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Die
Erfindung betrifft eine Anordnung zum Verstärken eines PWM-Eingangssignals,
wobei die Anordnung eine Klasse-D-Ausgangsstufe, einen Fehlerkorrektur-Signalgenerator,
der eingerichtet ist, um ein PWM-Ausgangssignal der Klasse-D-Ausgangsstufe mit
dem PWM-Eingangssignal zu vergleichen und ein Fehlerkorrektursignal
zu liefern, das aus diesem Vergleich resultiert, und Regenerierungsmittel
umfasst, die zum Empfangen des PWM-Eingangssignals und des Fehlerkorrektursignals
und zum Liefern eines regenerierten PWM-Signals an den Eingang der
Klasse-D-Ausgangsstufe eingerichtet sind. Eine solche Anordnung
ist aus der internationalen Offenlegungsschrift
WO98/44626 bekannt.
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In
der vorhergehend genannten Patentanmeldung steuert das Fehlerkorrektursignal
die Regenerierungsmittel, in denen die Flanken des PWM-Eingangssignals
versetzt werden, um die Amplituden- und Zeitfehler, die in der Klasse-D-Ausgangsstufe
auftreten, zu kompensieren. Zu diesem Zweck verwendet die Anordnung
des Standes der Technik einen begrenzten Integrator zum Erzeugen von
abfallenden Flanken auf den Eingangsimpulsen. Anschließend werden
die abfallenden Flanken mit dem tiefpassgefilterten Fehlerkorrektursignal
verglichen und dieser Vergleich erzeugt die Rechteckimpulse mit
versetzten Flanken zum Anlegen auf den Eingang des Klasse-D-Verstärkers.
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Ein
Nachteil dieses PWM-Verstärkers
des Standes der Technik ist, dass die maximale Korrektur, die erhalten
werden kann, derart begrenzt ist, dass nur kleine Fehler der Ausgangsstufe
korrigiert werden können.
Wenn die Neigung der Flanken weniger steil gemacht würde, wären der
maximale Zeitversatz und damit die maximale Korrektur größer. Weniger
steile Flanken verringern indes die maximal erreichbare Impulsbreitenmodulation
und damit den dynamischen Bereich des Verstärkers.
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Die
vorliegende Erfindung strebt die Überwindung dieses Nachteils
der PWM-Verstäkeranordnung
des Standes der Technik an und die erfindungsgemäße Anordnung ist daher dadurch
gekennzeichnet, dass die Regenerierungsmittel vom PWM-Eingangssignal
eine breitenmodulierte Dreieckwelle ableiten, deren Nulldurchgänge am Nullpunktabweichungs-Korrektursignal
im Wesentlichen mit den Flanken des PWM-Eingangssignals übereinstimmen, und
dass die Dreieckwelle und das Fehlerkorrektursignal einen Komparator steuern,
der das regenerierte PWM-Signal liefert. Die Verbesserung durch
die Verwendung der breitenmodulierten Dreieckwelle besteht darin,
dass die maximal mögliche
Fehlerkorrektur in beträchtlichem
Maße erweitert
wird.
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Die
erfindungsgemäße Anordnung
kann in einer Vielzahl von Arten ausgeführt werden. Zum Beispiel können die
Dreieckwelle und das Fehlerkorrektursignal an unterschiedliche Eingänge eines
Differenzkomparators angelegt werden oder sie können erst in einem Addierer
oder Subtrahierer kombiniert werden und die Kombination der zwei
Signale kann dann zur Erzeugung des regenerierten PWM-Signals an
einen Komparator mit einem einzigen Eingang angelegt werden.
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Auch
kann die Anordnung der vorliegenden Erfindung entweder durch analoge
oder durch digitale Mittel hergestellt werden. Die Anordnung ist
indes vorzugsweise dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis,
der die Klasse-D-Ausgangsstufe umfasst, der Fehlerkorrekturgenerator
und der Komparator mit analogen Mitteln ausgeführt sind, während die Erzeugung der Dreieckwelle
ganz oder teilweise mit digitalen Mitteln ausgeführt wird. Die analoge Ausführung des
Regelkreises vermeidet, dass durch diesen Kreis (zusätzliches)
Quantisierungsrauschen erzeugt wird. Andererseits werden die Zeitgeberschaltungen, von
denen erforderlich ist, dass sie die Dreieckwelle genau erzeugen,
vorzugsweise mit digitalen Zählern hergestellt.
