DE602004009781T2

DE602004009781T2 - Verfahren zur regelung eines verstärkers mit variabler verstärkung und elektronische schaltung

Info

Publication number: DE602004009781T2
Application number: DE602004009781T
Authority: DE
Inventors: Johannes H. Brekelmans; Marc G. Notten
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2003-04-16
Filing date: 2004-04-08
Publication date: 2008-08-28
Anticipated expiration: 2024-04-09
Also published as: US20060208801A1; CN1774859A; ATE377290T1; JP2006523997A; WO2004093312A1; US7248107B2; EP1618654A1; EP1618654B1; CN100557961C; DE602004009781D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Verstärkern mit variabler Verstärkung und insbesondere, ohne darauf beschränkt zu sein, Verstärker mit stetiger Analogausgabe, die eine Verstärkung haben, die in diskreten Schritten zusammen mit verschiedenen Schaltern wählbar ist.
Ein bekannter Typ von Verstärkern mit variabler Verstärkung ist derjenige, der einen Operationsverstärker verwendet, wobei die Verstärkung des Verstärkers durch das Verhältnis eines Rückkopplungswiderstands zu einem Reihenwiderstand bestimmt ist. Bei diesen Typen von Verstärkerschaltungen kann die Verstärkung durch das Stellen von verschiedenen Schaltern im Widerstandsnetzwerk, das die Rückkopplung bereitstellt, gewählt werden. So zeigt zum Beispiel das US-Patent Nr. 4.855.685 eine solche Präzisionsschaltung mit schaltbarer Verstärkung zur Verwendung als analoge Schnittstelle für einen Analog-Digital-Umsetzer.
Verstärker mit variabler Verstärkung werden auch in Fernseh-Tunern als Teil von Regelkreisen zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC) verwendet. Tuner nach dem Stand der Technik verwenden Doppelgate-MOS-Transistoren, deren an das zweite Gate angelegte Gleichspannung die Reglung der Transkonduktanz und somit der Verstärkung gestattet. In solchen Tuner nach dem Stand der Technik ist die Verstärkungsregelung stetig.
EP-A-0 545 536 offenbart einen spannungsgeregelten Verstärker, der einen Operationsverstärker mit Gegenkopplung zum Einstellen der Verstärkung verwendet. Ein spannungsvariabler Widerstand wird als Teil eines verstellbaren Spannungsteilers zum Regeln der Verstärkung des Verstärkers verwendet.
US-A-5 412 346 offenbart einen Spannungssignalverstärker mit variabler Verstärkung zum Integrieren in eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung, zum Beispiel für ein Plattenlaufwerk. Der Verstärker umfasst einen weiteren Verstärker, der einen Eingangssignalweg und einen Rückführsignalweg umfasst, wobei beide besagte Wege mindestens einen signalgeregelten Widerstand einschließen.
Verstärker mit variabler Verstärkung, die eine diskrete Verstärkungswahl durch das Stellen von Schaltern ermöglichen, sind für solche Anwendungen wie Fernseh- oder Radio-Tuner nicht verwendbar, weil eine abrupte Änderung der Verstärkung eine sichtbare oder hörbare Signalverzerrung verursacht.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist daher die Bereitstellung eines verbesserten Verfahrens zur Regelung eines Verstärkers mit variabler Verstärkung, um den Betrag der Verzerrung während Verstärkungsübergängen zu reduzieren.
Die Erfindung ist im Hauptanspruch bestimmt. Unteransprüche bestimmen vorteilhafte Ausführungsformen.
Die Erfindung stellt einen Verstärker mit variabler Verstärkung bereit, der mindestens ein Halbleiterbauelement zum Auswählen zwischen einer ersten und einer zweiten Verstärkung des Verstärkers mit variabler Verstärkung hat. Der Übergang zwischen den Verstärkungszuständen des Verstärkers mit variabler Verstärkung wird dadurch geregelt, dass eine Folge von Steuerspannungen an das Halbleiterbauelement angelegt wird, um die Steuerspannung des Halbleiterbauelements mittels einer abgestuften Folge stufenweise zu verändern.
Erfindungsgemäß werden eine Gatespannungsgeneratorschaltung sowie eine erste und eine zweite Referenzspannungsschaltung zum Generieren der abgestuften Gatespannungsfolge verwendet. Die Gatespannungsgeneratorschaltung und die erste und die zweite Referenzspannungsschaltung sind zur Schaltung des Verstärkers mit variabler Verstärkung elektrisch äquivalent.
Zum Beispiel entspricht die Gatespannung des Schalters einer der Referenzspannungsschaltungen permanent dem Speisespannungspotenzial, während das Gate der anderen Referenzspannungsschaltung permanent geerdet ist. Der Folgegenerator generiert eine Folge, die Übergänge zwischen den Referenzspannungen, die durch die beiden Referenzspannungsschaltungen bereitgestellt werden, bildet. Diese abgestufte Spannungsfolge wird dazu verwendet, die Generatorschaltung zu regeln, die die Folge von Gatespannungen für die Übergänge zwischen den Zuständen des Schalters des Verstärkers mit variabler Verstärkung bereitstellt.
