DE60218874T2 - Schnelle rechnung der koeffizienten eines entshceidungsrückgekoppelten entzerrers - Google Patents

Schnelle rechnung der koeffizienten eines entshceidungsrückgekoppelten entzerrers Download PDF

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Description

  • 1. GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein digitale Kommunikationen und insbesondere Entzerrer auf Entscheidungsrückkopplungsbasis.
  • 2. HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die Struktur und der Betrieb von Kommunikationssystemen sind allgemein bekannt. Viele Kommunikationssysteme übertragen Daten, z.B. Sprach-, Audio-, Video-, Dateidaten oder andere digitale Daten, die von einem Sender zu einem Empfänger gesendet werden. Auf der Senderseite werden die Daten zuerst zu Paketen geformt. Diese Daten können unaufbereitete Daten sein oder können codierte Daten sein, die die unaufbereiteten Daten darstellen. Jedes dieser Pakete umfasst typischerweise auch einen Header (Zellkopf), eine bekannte Trainingssequenz und einen Tail (Ende-Zeichen). Diese Pakete werden dann in Symbole moduliert, und die Symbole werden von dem Sender übertragen und sind für den Empfang durch den Empfänger gedacht. Der Empfänger empfängt dann die Symbole und versucht, die Daten aus den Paketen, die durch die Symbole übertragen werden, zu extrahieren.
  • Ein "Kanal" überträgt die Symbole von dem Sender zu dem Empfänger. Der Kanal wird in Abhängigkeit von dem Kommunikationssystemtyp durch ein verdrahtetes, drahtloses, optisches oder ein anderes Medium bedient. In vielen Kommunikationssystemen, wie etwa terrestrisch basierten drahtlosen Kommunikationssystemen, satellitenbasierten Kommunikationssystemen, kabelbasierten Kommunikationssystemen, etc. verzerrt der Kanal die übertragenen Symbole aus der Perspektive des Empfängers, was eine Interferenz zwischen einem Subjektsymbol und einer Vielzahl von Symbolen bewirkt, die das Subjektsymbol umgeben. Diese Art von Verzerrung wird als "Intersymbolinterferenz" bezeichnet und ist allgemein gesprochen der zeitverschobene Empfang von mehreren Kopien der Symbole, der durch mehrere Wege verursacht wird. Der Kanal leitet in die Symbole vor ihrem Empfang auch Störgeräusche (Rauschen) ein. Jedes dieser Konzepte ist wohlbekannt.
  • Es werden nun im Allgemeinen Entzerrer in einem Versuch verwendet, die Kanaleffekte aus einem empfangenen Symbolstrom zu entfernen. Somit sind Entzerrer wichtige Bausteine moderner Empfänger, vor allem in Breitbandanwendungen, bei denen die Intersymbolinterferenz ein kritisches Problem darstellt. In einem typi schen Entzerrer wird der Kanal zwischen dem Sender und dem Empfänger zuerst einmal auf der Basis der Trainingssequenz geschätzt, die in einer oder mehreren Präambel(n) enthalten ist. Dann werden optimale Entzerrerkoeffizienten (die auch als Taps und/oder Tap-Koeffizienten für den Entzerrer bezeichnet werden) auf der Grundlage der Kanalschätzung geschätzt. Die optimalen Entzerrerkoeffizienten werden dann von dem Entzerrer bei der Extraktion der Daten aus dem Paket verwendet. Die optimalen Entzerrerkoeffizienten können auch nach der Extraktion der Daten aus dem entzerrten Datenstrom auf der Grundlage von blinden Kanalschätzungen berechnet werden. Die Erzeugung der Entzerrerkoeffizienten sollte so oft wie möglich wiederholt werden, vor allem in Fällen eines schnell wechselnden Kanals, um neue Entzerrerkoeffizienten zu erzeugen. Der empfangene Datenstrom wird für gewöhnlich während des Zeitraums zwischengespeichert, der für die Kanalschätzung und die Berechnungen der Entzerrerkoeffizienten benötigt wird. Somit kann die Präambel (und auch aktuelle Daten), die in einem Paket enthalten ist (sind), dazu verwendet werden, die Kanalschätzung und die optimalen Entzerrerkoeffizienten zu erzeugen, die von dem Entzerrer dazu verwendet werden, um die Daten aus dem Paket zu extrahieren.
  • Da die Symbolraten ansteigen und die Modulationsprogramme immer komplexer werden, sind die Entzerrer von immer größer werdender Bedeutung. Ein kritischer Faktor beim Steigern der Effektivität dieser Entzerrer ist die Komplexität der Berechnung der optimalen Entzerrerkoeffizienten. Eine Reduktion bei dieser Komplexität: (1) reduziert die Speichergröße, die benötigt wird, um die empfangene Symbolstromsequenz während des Zeitraums zwischenzuspeichern, der für die Berechnungen der Koeffizienten benötigt wird; (2) erlaubt ein häufigeres Hochladen neuer Koeffizienten, wodurch der Entzerrer in die Lage versetzt wird, schnelle Kanaländerungen zu verfolgen; und (3) vereinfacht die Hardware und folglich die Chipfläche, die für die Koeffizientenberechnung benötigt wird.
  • 1 ist ein Blockdiagramm, das ein auf einem zeitdiskreten, symbolbeabstandeten entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer (DFE; decision feedback equalizer) basierendes Kanalentzerrungsmodell 100 veranschaulicht. Das Kanalentzerrungsmodell 100 umfasst einen Kanal 102, einen Feed Forward Entzerrer (FFE) 104, einen Entscheidungsblock 106 und einen Feed Back Entzerrer (FBE) 108. Eine Eingabesequenz x(n) ist komplex, unabhängig und identisch verteilt mit einer Einheitsleistung (unit power). Das additive Rauschen ν(n) ist ein weißes Gaußsches Rauschen mit einer Spektraldichte der Leistung von σ 2 / ν. Des Weiteren werden die Entscheiungen
    Figure 00030001
    (n – δ) als korrekt und folglich als gleich zu x(n – δ) angenommen. Diese Annahme macht zwar den Entwurf des FBE 108 und des FFE 104 einfacher, aber auf Kosten des Einführens einer Fehlerfortpflanzung auf Grund von möglicherweise falschen Entscheidungen. Die Funktion G(z) des FFE 104 weist eine Länge L auf. Der Kanalantwortvektor (Kanalimpulsantwortvektor) des Kanals h ist in der Gleichung (1) angegeben als: h ≜ [h(0) h(1) ... h(N – 1)] Gleichung (1)
  • Die Anzahl an Koeffizienten (Taps) M der Funktion B(z) des FBE 108 wird als größer als der oder gleich dem Kanalspeicher angenommen, d.h., M ≥ N – 1. Diese Modellierungsannahmen sind in der Praxis zulässig.