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Die
Erzeugung der Dreieckwelle kann durch Erhöhen und Erniedrigen eines digitalen
Zählers
vorgenommen werden, während
die Übergänge zwischen
den Erhöhungsphasen
und den Erniedrigungsphasen vorhergehend von den Flanken des PWM-Eingangssignals berechnet
werden. Der Ausgang des Zählers
wird dann DA-gewandelt, um die Dreieckwelle zum Anlegen an den analogen
Regelkreis zu erhalten. Auf diese Weise ist die Dreieckwelle tatsächlich ein
Treppendreieck, was wiederum das Quantisierungsrauschen wesentlich
steigert. Um dies zu vermeiden, kann die erfindungsgemäße Anordnung
ferner dadurch gekennzeichnet sein, dass die Regenerierungsmittel
einen Impulsbreitenwandler umfassen, der das PWM-Eingangssignal
empfangt, ein umgewandeltes PWM-Signal
erzeugt, dessen Flanken im Wesentlichen in der Mitte zwischen den
Flanken des PWM-Eingangssignals liegen, und das umgewandelte PWM-Signal
durch einen DA- Wandler
an einen analogen Integrator liefert, der eine vollständige Integration
des umgewandelten PWM-Signals bereitstellt.
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Diese
neu vorgeschlagene Anordnung gründet
auf vollständiger
Integration anstatt auf der begrenzten Integration des Dokuments
des Standes der Technik. Das umgewandelte PWM-Signal mit den Flanken,
die sich im Wesentlichen in der Mitte zwischen den Flanken des ursprünglichen
PWM-Eingangssignals befinden, ist voll integriert. Dies ergibt die
Dreieckwelle mit Nulldurchgängen,
die mit den Nulldurchgängen
des ursprünglichen
PWM-Eingangssignals übereinstimmen.
Anschließend
wird das tiefpassgefilterte Fehlerkorrektursignal mit der Dreieckwelle
kombiniert und die Kombination von Dreieckwelle und Korrektursignal
wird in den Komparator eingegeben, um das regenerierte PWM-Signal zum
Anlegen an den Eingang der Klasse-D-Ausgangsstufe zu erzeugen.
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Zur
Erzeugung des umgewandelten PWM-Signals müssen die Impulsbreiten der
positiven und der negativen Impulse des Eingangssignals bekannt
sein. Dies kann in geeigneter Weise vorgenommen werden, wenn das
PWM-Eingangssignal ein abgetastetes Signal ist. In diesem Fall ist
der Impulsbreitenwandler vorzugsweise eingerichtet, um die Mitte
eines breitenmodulierten Impulses durch Zählen der Abtastungen während des
Impulses, Speichern der dabei erhaltenen Zählung und Rückwärtszählen der Zählung bei der doppelten Rate
der Abtastungen zu bestimmen. Eine andere Ausführungsform eines Impulsbreitenwandlers
ist eingerichtet, um durch Zählen
der Abtastungen während
des Impulses, Speichern der dabei erhaltenen Zählung, Dividieren der Zählung durch
zwei und anschließendes
Rückwärtszählen der
dividierten Zählung
bei der Rate der Abtastungen, die Mitte eines breitenmodulierten
Impulses zu bestimmen.
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Wenn
ein Impuls des PWM-Eingangssignals eine gerade Anzahl von Abtastungen
aufweist, kann die Mitte des Impulses genau festgestellt werden.
Die Anzahl von Abtastungen in der ersten Hälfte des Impulses ist dann
gleich der Anzahl von Abtastungen in der zweiten Hälfte. Wenn
die Anzahl von Abtasten indes ungerade ist, ist dies nicht mehr
der Fall und bei der Bildung des umgewandelten PWM-Signals wird ein
Fehler auftreten. Dies kann vermieden werden, wenn die Anordnung
einen Upsampler zum Verdoppeln der Abtastung des PWM-Eingangssignals,
das an den Impulsbreitenwandler angelegt wird, umfasst. Durch das
Verdoppeln der Abtastrate des Eingangssignals wird jeder Impuls
eine gerade Anzahl von Abtastungen aufweisen und die Mitte jedes
Impulses kann genau festgestellt werden.