Auf diese Weise wird ein abgestufter Übergang zwischen den diskreten Verstärkungszuständen des Verstärkers mit variabler Verstärkung erreicht, wodurch Über gangsverzerrungen eliminiert werden. Das ermöglicht die Verwendung von Verstärkern mit variabler Verstärkung, die diskrete schaltbare Verstärkungen haben, bei solchen Anwendungen wie Fernseh- und Radio-Tuner.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden eine Untermenge von Halbleiterschaltern zur Grobregelung der Verstärkung und eine andere Untermenge von Schaltern zur Feinregelung der Verstärkung verwendet. Eine gewünschte Verstärkung wird gewählt, indem ein oder mehrere Schalter der ersten Untermenge und ein oder mehrere Schalter der zweiten Untermenge ausgewählt werden. Die ausgewählten Schalter der ersten und/oder der zweiten Untermenge müssen ein- oder ausgeschaltet werden.
Diese Schaltvorgänge werden sequentiell ausgeführt, indem jeder der ausgewählten Schalter unter Anwendung der abgestuften Folge stufenweise geschaltet wird. Die ausgewählten Schalter werden, mit anderen Worten, nacheinander in den erforderlichen Schaltzustand gebracht, indem die abgestuften Folgen nacheinander auf die ausgewählten Schalter angewendet werden. Das ermöglicht die Verwendung eines einzigen Folgegenerators, der zwischen den Schaltern gemultiplext werden kann.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird eine Schnittstellenschaltung zwischen dem Gate des Schalters und dem Folgegenerator bereitgestellt. Der Zweck der Schnittstellenschaltung besteht im Speichern und Halten des Beharrungszustands des Schalters. Die Schnittstellenschaltung liefert ein entsprechendes Zustandssignal an den Folgegenerator, um den Folgegenerator über den Ausgangszustand des Schalters vor dem Stattfinden einer Übertragung zu informieren.
Wenn ein Übergang vom Beharrungszustand zu einem anderen Beharrungszustand ausgelöst wird, wird die Schnittstellenschaltung geschaltet, um die abgestufte Folge von Gatespannungen durch das Gate des Schalters anzulegen. Nach Abschluss der Übergangsfolge wird die Schnittstellenschaltung zurückgeschaltet, um den neuen Beharrungszustand zu halten.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Verzerrung weiter reduziert, indem die Gatespannung des Schalters mit einem Wechsel stromsignalanteil, der am Drain des Schalters vorhanden ist, moduliert wird. Dieses Drainsignal kann zum Beispiel mittels einer Reihenschaltung eines Widerstands und eines Kondensators an das Gate gekoppelt werden. Vorzugsweise wird die Modulationssignalamplitude auf mehrere Schalter verteilt, wodurch die Gesamtverzerrung weiter reduziert wird. Auf diese Weise wird die Modulation des Widerstands im geöffneten Zustand eines MOS-Bauelements reduziert, wenn es als Stellwiderstand verwendet wird. Dadurch wird die durch die MOS-Bauelemente eingeführte Nichtlinearität beträchtlich reduziert.
Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung ausführlicher unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines Verstärkers mit variabler Verstärkung, der einen einzigen Schalter hat, und einer Regelschaltung zur Bereitstellung eines geregelten Übergangs zwischen den Verstärkungen zeigt;
2 einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der mehrere Schalter zur Auswahl von diskreten Verstärkungen hat, zeigt;
3 eine Schnittstellenschaltung zur Bereitstellung einer Schnittstelle zwischen dem Gate des Schalters des Verstärkers mit variabler Verstärkung und der Regelschaltung zeigt;
4 einen Verstärker mit variabler Verstärkung mit reduzierter Modulation des Widerstands im geöffneten Zustand des MOS-Schalters mittels einer Reihenschaltung eines Widerstands und eines Kondensators zeigt;
5 eine alternative Ausführungsform des Verstärkers mit variabler Verstärkung von 4 zeigt;
6 eine weitere alternative Ausführungsform des Verstärkers mit variabler Verstärkung von 4 zeigt, wo die Modulationssignalamplitude auf zwei MOS-Schalter verteilt ist.
1 zeigt einen Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) 100. Der VGA 100 hat einen Operationsverstärker 102, der das Ausgangssignal Vout bereitstellt. Das Eingangssignal Vin ist mittels des Widerstands R0 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 102 gekoppelt.