  • Bei der Schätzung der Entzerrerkoeffizienten des FFE 104 und des FBE 108 ist das Ziel, die Größe des mittleren quadratischen Fehlers der Gleichung (2) zu minimieren. ζ = E|x(n – δ) – x ^(n – δ)|2, Gleichung (2)wobei x ^(n – δ) die verzögerte Eingangssignalschätzung vor dem Entscheidungsblock 106 ist. Durch das Zusammenfassen der Koeffizienten von sowohl G(z) als auch B(z) in Vektoren können wir das empfangene Signal x ^(n – δ) in der Gleichung (3) ausdrücken als:
    Figure 00030002
  • Ein Kanalausgangsmodell, das yn definiert, kann ausgedrückt werden durch: yn = xnH + νn Gleichung (4)wobei H die (N + L – 1) × L Faltungsmatrix ist, die der Kanalantwort entspricht und ausgedrückt wird als:
    Figure 00040001
  • In diesem Modell ist xn der 1 × (N + L – 1) Eingangsvektor, xn ≜ [x(n) x(n – 1) ... x(n – N – L + 2)] Gleichung (6)yn ist der 1 × L Eingangsregressionsvektor zu dem FFE 104, yn ≜ [y(n) y(n – 1) ... y(n – L + 1)] Gleichung (7)
    Figure 00040002
    n ist der 1 × M Eingangsregressionsvektor zu dem (streng kausalen) FBE 108,
    Figure 00040003
    und νn ist der 1 × L Vektorrauschprozess.
  • Die aktuellen effizienten Verfahren zur Berechnung der optimalen Filterkoeffizienten eines entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers, der (1) optimiert, basieren auf dem wohlbekannten Cholesky-Zerlegungsverfahren (ausgehend von einem Problemansatz endlicher Dimensionen). Zwei veröffentlichte Dokumente: (1) N. Al-Dhahir und J.M. Cioffi, "MMSE Decision-Feedback Equalizers: Finite-Length Results", IEEE Trans. on Information Theory, Band 41, Nr. 4, Seiten 961-973, Juli 1995; und (2) N. Al-Dhahir und J.M. Cioffi, "Fast Computation of Channel-Estimate Based Equalizers in Packet Data Transmission", IEEE Trans. on Signal Processing, Band 43, Nr. 11, Seiten 2462-2473, Nov. 1995, stellen eine Prozedur für die Berechnung von optimalen DFE-Einstellungen bereit. Diese Gleichungen werden im Folgenden als die "Gleichungen von Al-Dhahir" bezeichnet.
  • Allgemein gesprochen stützen sich die Gleichungen von Al-Dhahir genauso wie andere existierende Techniken auf die Verwendung des verallgemeinerten Schur-
  • Algorithmus für die schnelle Cholesky-Zerlegung der Matrizen, der an der Berechnung der Einstellungen der optimalen Koeffizienten sowohl für den FBE als auch für den FFE beteiligt ist. Aber die gesamten Prozeduren für die Berechnung der DFE-Koeffizienten (FBE- und FFE-Koeffizienten) weisen die folgenden Probleme auf.
    • 1. Diese Prozeduren benötigen die Verwendung von nicht strukturierten rekursiven Gleichungen. Diese Gleichungen sind aus der Perspektive des Entwurfs von integrierten Schaltungen schwierig zu implementieren. Insbesondere erfordern die rekursiven Gleichungen, die in dem DFE-Tap-(Koeffizienten)-Rechner von Al-Dhahir verwenden werden, oftmals die Verwendung eines DSP-Prozessors. Wie allgemein bekannt ist, schränkt die Verwendung eines DSP-Prozessors in einer Echtzeit-Kommunikationssystemanwendung den Systemdurchsatz beträchtlich ein.
    • 2. Diese Prozeduren, insbesondere die Gleichungen von Al-Dhahir, benötigen einen komplexen Tap-Rechner. Mit anderen Worten, sie benötigen die Verwendung einer relativ großen Anzahl von komplexen Multiplikationen.
    • 3. Diese DFE-Koeffizienten-Berechnungsverfahren aus dem Stand der Technik können nur für Entzerrer verwendet werden, die eine fest Entzerrerverzögerung (δ) verwenden, die auf ihren maximalen Wert L-1 gesetzt ist, wobei L die Länge des FFE 104 ist. Die Techniken aus dem Stand der Technik können keine andere Verzögerung δ des Entzerrers verwenden.
  • In "KAILATH, SAYED: Displacement structure; theory and applications; Siam Review, Band 37, Nr. 3, September 1995 (1995-09), Seiten 297-386, XP002189613, New York", wird beschrieben, wie die Matrixtheorie und die komplexe Funktionstheorie in einigen Arbeiten über schnelle Berechnungsalgorithmen für Matrizen mit Hilfe einer "Verschiebungsstruktur" zusammen gekommen sind. Eine schnelle Triangularisierungsprozedur kann für solche Matrizen entwickelt werden, wobei ein Algorithmus generalisiert wird, der von "Schur (1917) J. Reine Angew. Math., 147 (1917), Seiten 205-232" präsentiert worden ist, wenn geprüft wird, wann eine Potenzreihe in der Einheitsscheibe (Unit Disc) beschränkt ist. Dieser Faktorisierungsalgorithmus weist einen breiten Bereich von signifikanten Anwendungen auf.
  • In "SAILER: Decision Feedback Equalization for powerline and HIPERLAN"; eine Dissertation eingereicht bei der Eidgenössischen Technischen Hochschu le Zürich zum Erwerb des Grades eines Doktors der Technischen Wissenschaften, 11. April 2001, Seiten 1-126, XP002189615, Zürich", werden paketbasierte Hochgeschwindigkeits-Kommunikationssysteme wie zum Beispiel HIPERLAN oder Powerline Communications beschrieben, wobei die Kanäle, auf denen diese Systeme arbeiten, schwere Intersymbolinterferenzen (ISI) einführen, die abgeschwächt werden müssen. Der entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer wird als ein attraktives Verfahren für Hochgeschwindigkeitssysteme erwähnt, da er eine gute Leistung bei moderaten Implementierungskosten zeigt. Ein Algorithmus wird beschrieben, der auf einer Verschiebungsstrukturtheorie basiert, die für VLSI-Implementierungen gut geeignet ist. Als ein direktes Verfahren zum Lösen von Systemen linearer Gleichungen wird die Cholesky-Faktorisierung vorgeschlagen.
  • In "CHUN, KAILATH: Generalized displacement structure for block-Toeplitz, Toeplitz-block, and Toeplitz-derived matrices, NATO ASI Series, Band F70, 1991, Seiten 215-236, XP000852863, Berlin, DE, ISSN: 0258-1248" wird das Konzept der Verschiebungsstruktur beschrieben, das verwendet wird, um mehrere Probleme zu lösen, die mit Toeplitz-Matrizen und mit Matrizen verbunden sind, die auf irgendeine Weise aus Toeplitz-Matrizen erhalten werden. Eine verallgemeinerte Definition der Verschiebung für Block-Toeplitz- und Toeplitz-Block-Matrizen wird eingeführt, wodurch es sich herausgestellt hat, dass Toeplitz-abgeleitete Matrizen am besten als bestimmte Schur-Komplemente betrachtet werden, die aus in geeigneter Weise definierten Blockmatrizen erhalten werden. Die Verschiebungsstruktur wurde verwendet, um einen generalisierten Schur-Algorithmus für die schnelle Dreiecksfaktorisierung und orthogonale Faktorisierung aller solcher Matrizen zu erhalten.