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Eine
andere Lösung,
die das Upsampling des Eingangssignals vermeidet, ist dadurch gekennzeichnet,
dass der Impulsbreitenmodulator eingerichtet ist, um ein umgewandeltes
PWM-Signal bereitzustellen, das zwischen den Werten +1 und –1 variiert, dadurch,
dass ein Splitter zum Aufteilen der gespeicherten Zählung in
einen ganzzahligen Anteil und einen gebrochenen Anteil von 0,5,
und Mittel zum Verwenden des gebrochenen Anteils zum Nullstellen des
umgewandelten PWM-Signals, wenn der multiplizierte gebrochene Anteil
0,5 beträgt,
bereitgestellt werden. In diesem Fall wird der umgewandelte PWM-Impuls
drei Pegel (+1, 0 und –1)
aufweisen. Wenn dieser aus drei Pegeln bestehende Impuls der vollständigen Integration
unterzogen wird, wird während
der Impulse mit einer ungeraden Anzahl von Abtastungen ein breitenmoduliertes
Dreieck mit abgeflachten Spitzen erzeugt.
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Das
Fehlerkorrektursignal, das aus der Subtraktion zwischen dem PWM-Eingangssignal und dem
PWM-Ausgangssignal der Klasse-D-Ausgangsstufe resultiert, wird gewöhnlich durch
einen Tiefpassfilter passiert, bevor es mit der Dreieckwelle kombiniert
wird. Wenn dieser Tiefpassfilter einen Integrator umfasst (oder
daraus besteht), können
der Integrator für
das Fehlerkorrektursignal und der Integrator für die Dreieckwelle nach der
Kombination der zwei Signale durch einen einzigen Integrator ersetzt werden.
Dann werden das umgewandelte PWM-Signal und das unzureichend gefilterte
Fehlerkorrektursignal tatsächlich
zuerst kombiniert und die Kombination dann integriert. Ein analoger
Integrator wird eingespart und Fehler, die durch den Integrator
verursacht werden, werden reduziert, da der Integrator für die Dreieckwelle
sich nun innerhalb des Regelkreises befindet. In diesem Fall erscheint
die Dreieckwelle hinter dem Integrator in Kombination mit dem Fehlerkorrektursignal.
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Die
Erfindung wird mit Bezug auf die begleitenden Figuren beschrieben.
Es zeigen:
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1 eine
Anordnung zum Verstärken
eines PWM-Eingangssignals des Standes der Technik,
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2 Wellenformen,
die den Betrieb der Anordnung des Standes der Technik von 1 veranschaulichen,
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3 eine
erfindungsgemäße Anordnung zum
Verstärken
eines PWM-Eingangssignals,
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4 Wellenformen,
die den Betrieb der Anordnung von 3 veranschaulichen,
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5 einen
Impulsbreitenwandler zur Verwendung in der Anordnung von 3,
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6 eine
zweite erfindungsgemäße Anordnung
zur Verstärkung
eines PWM-Eingangssignals,
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7 einen
zweiten Impulsbreitenwandler zur Verwendung in einer erfindungsgemäßen Anordnung,
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8 Wellenformen,
die den Betrieb der Anordnung unter Verwendung des Impulsbreitenwandlers
von 7 veranschaulichen, und
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9 eine
dritte erfindungsgemäße Anordnung
zum Verstärken
eines PWM-Eingangssignals.