Die Rückführung des Ausgangssignals Vout zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 102 erfolgt durch den Widerstand R1, falls sich der MOS-Transistorschalter 104 im Sperrzustand befindet. Falls sich der MOS-Transistorschalter 104 im Durchlasszustand befindet, erfolgt die Rückführung durch R1, der mit dem Widerstand R2 parallel geschaltet ist, und den Widerstand im geöffneten Zustand des MOS-Transistorschalters 104. Durch die Regelung des Betrags der Rückführung mittels des MOS-Transistorschalters 104 sind zwei diskrete Verstärkungen des VGA 100 für den Beharrungszustand wählbar.
Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 102 ist an eine Spannung Vdc angeschlossen.
Die Gatespannung VG des MOS-Transistorschalters 104 wird durch die Regelschaltung 106 bereitgestellt. Die Regelschaltung 106 hat eine Generatorschaltung 108, eine Referenzspannungsschaltung 110 und eine Referenzspannungsschaltung 112. Die Generatorschaltung 108, die Referenzspannungsschaltung 110 und die Referenzspannungsschaltung 112 haben die gleiche Topologie wie der Verstärker mit variabler Verstärkung 100 und sind elektrisch äquivalent.
Die Gatespannung des MOS-Transistorschalters M1 der Referenzspannungsschaltung 110 entspricht permanent der Spannung VCC, während die Gatespannung des MOS-Transistorschalters M2 der Referenzspannungsschaltung 112 permanent geerdet ist.
Die Referenzspannungsschaltung 110 stellt an ihrem Ausgang die Referenzspannung Vref 1 bereit und die Referenzspannungsschaltung 112 stellt an ihrem Ausgang die Referenzspannung Vref 2 bereit. Die Referenzspannungen Vref 1 und Vref 2 werden über eine Anzahl N – 1 von in Reihe geschalteten Widerständen 114 angelegt. Das stellt eine Anzahl N von diskreten Spannungen zwischen den Referenzspannungen bereit.
Jede dieser diskreten Spannungen ist durch einen entsprechenden Transistorschalter P1, P2, P3, ..., P_N wählbar. Die Transistorschalter P1, ..., P_N werden durch jeweilige Ausgänge D₁, D₂, ... D_N des Folgegenerators 116 geregelt. Je nach Zustand der Ausgänge D₁, D₂, ... D_N wird eine der diskreten Spannungen zwischen den Referenzspannungen ausgewählt und an die Leitung 118 gekoppelt. Mittels der Leitung 118 wird die ausgewählte diskrete Spannung an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 120 angelegt. Vorzugsweise wird die ausgewählte diskrete Spannung mittels des Tiefpassfilters 122 tiefpassgefiltert, bevor sie an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 120 angelegt wird.
Der Operationsverstärker 120 empfangt die Ausgangsspannung Vgen der Generatorschaltung 108 an seinem nichtinvertierenden Eingang. Der Operationsverstärker 120 gibt die Gatespannung VG aus, die an das Gate des MOS-Transistorschalters 104 und auch an das Gate des äquivalenten MOS-Transistorschalter M0 der Generatorschaltung 108 angelegt wird. Auf diese Weise wird die Generatorschaltung 108 so geregelt, dass eine VG entsteht, die der ausgewählten diskreten Ausgangsspannung Vref entspricht, die einer bestimmten Verstärkungseinstellung entspricht.
Der Folgegenerator 116 hat Eingänge 124, 126 und 128. Ein Taktsignal wird dem Eingang 124 zugeführt. Der Eingang 126 ist ein Rücksetzeingang. Mittels des Eingangs 128 kann ein Übergang zwischen den Beharrungszuständen ausgelöst werden, das heißt, von einer hohen Verstärkung zu einer geringen Verstärkung oder umgekehrt.
Der VGA 100 befindet sich zum Beispiel in einem Beharrungszustand mit geringer Verstärkung, also VG = Vcc. Wenn der Folgegenerator 116 an seinem Eingang 128 ein Auslösesignal empfängt, löst das den geregelten Übergang vom Beharrungszustand des VGA 100 mit geringer Verstärkung zu seinem Beharrungszustand mit hoher Verstärkung entsprechend VG = Massespannung aus.
Das erste Element der Folge ist das Einschalten des Transistors P1, um die Spannung Vref 1 auszuwählen. Das erfolgt durch das Aktivieren des Signalausgangs D₁ des Folgegenerators 116. Nach einem bestimmten vorgegebenen Zeitintervall, zum Beispiel mit dem nächsten Taktimpuls am Eingang 124, wird der Ausgang D₁ deaktiviert und der Ausgang D₂ aktiviert, um den Transistor P2 zur Auswahl einer Vref einzuschalten, die einen Inkrementalschritt über Vref 1 liegt. Das führt zu einer entsprechenden Verringerung von VG, die an das Gate des MOS-Transistorschalters 104 angelegt wird.
Nachdem das nächste vorgegebene Zeitintervall vergangen ist, wird D2 deaktiviert und D3 aktiviert, um den Transistor P3 für die nächste Inkrementalerhöhung von Vref einzuschalten. Dieser Prozess setzt sich so fort, dass Vref stufenweise von Vref 1 bis Vref 2 erhöht wird. Das führt zu einer entsprechenden Veränderung von VG, so dass der VGA 100 auf geregelte Weise von seinem Beharrungszustand mit geringer Verstärkung zu seinem Beharrungszustand mit hoher Verstärkung übergeht, was transiente nichtlineare Effekte und somit die Verzerrung begrenzt.