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Berechnung von DFE Koeffizienten bereitzustellen, das viel schneller als die bekannten Techniken ist. Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gelöst, das die Merkmale von Anspruch 1 aufweist. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
  • Um die oben genannten Nachteile neben anderen Nachteilen des Standes der Technik zu überwinden, berechnen das Verfahren und das System der vorliegenden Erfindung die optimalen Koeffizienten {gopt, bopt} des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers (DFE) aus einer Kanalschätzung h. Im Gegensatz zu dem Stand der Technik baut die Methodologie der vorliegenden Erfindung auf der Wiederholung (Itera tion) einfacher strukturierter Rekursionen auf, um die DFE-Koeffizienten zu erzeugen. Als eine Folge davon erzeugt die Operation gemäß der vorliegenden Erfindung die DFE-Koeffizienten schneller und mit weniger Rechenanforderungen als die Operationen aus dem Stand der Technik, wodurch signifikante Vorteile gegenüber den Techniken aus dem Stand der Technik bereitgestellt werden.
  • Eine Kanalimpulsantwort h wird zuerst auf der Grundlage entweder einer bekannten Trainingssequenz oder einer unbekannten Sequenz geschätzt. Eine Lösung des DFE-Koeffizienten-Berechnungsproblems wird dann als ein standardmäßiges rekursives Problem der kleinsten Quadrate (RLS-Problem; recursive least squares problem) berechnet. Genauer gesagt wird die Lösung für die Koeffizienten gopt des Feed Forward Entzerrers (FFE) (des DFE) auf der Grundlage der Kanalimpulsantwort h als die Kalman-Verstärkungslösung für das RLS-Problem formuliert. Ein schnelles rekursives Verfahren zur Berechnung der Kalman-Verstärkung wird dann direkt verwendet, um gopt zu berechnen.
  • In einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein schnelles Transversalfilter-(FTF; fast transversal filter)-Verfahren verwendet, um gopt zu berechnen. Die Komplexität eines herkömmlichen FTF-Algorithmus wird in diesem Ausführungsbeispiel auf ein Drittel seiner ursprünglichen Komplexität reduziert, indem die Länge des Feed Back Entzerrers (FBE) so gewählt wird, dass sie L-1 ist, so dass der FTF-Algorithmus eine untere Dreiecksmatrix verwendet. Diese Technik reduziert die benötigten Rekursionen und Berechnungen beträchtlich und vermeidet auch die Probleme der endlichen Präzision einer herkömmlichen FTF-Lösung, die in Hardware implementiert ist.
  • Schließlich werden die FBE-Koeffizienten bopt dann, wenn die FFE-Koeffizienten gopt bestimmt sind, berechnet, indem die FFE-Koeffizienten gopt mit der Kanalimpulsantwort h gefaltet werden. Bei der Durchführung dieser Operation wird eine Faltungsmatrix, die die Kanalimpulsantwort h charakterisiert, zu einer größeren Circulant-Matrix erweitert. Mit der erweiterten Circulant-Matrix-Struktur kann die Faltung der FFE-Koeffizienten gopt mit der Kanalimpulsantwort h in den Faltungsoperationen in einem transformierten Bereich durchgeführt werden. In einem Ausführungsbeispiel wird die Faltung in dem Frequenzbereich durchgeführt, der effizient unter Verwendung der schnellen Fouriertransformation (FFT) berechnet werden kann. Aber in anderen Ausführungsbeispielen werden andere Transformationsberei che für die Faltungsoperationen verwendet, z.B. unter anderem der diskrete Kosinus-Transformationsbereich und der diskrete Hadamard-Transformationsbereich.
  • Das Verfahren der vorliegenden Erfindung ist exakt und viel schneller als jede Technik aus dem Stand der Technik, die bis jetzt verwendet worden sein mag, um die DFE-Koeffizienten für den gleichen Kanal und gleiche DFE-Filterlängen zu berechnen. Da sich das Verfahren der vorliegenden Erfindung auf eine einfache strukturierte Rekursion stützt, wird der Berechnungszeitraum und/oder die Hardware, die für die DFE-Koeffizientenberechnungen benötigt werden, im Vergleich zu Implementierungen aus dem Stand der Technik beträchtlich reduziert. Die Reduktion bei der Berechnungskomplexität und der sich ergebende Anstieg bei der Berechnungsgeschwindigkeit ermöglicht es einem DFE, der gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet, schnelle Kanalvariationen zu verfolgen.
  • Das Verfahren der vorliegenden Erfindung kann effizient in vielen Kommunikationssystemen verwendet werden, die die Verwendung von Entzerrern benötigen, wie zum Beispiel mobile drahtlose Empfänger, stationäre drahtlose Empfänger, Kabelmodemempfänger, HDTV-Empfänger, etc., um die Leistung solcher Kommunikationssysteme zu steigern. Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung der Erfindung deutlich, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert wird.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Diese und weitere Merkmale, Ausführungsformen und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden besser verständlich, wenn sie im Hinblick auf die nachfolge ausführliche Beschreibung, die angehängten Ansprüche und die beigefügten Zeichnungen betrachtet werden, wobei:
  • 1 ein Blockdiagramm ist, das ein Kanalentzerrungsmodell 100 auf der Basis eines zeitdiskreten symbolbeabstandeten entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers (DFE) veranschaulicht;
  • 2 ein logisches Diagramm ist, das allgemein die Operation gemäß der vorliegenden Erfindung bei der Bestimmung der DFE-Koeffizienten und das Anlegen solcher Koeffizienten an einen DFE veranschaulicht;
  • 3 ein logisches Diagramm ist, das Operationen gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die verwendet werden, um die Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (FFE) für den DFE zu bestimmen;
  • 4 ein logisches Diagramm ist, das Operationen gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die verwendet werden, um die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (FBE) für den DFE zu bestimmen;
  • 5 ein Blockdiagramm ist, das einen zeitdiskreten fraktional beabstandeten DFE veranschaulicht, der gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet;
  • 6 ein Blockdiagramm ist, das ein Mehrkanal-Äquivalent des zeitdiskreten fraktional beabstandeten DFE von 5 veranschaulicht; und
  • 7 ein Blockdiagramm ist, das einen Transceiver veranschaulicht, der gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • 2 ist ein logisches Diagramm, das allgemein eine Operation gemäß der vorliegenden Erfindung bei der Bestimmung von Koeffizienten des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers (DFE; Decision Feedback Equalizer) und beim Anlegen solcher Koeffizienten an einen DFE veranschaulicht. Die Operationen der vorliegenden Erfindung werden von einem Prozessor, wie z.B. einem digitalen Signalprozessor (DSP), oder anderen Schaltungen durchgeführt, die in einem Empfänger vorhanden sind, der die DFE-Koeffizienten bestimmt, die an einen DFE angelegt werden sollen, der sich ebenfalls in dem Empfänger befindet. Der DFE wirkt auf Abtastwerte eines empfangenen Signals in einem Versuch ein, die Kanaleffekte aus den Abtastwerten zu entfernen, so dass die digitalen Daten aus den Abtastwerten extrahiert werden können. Der Aufbau und der Betrieb der DFEs, von denen einer in 1 veranschaulicht worden ist, sind allgemein bekannt und werden hier nicht weiter beschrieben, außer insoweit, als sie sich auf die vorliegende Erfindung beziehen.
