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Die
vorliegende Erfindung betrifft Frequenzsynthesizer, speziell Mehrband-Frequenzsynthesizer,
die in mobilen Endgeräten
für drahtlose
Telekommunikationsnetzwerke verwendet sind.
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Die
mobilen Endgeräte
der neuen Generation sind ausgebildet Datenübertragung in dem UMTS (Universelles
Mobiles Telekommunikationssystem) und GSM/GPRS (Globales System
für mobile
Kommunikation/Allgemeine Paketfunkdienste) in einem Körper zu
unterstützen.
Hierfür
sind Mehrband-Frequenzsynthesizer erforderlich, welche sowohl die
UMTS-FDD-(UMTS-Frequenzteiler-Duplex) und UMTS-TDD-(UMTS-Zeitteiler-Duplexer)-Frequenzbänder als
auch die Dreibandfunktionalität
(GSM900/DCS1800/PCS1900 MHz) für GSM/GPRS
in beiden von Auf- (Tx) und Abwärtskopplungsrichtungen
(Rx) unterstützen. Hierbei steht DCS für Digitales
Zellulares System für
persönliche
Kommunikationsdienste.
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Die
heute bekannten Ausführungen
der Mehrband-Frequenzsynthesizer basieren auf der Verwendung unabhängiger Frequenzsynthesizer,
eines für
UMTS-Abwärtskopplung,
eines für
UMTS-Abwärtskopplung ("link") und eines dritten
für das
Dreierband GSM/GPRS. Um die benötigte
Einschwingzeit der Klasse 12 für GPRS
(unterhalb von 150 μs)
zu erreichen, sind allgemein Partiell-N-Synthesizer verwendet.
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Der
größte Vorteil
der Partiell-N-Synthesizer ist deren schnelle Einschwingzeit, z.B.
beim Umschalten von einem Abwärtskopplungs-
zu einem Abwärtskopplungs-Frequenzband oder
bei einer Zwischensystemübergabe,
welche eine der Vorbedingungen für
eine zuverlässige
GPRS-Datenübertragung
erfüllt.
Der größte Nachteil
der Partiell-N-Synthesizer aller Klassen ist deren schlechte Ausgangsspektrumleistung,
welche durch ein hohes Phasenrauschen und einen hohen Betrag störender Spektren
gekennzeichnet ist. Es kann speziell, wenn Niedrigpegelsignale empfangen
werden, sehr problematisch sein. Beim Benutzen der Partiell-N-Synthesizer
können
die Anforderungen des GSM-Standards 0505 nur durch eine Nachverarbeitung
der Ausgangsspektren mit hochqualitativen Filtern, die sperrig und
kostenintensiv sind, erreicht werden. Das kollidiert mit den allgemeinen
Erfordernissen an eine kompakte Bauweise mobiler Endgeräte, die
den klobigen Bestandteilen nicht viel Raum lässt, und für kostenwirksame Lösungen.
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US 5,408,201 offenbart einen
Frequenzsynthesizer mit drei Unter-Frequenzsynthesizern. Der Frequenzsynthesizer
hat eine einzige Referenzsignalquelle und ist angepasst, Signale
mit verschiedenen Frequenzen auszugeben, die zwei verschiedenen
Frequenzbereichen angehören.
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EP-A-1148654 offenbart
einen Frequenzsynthesizer zum Erzeugen von Frequenzen in den GSM-
und UMTS-Frequenzbändern
unter Verwendung von drei verschiedenen lokalen Oszillatoren.
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EP-A-1170874 , die
nach Art. 54(3) EPC Stand der Technik ist, offenbart einen Frequenzsynthesizer, in
welchem drei Frequenzen erzeugt sind, wobei zwei von den Frequenzen
zusammengesetzt sind.
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Es
ist deswegen eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen kostenwirksamen
Mehrband-Frequenzsynthesizer mit minimalen Raumanforderungen, aber
mit einer kurzen Einschwingzeit und sehr niedrigem Phasenrauschen
und einem sehr niedrigen Anteil störender Spektren vorzuschlagen.
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Diese
Aufgabe wird von einer Frequenzsynthesizeranordnung und einem mobilen
Endgerät
wie in den jeweiligen unabhängigen
Ansprüchen
beansprucht erreicht.
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Speziell
ist die obige Aufgabe durch eine Frequenzsynthesizeranordnung zum
Erzeugen von Signalen mit Frequenzen für UMTS und GSM/GPRS-Frequenzbänder nach
Anspruch 1 erreicht.
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Der
erste, zweite, dritte und vierte Typ von Frequenzbändern sind
voneinander verschieden und korrespondieren zu den verschiedenen
Frequenzbändern,
die für
verschiedene drahtlose Kommunikationsstandards notwendig sind. Speziell
unterstützt
das Frequenzband von dem ersten Typ die UMTS TDD1-, FDD-T- und TDD2- Standards, das Frequenzband
von dem zweiten Typ unterstützt
das UMTS FDD-R-Standard,
das Frequenzband von dem dritten Typ unterstützt die GSM/GPRS 1800/1900
MHz DCS- und PCS-Standards und das Frequenzband von dem vierten
Typ unterstützt
das GSM-900 MHz-Standard.