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Die
Anordnung des Standes der Technik von 1 umfasst
einen Eingangsanschluss 3, an den das PWM-Eingangssignal
VI angelegt wird. In diesem Beispiel ist
das Eingangssignal ein analoges PWM-Signal. Dieses Signal wird in
einer Regenerierungseinheit U verarbeitet, in der eine Korrektur
des PWM-Eingangssignals stattfindet und deren Betrieb hiernach erklärt werden
wird. Das Ausgangssignal dieser Einheit steuert eine Klasse-D-Ausgangsstufe A,
deren Ausgang O zum Beispiel durch einen Standard-Klasse-D-Tiefpassfilter an
einen oder mehrere Lautsprecher (nicht gezeigt) gekoppelt werden
kann. Zum Verringern der Einwirkungen von Amplituden- und/oder Zeitfehlern,
die in dieser Ausgangsstufe auftreten, wird das PWM-Ausgangssignal
VO des Verstärkers A an einen Fehlerkorrektursignal-Generator
G angelegt, in dem das Ausgangssignal VO zuerst
durch ein Dämpfungsglied
B gedämpft
und anschließend
an einen Subtrahierer S geliefert wird. In diesem Subtrahierer wird
das Eingangssignal VI vom gedämpften Ausgangssignal
VO subtrahiert. Die Differenz zwischen diesen
zwei PWM-Signalen wird in einem Tiefpassfilter H mit der Übertragungsfunktion H(s)
gefiltert, um ein Fehlerkorrektursignal VE zu
erzeugen. Das Dämpfungsglied
B in der Leitung zwischen dem Ausgang O und dem Subtrahierer S dient zum
Kompensieren des Verstärkungsfaktors
K des Verstärkers
A, derart, dass die zwei PWM-Signale im Subtrahierer S ungefähr gleiche
Amplituden aufweisen.
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Die
Integrator/Komparatoreinheit U weist einen begrenzten Integrator
L auf, an den das PWM-Eingangssignal angelegt wird, und der ein
begrenztes integriertes PWM-Signal
VL liefert. Dieses Signal weist weniger
steile Flanken auf als das Eingangssignal. Die Neigungen des begrenzten
integrierten Signals VL beginnen mit den
Flanken des Eingangssignals und enden eine feste Zeit τ später. Die
Signale VI und VL sind
in 2 veranschaulicht. In einem Subtrahierer P wird
das Fehlersignal VE vom begrenzten integrierten
PWM-Signal VL subtrahiert und die Differenz
wird an den Eingang eines Komparators C angelegt. Das Ausgangssignal
VC des Komparators ist ein PWM-Signal, dessen
Flanken in Bezug auf die Flanken des Eingangssignals VI versetzt sind,
um sowohl die Zeitfehler als auch die Amplitudenfehler der Ausgangsstufe
A zu kompensieren. Wie in 2 veranschaulicht,
erscheinen die Flanken des Signals VC zu
den Zeitpunkten, an denen das begrenzte integrierte PWM-Signal VL und das Fehlersignal VE gleich
sind, d. h., wenn der Ausgang des Subtrahierers P null ist. Aus
den Signalkurven von 2 ist ersichtlich, dass die
Flanken des Signals VC nicht über eine
Periode geändert
werden können,
die größer als
die Neigungsperiode τ des
begrenzten integrierten Signals VL ist,
und dass die Neigungsperiode τ nicht
größer als
die kleinste Impulsbreite im Eingangssignal gemacht werden kann.
Daher ist der Regelbereich der Anordnung des Standes der Technik
stark begrenzt.
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In 3 wurden
Bestandteile, die denjenigen in 1 entsprechen,
mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Die Anordnung dieser Figur
empfängt
ein abgetastetes PWM-Eingangssignal V'I, das an einen
Impulsbreitenwandler M angelegt wird. Diese Einheit M liefert über einen
DA-Wandler D2 ein PWM-Signal VI,
das eine feste Verzögerung
in Bezug auf das Signal V'I aufweist, an den Subtrahierer S. Das Signal
VI dient als Eingangssignal für einen
Teil des Impulsbreitenwandlers M und den Fehlerkorrektursignal-Generator G. Der
Impulsbreitenwandler (M) erzeugt ein umgewandeltes PWM-Signal VM, dessen Flanken mit der Mitte der Impulse
des Eingangssignals VI übereinstimmen. Dies ist in 4 durch
die Wellenformen von VI und VM veranschaulicht.
In dieser Figur stimmen die absteigenden Flanken des Signals VM mit der Mitte der positiven Impulse des
Signals VI überein und die aufsteigenden
Flanken von VM stimmen mit der Mitte der
negativen Impulse von VI überein.
Beispiele des Aufbaus des Impulsbreitenwandlers M werden mit Bezug
auf 5 und 6 der Zeichnungen beschrieben.
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Das
umgewandelte PWM-Signal VM wird in einen
DA-Wandler D1 eingegeben und das umgewandelte
PWM-Analogsignal VA wird anschließend an
einen Vollintegrator I angelegt, der das umgewandelte PWM-Signal
VA in eine Dreieckwelle VT umwandelt,
wie in der dicken Kurve in 4 gezeigt.