  • Die Operationen der vorliegenden Erfindung werden zuerst von einem Prozessor, einem Tap-Rechner, einem DSP oder einer anderen Empfängervorrichtung durchgeführt, um anfängliche DFE-Koeffizienten zu bestimmen, die in den nachfolgenden Operationen durch den Empfänger verwendet werden sollen. Somit wird während des Starts oder Rücksetzens ein Kanal, der dem Empfänger entspricht, geschätzt (Schritt 202). Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird der Kanal auf der Grundlage einer bekannten Präambelsequenz geschätzt. Aber in anderen Ausführungsbeispielen könnte der Kanal auch auf der Basis unbekannter empfangener Daten geschätzt werden. In beiden Fällen sind die Kanalschätzungsoperationen allgemein bekannt und werden hier nicht weiter beschrieben, außer insoweit, als sie sich auf die vorliegende Erfindung beziehen.
  • Wenn der Kanal geschätzt ist, werden die Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (FFE) auf der Grundlage der Kanalschätzung bestimmt (Schritt 206). Dann werden die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (FBE) auf der Grundlage der FFE-Koeffizienten und der Kanalschätzung bestimmt (Schritt 208). Die Art und Weise, wie die FFE- und FBE-Koeffizienten in dem Schritt 206 und dem Schritt 208 erzeugt werden, wird in der vorliegenden Beschreibung ausführlich unter Bezugnahme auf die 3-7 beschrieben werden.
  • Wenn die FFE- und FBE-Koeffizienten bestimmt sind, werden sie an den DFE angelegt (Schritt 208) und bei der Entzerrung von Abtastwerten eines empfangenen Signals verwendet, um die Kanaleffekte zu beseitigen. Diese DFE-Koeffizienten werden unter Verwendung einer bekannten Technik kontinuierlich aktualisiert (Schritt 210). Periodisch werden die DFE-Koeffizienten beim Empfang eines nächsten Pakets zum Beispiel, wenn angezeigt wird, dass eine neue Bestimmung notwendig ist, oder wenn ein anderes Auslöserereignis vorliegt, erneut bestimmt (Schritt 212). In diesem Fall kann eine andere Kanalschätzung erhalten werden (Schritt 214). Dann werden die DFE-Koeffizienten wieder gemäß der vorliegenden Erfindung bestimmt und an den DFE angelegt. Die Operationen von 2 werden fortgesetzt, bis der Empfänger ausgeschaltet, in einen Schlafmodus versetzt oder anderweitig deaktiviert wird.
  • 3 ist ein logisches Diagramm, das Operationen gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die verwendet werden, um die Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (FFE) für den DFE zu bestimmen. In einer ersten Operation von 3 wird eine DFE-Verzögerung ausgewählt (Schritt 302). In einem Ausführungsbeispiel wird diese Verzögerung als die Kanallänge ausgewählt. In einem solchen Fall entspricht die DFE-Verzögerung der Länge des FFE.
  • Als nächstes wird die DFE-Lösung in eine Lösung der kleinsten Quadrate formuliert (Schritt 304). Durch das Zusammenfassen der FFE-Koeffizienten g und der FBE-Koeffizienten b zu einem einzigen Vektor w kann die Minimierung des Fehlers der mittleren Quadrate geschrieben werden als:
    Figure 00110001
  • Wenn nun Ru die Varianz des erhöhten Eingangsregressionsvektors u angibt und die Kreuzvarianz Rux(n-δ) ist, wird die bekannte Lösung für dieses Glättungsproblem durch die Gleichung (10) angegeben als: wopt = R–1u Rux(n-δ). Gleichung (10)wobei
    Figure 00110002
    und
    Figure 00110003
  • Unter Verwendung des Kanalausgangsmodells der Gleichung (4) und der Tatsache, dass x(n) individuell identisch verteilt ist (i.i.d.; individually identically distributed), werden die nachfolgenden Ausdrücke geschlossener Form für
    Figure 00110004
    bestimmt: Ry = Ey•n yn = σ2ν + H•H Gleichung (13)
    Figure 00110005
    Figure 00120001
    wobei H eine Teilmatrix von H ist, wie dies in der Gleichung (5) dargelegt ist,
    Figure 00120002
  • H1 ist definiert als die (δ + 1) × L Teilmatrix von H, die aus den ersten (δ + 1) Reihen von H besteht. Es sei angemerkt, dass für den Fall eines farbigen Rauschens die Matrix σ2ν I durch die Autokorrelationsmatrix des Rauschens Rν ersetzt werden sollte. Das Ausweiten der Ableitung auf den Fall des farbigen Rauschens ist einfach.
  • Nun wird die Gleichung (10) mit den oben definierten Größen zu:
    Figure 00120003
  • Wenn man die bekannte Umkehrformel von Blockmatrizen verwendet, kann wopt umgeschrieben werden als:
    Figure 00120004
    und als:
    Figure 00120005
    was geschrieben werden kann als:
    Figure 00120006
  • Obwohl jede der beiden Matrizen H1 und H2 eine Shift-Struktur aufweist weist die erweiterte Matrix
    Figure 00130001
    keine Shift-Struktur auf.
  • Wenn die Länge des FBE (DFE-Verzögerung) so ausgewählt wird, dass M ≥ N – 1 ist, sind die Größen hδ, H1 und H2 derart dass:
    Figure 00130002
    und h = [hδ 0] Gleichung (24)
  • Dies impliziert, dass:
    Figure 00130003
    blockdiagonal ist. In diesem Fall trennen sich die Ausdrücke für gopt und bopt in eine einfache Form. Deshalb werden die optimalen FFE- und FBE-Koeffizienten dargestellt als:
    Figure 00130004
    Figure 00130005
  • Die obigen Ausdrücke gelten für alle Werte der DFE-Verzögerung δ. Im Allgemeinen liegt der optimale Wert für die DFE-Verzögerung δ in dem Bereich von L – 1 ≤ δopt ≤ N + L – 2. In dem speziellen Fall der Auswahl von δ = L – 1 sind die Matrizen, die in den oben genannten Ausdrücken enthalten sind, gegeben durch
    Figure 00140001
    und
  • Figure 00140002
  • Es sei angemerkt, dass diese Lösung aufgrund der Eindeutigkeit von wopt äquivalent zu der Lösung der Gleichungen von Al-Dhahir ist, wenn die Gleichung (2) minimiert wird. Aber die Ausdrücke, die oben für die Gleichungen (26) und (27) erhalten worden sind, stellen alternative Methoden bereit, um die FFE- und FBE-Koeffizienten gopt und bopt in einer einfacheren und effizienteren Art und Weise zu berechnen als die Techniken aus dem Stand der Technik.
