den rechten Rand des Auges.
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Die
Phasenerfassung erfolgt sequenziell, d.h. für eine vorab definierte Anzahl
N an aufeinander folgenden Bits b_1, ..., b_1 + N – 1 (vergl. 6),
die einen ersten Berechnungszyklus definieren, wobei die erste Phasendifferenz-Information
ermittelt wird, die in einer Anzahl N an Phasendifferenz-Informationen
resultiert, die in Übereinstimmung
mit den oben stehenden Erläuterungen
einen Wert von „Null" oder „Eins" aufweisen können. Diese
N Phasendifferenz-Informationen
werden in Schritt 111 aus 5 von der
Integrationsvorrichtung 7 aus 4 integriert,
woraus eine erste Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 am Ausgang der Integrationsvorrichtung 7 resultiert.
Die genannte Integrationsvorrichtung 7 umfasst vorteilhafterweise
eine RC- Schaltung,
die bei sehr hohen Signalfrequenzen einfach zu implementieren ist.
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Die
Elemente aus 4, die mit den Referenznummern 2a und 2b bezeichnet
sind, werden im Folgenden noch erläutert und beeinflussen die
Weiterleitung der Phasendifferenz-Informationen vom Ausgang der
Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a, 1b zur Integrationsvorrichtung 7 nicht.
Ein Schaltnetz 4 ist vorgesehen, um aus der ersten Phasendifferenz-Information
und der zweiten Phasendifferenz-Information eine auszuwählen, die
an die genannte Integrationsvorrichtung 7 ausgegeben werden
soll. Die Funktion des genannten Schaltnetzes 4 wird im
Folgenden noch näher
erläutert.
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Die
ersten Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 kann Werte zwischen 0 V
und U_M erreichen. Eine erste Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 von 0
V bezeichnet einen Status, in dem jedes der genannten N Bits b_1,
..., b_1 + N – 1
die gleiche Phasendifferenz zwischen dem digitalen Signal dat und
dem Taktsignal clk aufweist, wobei das digitale Signal dat dem Taktsignal
clk vorausgeht. Wenn der Wert für
die erste Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 jedoch U_M beträgt, geht
das Taktsignal clk dem digitalen Signal dat voraus. Zwischenwerte
für die
ersten Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 stellen dementsprechend
einen anderen Status mit anderen Phasendifferenzen innerhalb des
genannten ersten Berechnungszyklus dar.
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Nach
den genannten N aufeinander folgenden Bits b_1, ..., b_1 + N – 1 wird
das Schaltnetz 4 durch ein Auswahlsignal für die Phasendifferenz-Information
aktiviert, wodurch die zweite Phasendifferenz-Information, die in
Schritt 120 aus 5 ermittelt wurde, an die genannte
Integrationsvorrichtung 7 ausgegeben wird, die einen zweiten
Berechnungszyklus definiert. Zuvor kann die genannte Integrationsvorrichtung 7 zurückgesetzt
werden.
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In
dem genannten Berechnungszyklus, der in Schritt 121 aus 5 dargestellt
ist, werden N weitere, aufeinander folgende Bits b_1 + m, ..., b_1
+ m + N – 1
des genannten digitalen Signals dat integriert, woraus eine zweite
Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_2 am Ausgang
der Integrationsvorrichtung 7 resultiert.
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Die
beiden Phasendifferenz-Spannungen U_Δφ_1 und U_Δφ_2 werden in der Berechnungsvorrichtung 8 gespeichert,
wobei die genannte erste Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 nach
dem ersten Integrationszyklus und die zweite Phasendifferenz-Spannung
U_Δφ_2 nach
dem zweiten Integrationszyklus gespeichert wird. Wie bereits erwähnt, kann
die genannte Integrationsvorrichtung 7 vor dem genannten
zweiten Berechnungszyklus zurückgesetzt
werden.
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Nach
dem zweiten Integrationszyklus ermittelt die genannte Berechnungsvorrichtung 8 in
Schritt 130' aus 5 eine
Augenbreiten-Spannung U_w_eye, indem sie die erste Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_1 von der
zweiten Phasendifferenz-Spannung U_Δφ_2 abzieht. Die Augenbreiten-Spannung
U_w_eye ist proportional zur Augenbreite T_eye, die dementsprechend
in Schritt 130 aus 1, 5 ermittelt
werden kann. Somit kann die Augenbreiten-Spannung U_w_eye verwendet
werden, um die Augenöffnung
und damit auch die Signalqualität
des genannten digitalen Signals dat zu bewerten.