Es sei erwähnt,
dass das Signal VI eine breitenmodulierte Dreieckwelle
ist, deren Nulldurchgänge
mit den Nulldurchgängen
des PWM-Eingangssignals
VI übereinstimmen.
Die Dreieckwelle VT wird im Subtrahierer
P mit dem Fehlerkorrektursignal VE kombiniert
und das so kombinierte Signal wird in den Eingang des Komparators
C eingegeben, um das korrigierte PWM-Signal VC zu
erhalten. Diese Arbeitsvorgänge
sind die gleichen, wie diejenigen, die mit Bezug auf 1 erklärt wurden,
und sie werden in 4 nicht weiter veranschaulicht.
Der wichtige Unterschied in Bezug auf die Anordnung von 1 ist,
dass die Neigungen der Dreieckwelle VT eine
größere Zeitspanne
belegen als diejenigen des begrenzten integrierten Signals VL von 2 und dass
der Fehlerkorrekturbereich der Anordnung von 3 daher
viel größer sein kann
als derjenige der Anordnung des Standes der Technik von 1.
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5 zeigt
ein Beispiel eines Impulsbreitenwandlers M zur Verwendung in der
Anordnung von 3. Das Eingangssignal V'I wird
an einen Flankendetektor 1 angelegt. Dieser Flankendetektor
kann eine Verzögerung
von einer Abtastung und ein XOR-Gatter
umfassen, das das Eingangssignal mit dem um eine Abtastung verzögerten Eingangssignal xor-verknüpft. Das
XOR-Gatter liefert „Nullen", solange die Abtastung
der vorherigen Eingangsabtastung gleichkommt. Wenn eine Flanke im
PWM-Eingangssignal auftritt, ist die tatsächliche Eingangsabtastung unterschiedlich
von der vorhergehenden Eingangsabtastung, und das XOR-Gatter liefert
eine „Eins". Ein Zähler 2 wird
mit einem Abtasttakt CL getaktet und weist einen Rücksetzeingang 2a auf,
der mit dem Ausgang des Flankendetektors 1 verbunden ist.
Wenn eine Flanke ermittelt wird, wird der Zähler auf den Wert 1 rückgesetzt
und zählt
anschließend die
empfangenen Abtastungen, bis eine zweite Flanke ermittelt wird.
Der Wert der Zählung
wird in eine Verzögerung 3 um
eine Abtastung eingegeben, die dazu dient, die letzte Zählung zu
halten, wenn der Zähler 2 rückgesetzt
wird. Daher stellt die in der Verzögerung 3 von einer
Abtastung gespeicherte Zählung
die Anzahl von Abtastungen des soeben beendeten Impulses dar, wenn
der Flankendetektor eine neue Flanke ermittelt. Ein Puffer 4 mit
einem Dateneingang 4a und einem Pop-Eingang 4a speichert die Zählung von
der Verzögerung 3 um
eine Abtastung beim Empfang eines Impulses vom Flankendetektor 1 an
seinem Pop-Eingang 4b.
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Das
PWM-Eingangssignal V'I wird in einer geeigneten Verzögerung 5 verzögert, um
das PWM-Signal VI zum Anlegen an den DA-Wandler
D2 von 3 zu erhalten.