  • Bei der Berechnung von gopt wird zuerst eine Koeffizientenmatrix in der Gleichung (30) definiert als: Pδ ≜(σ2ν I + H•δ Hδ)–1 Gleichung (30)so dass die optimale Lösung für die FFE-Koeffizienten gopt gegeben ist durch gopt = Pδh•δ . Gleichung (31)
  • Der Ausdruck für gopt entspricht exakt der Definition des Kalman-Verstärkungsvektors, der verwendet wird, um die optimalen Gewichtungen in einem bestimmten festgelegten rekursiven Problem der kleinsten Quadrate (RLS-Problem) zu aktualisieren. Genauer gesagt, wenn eine (n + 1) × L Datenmatrix Hn und die entsprechende Koeffizientenmatrix Pn gegeben ist, dann kann die Kalman-Verstärkung gn = Pnh • / n gemäß den folgenden Rekursionen zeitlich aktualisiert werden: γ–1 (n) = 1 + hnPn-1h•n , Gleichung (32) gn = Pn-1h•n γ(n), Gleichung (33) Pn = Pn-1 – gnγ–1(n)g•n , Gleichung (34)wobei P–1 = σ –2 / νI (der Term P–1 ist die Anfangsbedingung für Pn) und g0 = 0 ist. Die Berechnung des Kalman-Verstärkungsvektors gn+1 in der obigen Lösung stützt sich auf die Fortpflanzung der Riccati-Variablen Pn. Diese Verfahren zur Berechnung benötigt O(L2) Operationen pro Iteration.
  • Bekannte schnelle RLS-Programme vermeiden die Fortpflanzung von Pn und berechnen die Verstärkung gn auf eine effizientere Art und Weise. In diesem Fall ist die benötigte Rechenkomplexität nur O(L) pro Iteration. Dies impliziert, dass die gesamte Komplexität, die benötigt wird, um die FFE-Koeffizienten zu berechnen, in der Größenordnung von O(L2) liegen kann, wodurch ein effizientes Verfahren zur Berechnung der FFE-Koeffizienten erzeugt wird. Deshalb werden schnelle RLS-Filter verwendet, um gopt zu bestimmen. In einem solchen Fall werden die schnellen transversalen Berechnungen verwendet, um die Kalman-Verstärkung für die RLS-Lösung zu bestimmen (Schritt 306). Hier merken wir auch an, dass es einfach ist, dieses Verfahren auf die Verwendung schneller RLS-Algorithmen, wie z.B. schneller RLS-Algorithmen in Array-Form, zu erweitern.
  • Schnellere Rekursionen können durch die Auswahl der FBE-Länge erhalten werden. Eine solche Auswahl beseitigt bestimmte Variable, die während den Anpassungen in der speziellen Lösung für gopt konstant und gleich Null bleiben. Eine schnelle RLS-Rekursion in ihrer expliziten Form propagiert gn in einer effizienten Art und Weise, siehe zum Beispiel: [1] Ljung, M. Morf, und D. Falconer, "Fast calculation of gain matrices for recursive estimation schemes," Int. J. Contr. Band 27, Seiten 1-19, Januar 1978); [2] G. Carayannis, D. Manolakis und N. Kalouptsidis, "A fast sequential algorithm for least squares filtering and prediction," IEEE Trans. on Acoustic., Speech, Signal Proc., Band ASSP-31, Seiten 1394-1402, Dezember 1983; und [3] J. Cioffi und T. Kailath, "Fast recursive-least-squares transversal filters for adaptive filtering," IEEE Trans. on Acoust., Speech Signal Processing, Band ASSP-32, Seiten 304-337, April 1984.
  • Die Tabelle 1 listet die schnellen Rekursionen auf, die in einem Ausführungsbeispiel zur Berechnung der normierten Kalman-Verstärkung verwendet werden. Der zusätzliche Index, der in kL,n und γL(n) enthalten ist, stammt von der Tatsa che, dass diese Größen anstatt eines Zeit-Updates eine Ordnungs-Update-Beziehung gestatten.
  • Figure 00160001
    Tabelle 1: Schnelle transversale Berechnung der Kalman-Verstärkung
  • Der Zweck der Berechnung von kn in dem wohlbekannten FTF-Algorithmus liegt darin, kn bei der Berechnung der entsprechenden optimalen Lösung der kleinsten Quadrate für die FFE-Koeffizienten zu verwenden. Da wir nur an kn interessiert sind, ist der Teil der Filterung des FTF-Algorithmus nicht notwendig und erscheint nicht in der Algorithmus-Auflistung.
  • Die Größen {w f / n, w h / n} sind als die Lösungen der kleinsten Quadrate der Vorwärts- und Rückwärtsprädiktionsprobleme der Ordnung L mit den entsprechenden Restfehlern {f(n), b(n)} bekannt. Weil nun während der ersten L Iterationen das gewünschte Signal für das Rückwärtsprädiktionsproblem gleich Null ist, wird die Rückwärtslösung der kleinsten Quadrate w b / n gleich Null sein. Dies bedeutet, dass alle Größen, die mit den Rückwärtsprädiktionsproblemen assoziiert sind, für die ersten L Iterationen Nullen bleiben werden. Da in unserem Fall die optimale Lösung exakt bei der L-ten Iteration erreicht wird, können wir die Berechnung dieser Größen einfach aus der Tabelle 1 ausschließen. Diese Operationen entsprechen den Operationen (7) und (9) bis (13) der Tabelle 1. Es sei angemerkt, dass die Operation (10) der Tabelle 1 ebenfalls eliminiert wird, da β(n) = 0 ist, was impliziert, dass γL(n) = yL+1(n) ist. Das bedeutet, dass wir die Operation (6) der Tabelle 1 ersetzen können durch:
    Figure 00170001
    die noch weiter vereinfacht werden kann, da
    Figure 00170002
  • Darüber hinaus wird die Operation (8) von Tabelle 1 einfach zu kL,n = kL+1,n-1(1 : L). Gleichung (37)wobei (1:L) die ersten L Einträge von kL+1,n-1 bezeichnet.
  • Die Tabelle 2 veranschaulicht eine vereinfachte schnelle Rekursion zur Berechnung der optimalen FFE-Koeffizienten gopt.
  • Figure 00170003
  • Figure 00180001
    Tabelle 2: Schnelle transversale Berechnung der FFE-Koeffizienten.
  • Wenn die Kalman-Verstärkung bestimmt ist, werden danach die FFE-Koeffizienten bestimmt (Schritt 308). In den Rekursionen von Tabelle 2 werden die FFE-Koeffizienten bestimmt, indem gopt = kL,δγ(δ) gesetzt wird, wenn die Anzahl n an Iterationen gleich der DFE-Verzögerung ist.
  • Anders als der herkömmliche gewichtete FTF-Algorithmus sind die oben genannten Rekursionen aus den nachfolgend genannten Gründen nicht mit den endlichen Präzisionsschwierigkeiten konfrontiert. Zuerst einmal eliminieren wir durch das Ausschließen der Gleichungen, die mit dem Rückwärtsprädiktionsproblem assoziiert sind, automatisch viele der rekursiven Schleifen, die für die endlichen Präzisionsschwierigkeiten des vollen FTF-Algorithmus verantwortlich sind. Zweitens weisen diese vereinfachten schnellen Rekursionen einen Vergessensfaktor λ = 1 auf, der eine endliche Präzisionsstabilität erzeugt. Drittens befasst sich dieser vereinfachte Algorithmus mit einer endlichen Menge von Daten (δ + 1 Iterationen). Dieser Algorithmus wird dann zurückgesetzt, was die Akkumulation von Fehlern der endlichen Präzision vermeidet.