2 zeigt eine alternative Ausführungsform des VGA 100 mit mehreren MOS-Transistorschaltern 104. Im hier betrachteten Beispiel sind eine Anzahl von neun Schaltern zur Grobregelung der Verstärkung und eine Anzahl von zehn Schaltern zur Feinregelung der Verstärkung bereitgestellt. Die unten stehende Tabelle 1 zeigt eine Wahrheitstabelle für Gatesignale A bis I für die Grobregelung der Verstärkung, und die unten stehende Tabelle 2 ist die Wahrheitstabelle für Gatesignale J bis S für die Feinregelung der Verstärkung.

	Gate des Schalt-MOST
Verstärkung	A	B	C	D	E	F	G	H	I
–6	0	0	0	0	0	0	0	0	0
–4	1	0	0	0	0	0	0	0	0
–2	1	1	0	0	0	0	0	0	0
0	1	1	1	0	0	0	0	0	0
2	1	1	1	1	0	0	0	0	0
4	1	1	1	1	1	0	0	0	0
6	1	1	1	1	1	1	0	0	0
8	1	1	1	1	1	1	1	0	0
10	1	1	1	1	1	1	1	1	0
12	1	1	1	1	1	1	1	1	1

Tabelle 1 (grobe Schritte)

	Gate des Schalt-MOST
Verstärkung	J	K	L	M	N	O	P	Q	R	S
0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1
0,2	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1
0,4	0	0	0	0	0	0	0	1	1	1
0,6	0	0	0	0	0	0	1	1	1	1
0,8	0	0	0	0	0	1	1	1	1	1
1	0	0	0	0	1	1	1	1	1	1
1,2	0	0	0	1	1	1	1	1	1	1
1,4	0	0	1	1	1	1	1	1	1	1
1,6	0	1	1	1	1	1	1	1	1	1
1,8	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1