Das verzögerte
Signal VI wird auch an einen zweiten Flankendetektor 6 angelegt. Wenn
dieser zweite Flankendetektor eine Flanke im verzögerten Eingangssignal
VI ermittelt, sendet er einen Impuls an
den Pop-Out-Eingang 4c des Puffers 4, mit dem
Ergebnis, dass die im Puffer enthaltene Zählung an einem Ausgang 4d des
Puffers ausgegeben wird. Diese Zählung
wird in einem Dividierer 7 durch zwei dividiert und die
so dividierte Zählung
ist an einem Eingang 8a eines Rückwärtszählers 8 verfügbar. Der
Impuls des zweiten Flankendetektors wird auch an einen Pop-In-Eingang 8b des
Rückwärtszählers angelegt
und ermöglicht
das Speichern der dividierten Zählung
im Rückwärtszähler. Anschließend zählt der
Rückwärtszähler mit
der Rate der Taktimpulse CL rückwärts und,
da der Wert der Zählung
der Hälfte
des Werts der ursprünglichen Zählung im
Puffer 4 entspricht, wird der Arbeitsablauf des Rückwärtszählens in
der Hälfte
der Periode des Impulses abgeschlossen. Der Ausgang des Rückwärtszählers 8 wird
an einen Komparator 9 angelegt. Dieser Komparator erzeugt
an seinem Ausgang eine „Eins", wenn der Rückwärtszähler leer
ist, was in der Mitte des Impulses des (verzögerten) Eingangssignals VI der Fall ist. Der Ausgang des Komparators 9 und
das verzögerte
PWM-Eingangssignal VI werden in ein XOR-Gatter 10 eingegeben,
um das umgewandelte PWM-Signal VM zu erzeugen.
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Es
sei angemerkt, dass die Verzögerung 5 größer sein
sollte als die größtmögliche Impulsbreite, entweder
positiv oder negativ, um zu verhindern, dass der Puffer 4 zum Zeitpunkt,
an dem er ausgelesen wird, immer noch die Zählung des vorhergehenden Impulses
enthält.
Andererseits sollte die Verzögerung,
wenn der Puffer nur eine Zählung
speichern kann, kleiner als die kleinstmögliche Impulsperiode, d. h.
die Summe der Breiten von zwei aufeinander folgenden Impulsen, eines
positiven und eines negativen Impulses, sein, um zu verhindern,
dass der Puffer, zu dem Zeitpunkt, an dem er ausgelesen wird, bereits
die Zählung
des nächsten
Impulses enthält. Daher
sollte die Impulsperiode konstant sein. Andererseits können, wenn
der Puffer 4 mehrere Zählwerte
enthalten kann und nach der FIFO-Methode organisiert ist, auch PMW-Signale
mit variablen Impulsperioden, wie rauschgeformte PWM-Signale, gehandhabt
werden. In diesem Fall muss die Verzögerung größer als die größtmögliche Impulsbreite
sein und die Puffergröße, d. h.
die Anzahl von Zählungen,
die im Puffer gespeichert werden kann, muss größer sein als das Zweifache
der durch die kleinstmögliche
Impulsperiode dividierten Verzögerung.
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Der
Impulsbreitenwandler von 5 arbeitet nur richtig, wenn
jeder Impuls des PWM-Eingangssignals eine gerade Anzahl von Abtastungen
aufweist. In diesem Fall liegt jede Flanke des Ausgangssignals VM des Impulsbreitenwandlers genau in der
Mitte eines Impulses des PWM-Eingangssignals, wobei die Hälfte der
Abtastungen des Eingangsimpulses vor der Flanke liegen und die andere
Hälfte
der Abtastungen hinter der Flanke liegen. Jeder Impuls des Eingangssignals
mit einer ungeraden Anzahl von Abtastungen ergibt indes einen Fehler
im Ausgangssignal des Impulsbreitenwandlers und auch in der davon abgeleiteten
Dreieckwelle.
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Eine
Lösung
dieses Problems ist in 6 gezeigt. In der Anordnung
gemäß dieser
Figur ist ein Upsampler F mit einem Upsampling-Verhältnis von
2 vor der Anordnung eingefügt,
derart, dass die Anzahl von Abtastungen aller Impulse des Eingangssignals verdoppelt
wird und Impulse mit ungeraden Anzahlen von Abtastungen vermieden
werden, wobei das Verhältnis
aller Impulse zueinander unverändert
bleibt.
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Die
Anordnung von 6 veranschaulicht auch, dass
der Subtrahierer P der Anordnung von 6 durch
die Verwendung eines Differenzkomparators C gestrichen werden kann.
Ein Eingang des Komparators C wird für das Dreiecksignal VT und der andere Eingang für das Fehlerkorrektursignal
VE verwendet.
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Wenn
die Verwendung des Upsamplers F in 6 zu einer
unannehmbar oder unerwünscht
hohen Abtastfrequenz führen
würde,
könnte
das Problem der ungeraden Anzahl von Abtastungen in einem Impuls
mit dem Impulsbreitenwandler von 7 gelöst werden.