  • 4 ist ein logisches Diagramm, das die Operationen gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, die verwendet werden, um die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (FBE) für den DFE zu bestimmen. Die FBE-Koeffizienten bopt werden gemäß dem Matrixvektorprodukt der Gleichung (27) bestimmt. Die Berech nung der Koeffizienten des Feedback Filters läuft einfach auf eine Faltung der Kanalimpulsantwort mit gopt hinaus. Die Faltungsoperation, die die optimalen FBE-Koeffizienten in der Gleichung (27) definiert, kann direkt mit LM/2 Multiplikationen berechnet werden. Alternativ dazu können die Operationen auch effizient unter Verwendung der wohlbekannten schnellen FFT-Faltungstechniken durchgeführt werden.
  • Zur Veranschaulichung solcher Operationen wird die Gleichung (29) zuerst in der Gleichung (38) neu geschrieben als:
    Figure 00190001
  • Die obige Gleichung trifft ungeachtet der Werte von H3, H4 oder H5 zu. Wenn nun diese Werte so gewählt werden, dass die Matrix C, die definiert ist durch:
    Figure 00190002
    eine quadratische (Q × Q) Circulant-Matrix ist, wobei Q die kleinste ganze Zahl mit einer Zweierpotenz ist, die größer als oder gleich M + L ist, wird in diesem Fall die Matrix C in der Gleichung (40) neu geschrieben als: C = F·ΛF, Gleichung (40)wobei F eine (Q × Q) FFT Matrix ist und A eine diagonale Matrix ist, die die Elemente der FFT der ersten Reihe von C enthält. Die Lösung für bopt wird zu:
    Figure 00190003
  • Die Komplexität dieses Verfahrens ist die Komplexität des Erhalts der FFT von zwei Vektoren von jeweils Q Elementen, der inversen FFT eines anderen Q Elementvektors und Q komplexer Multiplikationen. Somit ist die gesamte Komplexität Q + 3Qlog2(Q). Gleichung (42)
  • Für den Fall eine Kanalschätzung N mit einer Zweierpotenz ist die Komplexität 2M + 6M log2(2M). Gleichung (43)
  • Somit wird unter erneuter Bezugnahme auf 4 bei der Bestimmung der FBE-Koeffizienten die Faltungsmatrix H zuerst bestimmt (Schritt 402). Wie vorher beschrieben worden ist, kann die Matrix H als ein Teil der Kanalschätzung bestimmt werden. Dann wird die Faltungsmatrix H so erweitert, dass sie die größere Circulant-Matrix C bildet (Schritt 404). Die größere Circulant-Matrix C wird dann in den Frequenzbereich konvertiert (Schritt 406), wie dies die FFE-Koeffizienten werden (Schritt 408). Wenn dann sowohl die größere Circulant-Matrix C als auch die FFE-Koeffizienten in dem Frequenzbereich sind, werden sie in dem Frequenzbereich durch eine einfache Matrixmultiplikation gefaltet (Schritt 410), um die FBE-Koeffizienten bopt zu erzeugen. Schließlich werden die resultierenden FBE-Koeffizienten bopt unter Verwendung von inversen FFT-Operationen in den Zeitbereich umgewandelt, um die FBE-Koeffizienten bopt in dem Zeitbereich zu erzeugen (Schritt 412). Die FBE-Koeffizienten bopt werden dann mit den FFE-Koeffizienten gopt an den DFE angelegt (wie vorher unter Bezugnahme auf 2 beschrieben worden ist).
  • 5 ist ein Blockdiagramm, das einen zeitdiskreten fraktional beabstandeten DFE veranschaulicht, der gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet. 6 ist ein Blockdiagramm, das ein Mehrkanaläquivalent zu dem zeitdiskreten fraktional beabstandeten DFE von 5 veranschaulicht. Der Lösungsweg, der für das symbolbeabstandete Modell verwendet wird, kann ohne weiteres auf fraktional beabstandete Modelle erweitert werden. In diesem Abschnitt werden wir einen schnellen Algorithmus für einen T/2-beabstandeten Entzerrer ableiten. Die schnelle Lösung für den allgemeinen Fall von schnelleren Überabtastungsfaktoren, sprich T/3, T/4,..., etc. wird sich dann einfach durch Durchsicht der Argumente in diesem Abschnitt ergeben.
  • Die 5 und 6 veranschaulichen zwei äquivalente Darstellungen für ein zeitdiskretes Modell eines T/2-beabstandeten Entzerrers. 5 veranschaulicht einen DFE 500 in Form einer Abwärtsabtaster- und einer Aufwärtsabtastervorrichtung, während 6 einen DFE 600 veranschaulicht, der eine entsprechende Mehrkanaldarstellung ist. Somit umfasst der DFE 500 von 5 im Gegensatz zu 1 einen Abwärtsabtaster (down sampler) 502 und einen Aufwärtsabtaster (up sampler) 504, die die Abtastfrequenz ändern. Des Weiteren umfasst der DFE 600 von 6 eine erste Kanalfunktion 602, die eine Kanalschätzung h0 und eine entsprechende Rauschfunktion ν0(n) und FFE-606-Koeffizienten g0 aufweist. In ähnlicher Weise umfasst der DFE 600 von 6 auch eine zweite Kanalfunktion 604, die eine Kanalschätzung h1 und eine entsprechende Rauschfunktion ν1(n) und FFE-608-Koeffizienten {g0, g1} aufweist.
  • Die Äquivalenz zwischen den Strukturen von 5 und 6 kann leicht verifiziert werden, indem jede der Größen {h.g} und ν(n) in Form ihrer Polyphasenkomponenten geschrieben wird, und indem ihre Position mit dem Abwärtsabtaster und dem Aufwärtsabtaster ausgetauscht wird (zu Einzelheiten dazu siehe z.B. P.P. Vaidyanathan, "Multirate Systems and Filter Banks," Prentice Hall, NJ, 1993, und J.R. Treichler, I. Fijalkow, C.R. Johnson, Jr., "Fractionally spaced equalizers," IEEE Signal Processing Magazine, Band 13, Nr. 3, Mai 1996). Die Größen {h0, h1} und {g0, g1} sind die sogenannten Polyphasenkomponenten des Kanals und der FFEs und sind durch N und L Größenvektoren {h0, h1} und {g0, g1} gekennzeichnet (siehe 6). Die Rauschsequenzen {ν0(n), ν1(n)} sind auch die geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte von ν(n), mit Leistungen (powers) von 2σ 2 / ν.
  • Ein Modell für die Mehrkanaldarstellung kann ebenso wie diejenige für den symbolbeabstandeten Fall in der Gleichung (4) umgeschrieben werden, indem {g0, g1} zu einem einzigen Vektor g' zusammengefasst werden als: g' = [g1 g0] Gleichung (44)wobei der Ausgang des Mehrkanalsystems gegeben ist durch: [y0,n y1,n]g' Gleichung (45)
  • Somit arbeitet das nachfolgende Modell der Gleichung (46) für den Eingang zu g': [y0,n y1,n] = Xn[H0 H1] + [v0,n v1,n] Gleichung (46)wobei {H0, H1} die Faltungsmatrizen sind, die mit den Subkanälen {h0, h1} assoziiert sind. Es ist aber praktischer, das innere Produkt in der Gleichung (45) als eine Funktion des ursprünglichen FFE-Koeffizienten-Vektors g auszudrücken, indem die Ein träge von g' neu geordnet werden. In diesem Fall wird die Gleichung (46) ersetzt durch: y'n = xnH' + ν'n Gleichung (47)wobei
    Figure 00220001
  • Wenn diese Faltungsmatrix und die Rauschvarianz σ 2 / ν gegeben sind, ist die Lösung für das fraktional beabstandete Problem einfach durch die Gleichungen (26) und (27) gegeben, wobei {Hδ, H,σ 2 / ν} ersetzt wird durch {H'δ, H, σ 2 / ν'} (ähnlich wie bei dem symbolbeabstandeten Fall nehmen wir hier an, dass M > N – 1).