Tabelle 2 (feine Schritte)

Zur Regelung des Übergangs zwischen zwei diskreten Verstärkungen des VGA 100 von 2 kann die Regelschaltung 106 gemultiplext werden, um eine separate Regelschaltung 106 für jedes der Signale A bis S zu vermeiden. Das kann mittels der Schnittstellenschaltung 130 von 3 erfolgen.
In der Ausführungsform von 3 wird der VGA 100 von 2 verwendet. Die Gatespannungen der MOS-Transistorschalter 104 (Signale A, B, ..., S) erfordern eine Regelung des Übergangs in Abhängigkeit vom gewählten diskreten Übergang.
Die Schnittstellenschaltung 130 ist mit dem Signal A des VGA 100 verbunden. Die Schnittstellenschaltung 130 hat ein Flipflop 132 zum Speichern des aktuellen Beharrungszustands des MOS-Transistors 104, der durch das Gatesignal A geregelt wird. Da es nur zwei alternative Beharrungszustände für den aktuellen Schaltzustand des MOS-Transistorschalters 104 gibt, ist der Schalter S2 entweder mit Vcc verbunden oder geerdet. Dieses Potenzial ist mittels des Schalters S1 an das Signal A gekoppelt.
Der Q-Ausgang des Flipflop 132 stellt das Signal pState bereit, das an den Folgegenerator 116 (vgl. 1) gekoppelt wird, um den Folgegenerator 116 über den aktuellen Beharrungszustand des VGA 100 zu informieren. Während eines Übergangs von einem Beharrungszustand zu einem anderen wird die Stellung des Schalters S1 verändert, so dass das durch die Regelschaltung 106 bereitgestellte Signal VG an das Signal A gekoppelt wird. Nach der Übergangsphase wird der Schalter S1 in seine Ausgangsstellung zurückbewegt. Auch die Stellung des Schalters S2 ist verändert worden, so dass der neue Beharrungszustand gehalten wird.
Nach Abschluss des Übergangs kann die Regelschaltung 106 in Abhängigkeit von den erforderlichen Schaltvorgängen an die Schnittstellenschaltung 130 des Signals B oder eines anderen Signals der Signale B bis S gekoppelt werden. Durch die Bereitstellung einer Schnittstellenschaltung 130 für jedes der Signale A bis S kann die Regelschaltung 106 gemultiplext werden, so dass die erforderlichen Übergänge der Schaltzustände der MOS-Transistorschalter 104 sequentiell erreicht werden.
Während des Betriebs wird mittels der Schnittstellenschaltung 130 und der Regelschaltung 106 das folgende Verfahren ausgeführt, um den quasistetigen Verstärkungsübergang auszuführen:

– Koppeln des Ausgangssignals VG der Regelschaltung 106 an den VG-Eingang der Schnittstellenschaltung 130 und Koppeln des Signals pState der Schnittstellenschaltung 130 an den Eingang 128 der Regelschaltung 106, was mittels eines Multiplexers, der das Ausgangssignal VG der Regelschaltung 106 an die verschiedenen Schnittstellenschaltungen 130 und die Signale pState der verschiedenen Schnittstellenschaltungen 130 an die Signalregelschaltung 106, das heißt, den Eingang 128, multiplext, erreicht wird;
– Setze „enable = 1", um Schnittstellenschaltung 130 zu aktivieren;
– Lesen des Signals pState am Eingang 128 durch den Folgegenerator 116 (vgl. 1);
– Setze den Anfangswert des Ausgangssignals VG der Regelschaltung 106 so, dass er an den VG-Wert angepasst wird, der der aktuellen Schalterstellung entspricht, die durch pState angezeigt wird;
– Führe das Signal T1 zu, um das Flipflop 134 umzuschalten, wodurch die Stellung von S1 verändert wird, um den externen VG-Eingang von der Regelschaltung 106 zu wählen;
– Beginne den abgestuften Übergang von VG durch sequentielles Einschalten der Transistoren P1 bis P_N;
– Führe das Signal T1 zu, um das Flipflop 134 umzuschalten, um den Schalter S1 in seine ursprüngliche Haltestellung zurückzubewegen; gleichzeitig wird T2 zugeführt, um das Flipflop 132 auszulösen, um den Schalter S2 auf das Spannungspotenzial einzustellen, das dem neuen Beharrungszustand entspricht;
– Deaktiviere die Schnittstellenschaltung 130 durch Setzen von „enable = 0";
– Kopple die Regelschaltung 106 an den nächsten Gatesignaleingang eines MOS-Transistorschalters 104, der einen Übergang seines Schaltzustands benötigt.