In dieser Figur weisen die Bestandteile, die denjenigen von 5 entsprechen,
die gleichen Bezugszeichen auf und erfordern keine weitere Erklärung.
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In
diesem Impulsbreitenwandler wird der Ausgang des Dividierers 7 an
einen Splitter 11 angelegt, der die dividierte Zählung in
einen ganzzahligen Anteil und einen gebrochenen Anteil aufteilt.
Der ganzzahlige Anteil wird auf die gleiche Weise wie im Impulsbreitenwandler
von 5 an den Eingang 8a des Rückwärtszählers 8 angelegt.
Der gebrochene Anteil, der gleich 0 ist, wenn der gezählte Impuls
eine gerade Anzahl von Abtastungen aufweist, und gleich 0,5 ist,
wenn der Impuls eine ungerade Anzahl von Abtastungen aufweist, wird
an einen Multiplizierer 12 angelegt, der mit 2 multipliziert
und infolgedessen, in Abhängigkeit
davon, ob die Impulszählung
gerade oder beziehungsweise ungerade ist, ein einzelnes Bit 0 oder
1 liefert. Dieses einzelne Bit wird an einen Eingang eines UND-Gatters 13 angelegt.
Der andere Eingang dieses UND-Gatters ist mit einem dritten Flankendetektor 14 verbunden,
der die Flanken im Ausgang VM des XOR-Gatters 10 ermittelt.
Daher ist der Ausgang V'M des UND-Gatters 13 immer 0, außer, wenn
der Flankendetektor 14 eine Flanke im umgewandelten Ausgangssignal
VM ermittelt und der gebrochene Anteil der
dividierten Zählung
nicht Null ist. Die zwei Ein-Bit-Signale VM und
V'M steuern
einen Zwei-Bit-DA-Wandler D1, der den Ein-Bit-DA-Wandler D1 von 3 und 6 ersetzt.
Dieser Zwei-Bit-DA-Wandler ist derart konstruiert, dass das Ausgangssignal
VA dieses DA-Wandlers wie folgt ist:
1,
wenn VM = 1 und V'M = 0
–1, wenn
VM = 0 und V'M = 0
0,
wenn V'M =
1
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8 zeigt
das Eingangssignal VI, das Ausgangssignal
VA des Zwei-Bit-DA-Wandlers D1 und den Ausgang VT des Integrators I. In dieser Figur wird angenommen,
dass die dritten und vierten Impulse des Eingangssignals eine ungerade
Anzahl von Abtastungen aufweisen, während die ersten, zweiten und
fünften
Impulse eine gerade Anzahl von Abtastungen aufweisen.
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Die
Anordnung von 9 entspricht derjenigen von 3,
außer,
dass der Integrator I in der Ausgangsleitung des Subtrahierers P
anstatt in seiner +–Eingangsleitung
verbunden ist. Es wird hierbei angenommen, dass der Tiefpassfilter
H zum Tiefpassfiltern des Fehlerkorrektursignals in 3 mindestens
einen Integratorabschnitt umfasst. Dieser Integratorabschnitt und
der Integrator I von 3 können dann in der Ausgangsleitung
des Subtrahierers P durch einen einzigen Integrator ersetzt werden.
Der Tiefpassfilter H' von 9 ist
gleich wie der Hochpassfilter H von 3 minus
einen Integratorabschnitt. Der Subtrahierer P subtrahiert das unzureichend
tiefpassgefilterte Fehierkorrektursignal V'E vom umgewandelten
PWM-Signal VA und der Integrator I liefert
die Kombination der Dreieckwelle VT und
des ausreichend tiefpassgefilterten Fehlerkorrektursignals VE an den Eingang des Komparators C.
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Die
in den Figuren gezeigten und vorhergehend beschriebenen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung sollen als veranschaulichend und nicht
in einem einschränkenden
Sinne aufgefasst werden. Fachleute können viele Abwandlungen an diesen
Ausführungsformen
vornehmen, ohne den Bereich der vorliegenden Erfindung, wie in den
beigefügten
Ansprüchen
definiert, zu verlassen. Wenn zum Beispiel das Dämpfungsglied B in der Anordnung
von 3 das Signal V0 invertiert,
dann werden beide Kombinatoren S und P Addierer anstatt von Subtrahierern.