  • Für den symbolbeabstandeten DFE impliziert die Shift-Struktur von Hδ, dass kL,n = kL+1,n-1(1:L). Das heißt, die normierte Verstärkung kL,n kann schnell berechnet werden, indem das Ordnungs-Update von kL,n-1 bis kL+1,n-1 durchgeführt wird und dann die ersten L Einträge von kL+1,n-1 als kL,n zurückbehalten werden. Die Prozedur zur Ableitung einer schnellen Rekursion in dem T/2-beabstandeten Fall folgt dem gleichen Prinzip. Der einzige Unterschied liegt hier darin, dass die Datenmatrix H'δ nun eine Doppel-Shift-Struktur in dem Sinne aufweist, dass jede Reihe durch das Verschieben von zwei Abtastwerten des Kanals zur gleichen Zeit gebildet wird. Somit werden zwei aufeinander folgende Ordnungs-Updates von kL,n-1 bis kL+2,n-1 durchgeführt, und dann werden die ersten L Einträge von kL+2,n-1 zurückbehalten: kL,n-1 → kL+1kn-1 → kL+2,n-1 Gleichung (49)so dass kL,n = kL+2,n-1 (1 : L) Gleichung (50)
  • Mit anderen Worten, der sich ergebende Algorithmus ist gegeben durch zwei konsekutive Vorwärtsprädiktionsprobleme, die jeweils den Operationen (1) bis (6) der Tabelle 2 der Ordnungen L und L + 1 ähnlich sind. Tabelle 3 listet den sich ergebenden Algorithmus für den T/2-beabstandeten Fall auf.
  • Figure 00230001
    Tabelle 3: Schnelle transversale Berechnung der FFE-Koeffizienten für den T/2-beabstandeten Entzerrer.
  • In dem allgemeinen Fall eines T/S-beabstandeten Entzerrers ist die schnelle DFE-Tap-Berechnung eine einfache Erweiterung des obigen Algorithmus, wobei q von L bis (L+S-1) iteriert wird. Aber in dem fraktional beabstandeten Entzerrer ist das RLS-Problem als ein Mehrkanalproblem formuliert. In einem solchen Fall wird eine Mehrkanal-Kalman-Verstärkung für das Mehrkanal-RLS-Problem berechnet und die FFE-Taps werden daraus bestimmt. Es sei angemerkt, dass in den Ausdrücken der Tabelle 3 aufeinander folgende Ordnungs-Updates durchgeführt werden.
  • Nun könnten die optimalen FBE-Taps berechnet werden als
    Figure 00240001
    wobei ΛS eine Blockdiagonalmatrix ist, die CS = FS·ΛSFS Gleichung (52)zufrieden stellt, wobei FS = F ⊗ IS und CS eine Block-Circulant-Matrix ist, die durch das Erweitern der Matrix H in der gleichen Art und Weise wie in der Gleichung (39) gebildet wird. Wie es der Fall bei den oben beschriebenen symbolbeabstandeten Operationen war, kann die Faltung in einem transformierten Bereich durchgeführt werden, z.B. unter anderem in dem Frequenztransformationsbereich, dem diskreten Kosinus-Transformationsbereich und dem diskreten Hadamard-Transformationsbereich. In einem solchen Fall kann ein Croniker-Produkt in Verbindung mit einer solchen Bereichstransformation bei der Durchführung der Mehrkanalfaltung in dem ausgewählten transformierten Bereich verwendet werden.
  • 7 ist ein Blockdiagramm, das einen Transceiver veranschaulicht, der gemäß der vorliegenden Erfindung konstruiert ist. Die Komponenten des Transceivers 700 befinden sich in einer Kommunikationsvorrichtung und sind nur allgemein veranschaulicht, um zu zeigen, wie die Operationen der vorliegenden Erfindung in einem solchen Transceiver erzielt werden würden. Der Transceiver 700 umfasst einen Empfängerabschnitt 702 und einen Senderabschnitt 704 und umfasst des Weiteren in Abhängigkeit von dem System, in dem der Transceiver 700 implementiert ist, einen drahtlosen Transceiver 706 oder einen verdrahteten Transceiver. In dem Falle einer zellularen Vorrichtung, einer HF-Vorrichtung, einer Satellitensystemvorrichtung oder einer anderen drahtlosen Implementierung umfasst der Transceiver 700 einen drahtlosen Transceiver. Aber in dem Fall eines Kabelmodems, einer LAN-Vorrichtung, einer Heimvernetzungsvorrichtung oder einer anderen Vorrichtung, die eine Kopplung zu einem physikalischen Medium herstellt, umfasst der Transceiver 700 einen verdrahteten Transceiver 708. Des Weiteren können der Empfängerabschnitt 702 und der Senderabschnitt 704 dann, wenn die vorliegende Erfindung in einem Serialisierer/Deserialisierer (SERDES) oder einer ähnlichen Anwendung imp lementiert ist, eine Kopplung mit einem Medium ohne einen verdrahteten Transceiver 708 herstellen.
  • Eine weitere Erörterung des Senderabschnitts 704 und des Empfängerabschnitts 702 erfolgt in dem Kontext der Basisbandverarbeitung. In einem solchen Fall empfängt der Empfängerabschnitt 702 ein Basisbandsignal von dem drahtlosen Transceiver 706 (oder dem verdrahteten Transceiver 708), das basisbandmoduliert ist, und wirkt auf das Basisbandsignal ein, um Daten zu extrahieren. Diese Operationen umfassen das Bestimmen der DFE-Koeffizienten in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung und das Einwirken auf das Basisbandsignal unter Verwendung der ermittelten DFE-Koeffizienten.
  • Der Senderabschnitt 704 empfängt digitale Daten, die übertragen werden sollen, von einem Host, codiert die digitalen Daten in ein Basisbandsignal und leitet das Basisbandsignal zu dem HF-Transceiver 706 weiter. Der HF-Transceiver 706 koppelt das Basisbandsignal mit einem HF-Träger, um ein HF-Signal zu erzeugen, und überträgt das HF-Signal zu einer empfangenden Vorrichtung quer durch eine drahtlose Verbindung.
  • Der Empfängerabschnitt 702 empfängt ein Basisbandsignal, das codierte Daten trägt, von dem HF-Transceiver 706. Ein Verstärker mit programmierbarer Verstärkung (PGA; programmable gain amplifier) 712 stellt die Verstärkung des Basisbandsignals ein und stellt dann das bezüglich der Verstärkung eingestellte Basisbandsignal einem Analog-Digital-Wandler (ADC) 714 zur Abtastung bereit. Der ADC 208 tastet das bezüglich der Verstärkung eingestellte Basisbandsignal mit einer bestimmten Abtastfrequenz fS (das ist die Symboltaktfrequenz) ab, um Abtastwerte davon zu erzeugen.