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Gemäß einer
Variante der Erfindung ist es nicht erforderlich, die vorgenannte
Subtraktion der genannten Phasendifferenz-Spannungen U_Δφ_1 und U_Δφ_2 durchzuführen, weil
die durch die genannte Subtraktion gewonnenen Informationen auch dadurch
ermittelt werden können,
dass die genannte Integrationsvorrichtung 7 nach dem genannten
ersten Berechnungszyklus nicht zurückgesetzt wird, was zu einer
Ansammlung der genannten Phasendifferenz-Informationen aus der genannten
ersten und der genannten zweiten Phasendifferenz-Information führt.
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Um
die Bitfehlerrate in dem Empfänger 25 aus 3 zu
reduzieren schlägt
eine Variante der Erfindung vor, die Augenbreite T_eye zu steuern. Dies
wird erreicht, indem die Augenbreite T_eye überwacht wird und indem eine
Phase des genannten Taktsignals clk systematisch an das genannte
digitale Signal dat angepasst wird, um die Phasendifferenz zwischen
dem genannten digitalen Signal dat und dem genannten Taktsignal
clk zu minimieren. Die genannte Anpassung ist in Schritt 200 aus 5 dargestellt.
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Die
Anpassung der Phase des genannten Taktsignals clk wird durchgeführt, indem
der Vorrichtung zur Phasenanpassung 6 (4)
ein entsprechender Wert für
die Phasenanpassung geliefert wird. Die Steuerung der Augenbreite
T_eye kann durch die genannte Berechnungsvorrichtung 8 durchgeführt werden,
die in diesem Fall auch den genannten Wert für die Phasenanpassung an die
Vorrichtung zur Phasenanpassung 6 liefert.
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Eine
weitere Ausführungsvariante
der Erfindung umfasst die Verwendung der genannten Augenbreite T_eye
zur Steuerung der Vorrichtung zur Übertragungssteuerung 22,
die die elektrischen und/oder optischen Eigenschaften der Übertragungsleitung 30 steuerbar
beeinflusst. Wie aus 3 ersichtlich, wird die Vorrichtung
zur Übertragungssteuerung 22 vom
Augenmonitor 20 über
eine Steuerleitung 21 gesteuert.
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Genauer
gesagt wird die Vorrichtung zur Übertragungssteuerung 22 von
der Berechnungsvorrichtung 8 (4) des Augenmonitors 20 gesteuert.
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Die
Vorrichtung zur Übertragungssteuerung 22 kann
Vorrichtungen zur Dämpfung
der Polarisationsmodus-Dispersion (PMD) umfassen, die die optischen
Eigenschaften der Übertragungsleitung 30 verändern können, um
die Augenbreite T_eye zu erhöhen,
woraus eine niedrigere Bitfehlerrate resultiert.
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Eine
weitere vorteilhafte Variante der vorliegenden Erfindung ermöglicht die
Ableitung von Informationen über
den Zeitjitter des genannten digitalen Signals dat bzw. des genannten
Taktsignals clk. Dies wird erreicht, indem die Beziehung zwischen
der Augenbreite T_eye und der Phasendifferenz zwischen dem genannten
Taktsignal clk und dem genannten digitalen Signal dat analysiert
wird. Aus dem Gradienten der genannten Augenbreite T_eye in Bezug
auf die Phasendifferenz kann eine Messung für den Zeitjitter der genannten Signale
dat, clk abgeleitet werden. Der genannte Gradient kann ermittelt
werden, indem die Phasendifferenz in der genannten Vorrichtung zur
Phasenanpassung 6 (4) geändert wird, die
entsprechenden Werte für
die Augenbreite gespeichert werden und anschließend der Gradient berechnet
wird.
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Eine
weitere Variante der Erfindung schlägt Verzögerungsvorrichtungen 2a, 2b vor,
die die genannten ersten und/oder zweiten Phasendifferenz-Informationen
steuerbar verzögern,
vorzugsweise um ein Vielfaches des genannten Bittaktes T_bit. Dies
ist wünschenswert,
wenn die genannte erste und zweite Phasendifferenz-Information gleichzeitig
verarbeitet werden.
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Ein
Verknüpfungsglied 3,
dem das genannte Taktsignal clk und das genannte digitale Signal
dat übermittelt
werden, überträgt einen
Bitwert für
das genannte digitale Signal dat an das Schaltnetz 4. Die Information
des genannten Bitwerts kann z.B. zur Überprüfung der Phaseninformation
eingesetzt werden, die von der genannten Vorrichtung zur Phasenerfassung 1a, 1b ermittelt
wurde.