4 zeigt eine alternative Ausführungsform für einen Verstärker mit variabler Verstärkung 400. Gleiche Elemente des Verstärkers mit variabler Verstärkung 400 in 4 und des Verstärkers mit variabler Verstärkung 100 in 1 sind mit den gleichen Symbolen bezeichnet.
In der Ausführungsform von 4 wird die mit der doppelten Frequenz des Eingangssignals Vin erfolgende Modulation des Widerstands im geöffneten Zustand reduziert, indem die Gatespannung des MOS-Transistorschalters 104 mit einem Wechselstromsignal, das am Drain des MOS-Transistorschalters 104 vorhanden ist, moduliert wird. Das wird erreicht, indem der Drain des Transistorschalters 104 mittels einer Reihenschaltung des Widerstands 136 und des Kondensators 138 an das Gate gekoppelt wird.
Die Wechselspannung zwischen dem Drain und der Source hängt vom Widerstand im geöffneten Zustand des MOS-Transistorschalters 104 ab. Aufgrund der Tatsache, dass der MOS-Transistorschalter 104 eine symmetrische Vorrichtung ist, können Drain und Source vertauscht werden. Die Spannung am Gate bezüglich des Anschlusspunkts, der das geringste Potenzial trägt, bestimmt den Widerstand im geöffneten Zustand des Kanals. Diese Nichtlinearität wird durch die Modulation der Gatespannung kompensiert.
5 zeigt eine Möglichkeit zur weiteren Reduzierung dieser Modulation. Diese Möglichkeit besteht darin, die Gate-Source-Wechselspannung zum Mittelwert der Spannungen am Drain und an der Source zu machen. Die Widerstände R3 und R5 sind gleich, ebenso die Kondensatoren C2 und C3. Daher ist das am Gate vorhandene Signal der Mittelwert der am Drain und an der Source vorhandenen Signale. Auf diese Weise wird die Linearität des Verstärkers mit variabler Verstärkung 500 von 5 weiter verbessert.
6 zeigt eine weitere Ausführungsform für einen Verstärker mit variabler Verstärkung 600. In der Ausführungsform von 6 ist der feste Rückkopplungswiderstand in zwei Widerstände R1 und R3 aufgeteilt und die Mittenanzapfung über den Kondensator C1 an die Gates der MOS-Transistorschalter 104 angeschlossen. Die Transistoren R4 und R5 werden zur Reduzierung des Einflusses von Störungen verwendet.

100: Verstärker mit variabler Verstärkung
102: Operationsverstärker
104: MOS-Transistorschalter
106: Regelschaltung
108: Generatorschaltung
110: Referenzspannungsschaltung
112: Referenzspannungsschaltung
114: Widerstand
116: Folgegenerator
118: Leitung
120: Operationsverstärker
122: Tiefpassfilter
124: Eingang
126: Eingang
128: Eingang
130: Schnittstellenschaltung
132: Flipflop
134: Flipflop
136: Widerstand
138: Kondensator
400: Verstärker mit variabler Verstärkung
500: Verstärker mit variabler Verstärkung
600: Verstärker mit variabler Verstärkung

Übersetzung der Zeichnungen
1

Sequence generator Folgegenerator
Clock Taktgeber
Reset Rücksetzung
Up/down rauf/runter