  • Ein Prozessor 710 koppelt mit dem Ausgang des ADC 714 und analysiert eine Präambelsequenz, die in jedem empfangenen physikalischen Schicht-Rahmen enthalten ist. Auf der Grundlage der Präambelsequenz bestimmt der Prozessor 710 eine Verstärkung, die an Teile des Basisbandsignal angelegt werden soll, die den Daten tragenden Abschnitten des Rahmens entsprechen, und stellt diese Verstärkung dem PGA 712 bereit. Des Weiteren kann der Prozessor 710 auch mit dem optimalen Timing-Kompensationsabschnitt 716 interagieren, um Symbol-Timing- und HF-Träger-Fehlanpassungen zu kompensieren.
  • Der Prozessor 710 bestimmt auf der Grundlage der Präambelsequenz (und in einigen Operationen auf der Grundlage der tatsächlich extrahierten Daten) auch die Koeffizienten des FFE 104 und des FBE 108. Die Art und Weise, mit der diese Koeffizienten bestimmt werden, wurde hier vorher ausführlich beschrieben. Außerdem kann der Prozessor 710 einen Kanal schätzen und DFE-Koeffizienten auf der Grundlage eines unbekannten, aber angenommenen Dateninhalt berechnen, was ebenfalls vorher beschrieben worden ist. Nachdem der Prozessor 710 diese Koeffizienten bestimmt, werden sie an den FFE 104 und den FBE 108 zur nachfolgenden Verwendung bei der Extraktion von Daten aus dem Basisbandsignal angelegt.
  • Die Struktur, die in 7 beschrieben ist, kann unter Verwendung verschiedener Arten von Schaltkreisen verwirklicht werden, die unter Verwendung unterschiedlicher Herstellungsprozesse gebildet worden sind. Zum Beispiel ist in einem bestimmten Ausführungsbeispiel der HF-Transceiver 706 (oder der verdrahtete Transceiver 708) in einer ersten integrierten Schaltung verkörpert, die mit einer zweiten integrierten Schaltung gekoppelt ist, die neben anderen Schaltungen auch den Senderabschnitt 704 und den Empfängerabschnitt 702 umfasst. In einem anderen Ausführungsbeispiel sind der HF-Empfänger 706, der Senderabschnitt 704 und der Empfängerabschnitt 702 alle auf einer einzigen monolithischen integrierten Schaltung gebildet. Diese integrierten Schaltungen können in CMOS oder in einer anderen Halbleitertechnologie wie z.B. PMOS, NMOS, Bipolar, etc. aufgebaut sein.
  • Des Weiteren kann der Empfängerabschnitt 702 von 7 unter Verwendung verschiedener Schaltungselemente/-kombinationen aufgebaut sein. In einem Ausführungsbeispiel sind alle Strukturen nach dem ADC 714 in dem Empfängerabschnitt 702 unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder einer ähnlichen Verarbeitungsvorrichtung verwirklicht. In einem anderen Ausführungsbeispiel verwirklicht eine dedizierte Signalwegschaltung jede der strukturellen Komponenten des Empfängerabschnitts 702, einschließlich des Prozessors 710. Obwohl eine DSP-Implementierung mehr Flexibilität bereitstellen würde, würde eine dedizierte Signalwegschaltung typischerweise eine höhere Leistung bei geringeren Kosten und mit einem geringeren Stromverbrauch bereitstellen.
  • Der Aufbau und der Betrieb der vorliegenden Erfindung kann in Satellitenkommunikationssystemen, Satellitenfernsehsystemen, HDTV-Systemen, stationären drahtlosen Kommunikationssystemen, mobilen drahtlosen Kommunikationssystemen, Kabelmodem-/Fernsehkommunikationssystemen, Heimvernetzungssystemen, drahtlosen Nahbereichsvernetzungssystemen, verdrahteten Nahbereichsvernetzungssystemen und vielen anderen Arten von Kommunikationssystemen verwendet werden. Die vorliegende Erfindung gilt für alle Arten von Kommunikationsvorrichtungen, in denen Entzerrer verwendet werden, um auf empfangene Signale einzuwirken.

Claims (6)

  1. Verfahren zur Berechnung der Koeffizienten eines entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers DFE, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Schätzen der Kanalantwort eines Kanals (102), auf den der DFE einwirkt, wobei die Antwort des Kanals (102) von einem Vektor beschrieben wird, der mit h angegeben ist, wobei die Anzahl an Koeffizienten von h durch die natürliche Zahl N angegeben ist; Berechnen der Koeffizienten gopt des Feed Forward Entzerrers unter Verwendung eines rekursiven Algorithmus der kleinsten Quadrate, der eine Kalman-Verstärkungslösung erzeugt, die auf der Antwort des Kanals (102) basiert, wobei die Kalman-Verstärkungslösung unter Verwendung eines schnellen Transversalfilter-(FTF)-Algorithmus bestimmt wird und die Länge des Feed Forward Entzerrers durch die natürliche Zahl L angegeben ist; Falten der Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (104) mit einer Faltungsmatrix, die auf der Antwort des Kanals (102) basiert, um die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (108) der DFE Koeffizienten zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge des Feed Back Entzerrers so gewählt wird, dass der schnelle Transversalfilter-Algorithmus eine untere Dreiecksmatrix verwendet, das heißt, die Länge des Feed Back Entzerrers (108) wird so ausgewählt, dass sie L-1 ist.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass: der Schritt des Berechnens der Koeffizienten gopt des Feed Forward Filters einen rekursiven Mehrkanal-Algorithmus der kleinsten Quadrate verwendet, um fraktional beabstandete Koeffizienten zu erzeugen.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass die Kalman-Verstärkungslösung unter Verwendung eines Array-Form-Algorithmus bestimmt wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass die Länge des Feed Back Entzerrers (108) so gewählt wird, dass sie den Array-Form-Algorithmus dazu zwingt, eine untere Dreiecksmatrix zu verwenden.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass bei der Faltung der Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (104) mit der Faltungsmatrix, die auf der Antwort des Kanals (102) basiert, um die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (108) der DFE-Koeffizienten zu erzeugen, das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Erweitern einer Faltungsmatrix, die auf der Grundlage der Antwort des Kanals (102) geschaffen worden ist, zu einer größeren Circulant-Matrix; und Durchführen der Faltung in einem transformierten Bereich.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, des Weiteren dadurch gekennzeichnet, dass bei der Faltung der Koeffizienten des Feed Forward Entzerrers (104) mit der Faltungsmatrix, die auf der Antwort des Kanals (102) basiert, um die Koeffizienten des Feed Back Entzerrers (108) der DFE-Koeffizienten zu erzeugen, das Verfahren des Weiteren die folgenden Schritte umfasst: Erweitern einer Faltungsmatrix, die auf der Grundlage der Antwort des Kanals (102) geschaffen worden ist, zu einer größeren Circulant-Matrix; und Berechnen der Faltung in dem Frequenzbereich.
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