3

enable Freigabe

Claims

Eine elektronische Schaltung, umfassend: – einen Verstärker mit variabler Verstärkung (100; 400; 500; 600) mit mindestens einem Halbleiterschalter (104), wobei der Verstärker eine erste Verstärkung hat, wenn sich der Halbleiterschalter in einem ersten Beharrungszustand befindet und eine erste Gatespannung an den Halbleiterschalter angelegt ist, und eine zweite Verstärkung hat, wenn sich der Halbleiterschalter in einem zweiten Beharrungszustand befindet und eine zweite Gatespannung an den Halbleiterschalter angelegt ist, und – Regelungsmittel (106, 130) zum Anlegen einer Folge von dritten Gatespannungen zum Übergang zwischen der ersten und der zweiten Verstärkung, wobei die Regelungsmittel umfassen: – eine Gatespannungsgeneratorschaltung (108), – eine erste (110) und eine zweite (112) Referenzspannungsschaltung, die die gleiche Topologie wie der Verstärker mit variabler Verstärkung haben und elektrisch zu diesem äquivalent sind, – die erste Gatespannung, die an das Gate des Halbleiterschalters der ersten Referenzspannungsschaltung angelegt wird, und die zweite Gatespannung, die an das Gate des Halbleiterschalters der zweiten Referenzspannungsschaltung angelegt wird, um eine erste bzw. eine zweite Referenzspannung bereitzustellen, wobei die elektronische Schaltung gekennzeichnet ist durch – ein Folgegeneratormittel (116) zum Generieren einer Folge von Spannungen, die Übergänge zwischen der ersten und der zweiten Spannungsreferenz bilden, wobei die Gatespannungsgeneratorschaltung durch die vom Folgegeneratormittel bereitgestellte Folge von Spannungen geregelt wird, um die Folge von dritten Gatespannungen zu generieren.
Die elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die durch das Folgegeneratormittel generierte Folge von Spannungen eine abgestufte Folge von Spannungen ist, und wobei die elektronische Schaltung ferner Mittel für eine abgestufte Folge von Spannungen (122) zum Tiefpassfiltern der abgestuften Folge von Spannungen zum Erlangen der Folge von dritten Gatespannungen umfasst.
Die elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche mit ersten Halbleiterschaltern zur groben Auswahl der Verstärkung und zweiten Halbleiterschaltern zur feinen Auswahl der Verstärkung.
Die elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend Mittel zum Multiplexen der Regelungsmittel zum Anlegen der Folge der dritten Gatespannungen zwischen den Halbleiterschaltern zum Ermöglichen eines sequentiellen Übergangs der Halbleiterschalter zwischen jeweiligen ersten und zweiten Beharrungszuständen.
Die elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend eine Schnittstellenschaltung (130) zwischen dem Gate des Halbleiterschalters und den Regelungsmitteln, wobei die Schnittstellenschaltung einen Speicher zum Speichern des aktuellen Beharrungszustands des Halbleiterschalters und zum Liefern eines Zustandssignals des aktuellen Beharrungszustands des Halbleiterschalters an die Regelungsmittel hat.
Die elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend Mittel (136) zum Modulieren der Gatespannungen mittels eines Wechselstrom-Drainsignalanteils.
Die elektronische Schaltung nach Anspruch 6, wobei die Mittel zum Modulieren der Gatespannungen einen Widerstand (136) umfassen, der in Reihe mit einem Kondensator geschaltet ist, wobei die Reihenschaltung des Widerstands und des Kondensators den Drain und die Source des Halbleiterschalters koppelt.
Die elektronische Schaltung nach Anspruch 6, wobei die Mittel zum Modulieren der Gatespannungen so ausgelegt sind, dass sie einen Wechselspannungsanteil der Gate-Source-Spannung des Halbleiterschalters auf die Mittelwerte der Drain- und Source-Spannungen des Halbleiterschalters bringen.
Die elektronische Schaltung nach Anspruch 8, wobei eine erste Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands zwischen den Gates und dem Drain des Halbleiterschalters gekoppelt ist und eine zweite Reihenschaltung eines Widerstands und eines Kondensators zwischen den Gates und der Source des Halbleiterschalters gekoppelt ist.
Die elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche 6 bis 9, wobei die Mittel zum Modulieren der Gatespannungen so ausgelegt sind, dass sie die Modulationssignalamplitude auf mehrere Halbleiterschalter verteilen.