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Die
obige Aufgabe ist ferner durch ein mobiles Endgerät zum Verwenden
mit UMTS- und GSM/GPRS-Frequenzbändern nach
Anspruch 7 mit einer Frequenzsynthesizeranordnung entsprechend vorliegender
Erfindung erreicht.
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Die
Lösung
nach vorliegender Erfindung liefert vorteilhafterweise einen Mehrband-Frequenzsynthesizer
zum Kommunizieren in den UMTS/GSM/GPRS-Frequenzbändern von kompaktem Aufbau,
schnellem Schaltverhalten, mit keinen störenden Spektren, die in einem
unerwünschten
Frequenzband erzeugt werden, und welcher ein niedriges Phasenrauschen
zeigt. Außerdem
ist durch Verteilen komplexer Bestandteile in der Aufbauanordnung
eine kostenwirksame Lösung
erreicht.
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Zusätzliche
vorteilhafte Merkmale der vorliegenden Erfindung sind in den jeweiligen
Unteransprüchen beansprucht.
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Die
Frequenzsynthesizer-Untereinheiten weisen vorteilhafterweise einen
Frequenzteiler zum Umsetzen des Signals der Referenzfrequenzquelle
in ein sogenanntes herabgesetztes Signal auf, wessen Frequenzwert
die Referenzfrequenz repräsentiert,
die durch eine ganze Zahl dividiert ist, und die Frequenzsynthesizer-Untereinheiten weisen
ferner vorteilhafterweise einen phasengekoppelten Frequenzsynthesizer
zum Umsetzen des herabgesetzten Signals in ein Signal auf, dessen
Frequenz ein ganzzahliges Mehrfaches des herabgesetzten Signals
ist.
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Vorteilhafterweise
dividiert ein Frequenzteiler die Frequenz eines Hilfssignals durch
eine ganze Zahl, bevor sie einem Frequenzmischer zugeführt wird.
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Ein
Tiefpassfilter ist vorzugsweise zum Eliminieren der Oberschwingungen
benutzt, die in den Schaltungen zum Erzeugen von Signalen erzeugt
werden, die für
ein Signal einer Frequenz in einem Bereich des dritten oder vierten
Frequenzbandtyps benutzt werden, und ferner ist ein Tiefpassfilter
vorzugsweise zum Eliminieren von Oberschwingungen benutzt, die durch
den Frequenzteiler erzeugt werden, der die Signale für den vierten
Frequenzband-Typ liefert.
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Die
vorliegende Erfindung kann vorteilhafterweise in mobilen Telefonen
umgesetzt werden, insbesondere für
drahtlose zellulare Telekommunikationsnetzwerke.
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In
der nachfolgenden Beschreibung ist die vorliegende Erfindung detaillierter
mit Hinsicht auf spezielle Ausführungen
und Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in welchen
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1 das
schematische Schaltungsdiagramm einer Frequenzsynthesizer-Untereinheit
nach vorliegender Erfindung zeigt,
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2 das
schematische Schaltungsdiagramm eines Mehrband-Frequenzsynthesizers
nach vorliegender Erfindung zeigt,
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3 ein
Frequenzplan des in 2 gezeigten Mehrband-Frequenzsynthesizers
ist, und
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4 den
Referenzempfindlichkeitspegel versus der Frequenz zeigt, die die
Einschränkungen
für die Außerbandemissionen
für alle
Frequenzbänder
definiert, die zu berücksichtigen
sind.
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1 illustriert
die Prinzipien einer Frequenzsynthesizer-Untereinheit 10,
die in dem Mehrband-Frequenzsynthesizer nach vorliegender Erfindung
benutzt ist. Die Signale, die an einem Ausgang 18 einer
Untereinheit erzeugt sind, bilden entweder direkt eine Frequenz
eines zugehörigen
Frequenzbandes oder bilden eine Hilfsfrequenz für die weitere Verarbeitung.
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Die
Eingänge 17 aller
Untereinheiten sind mit einem Referenzfrequenzsignal fr eines
Referenzquarzoszillators beliefert. In einem ersten Stadium ist
die Referenzfrequenz fr durch einen ganzzahligen
Teilungskoeffizienten R zu fD = fr/R herabgesetzt, der durch den programmierbaren
Frequenzteiler 12 mittels digitalem Steuercode konfiguriert
ist. Nachfolgend stellt dann der phasengekoppelte Frequenzsynthesizer 11 die Ausgangsfrequenz
eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 15 zu dem
gewünschten
Wert ein.
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Der
phasengekoppelte Frequenzsynthesizer 11 arbeitet im Prinzip
wie ein Frequenzvervielfacher mit einem Frequenzraster fD. Das ist durch das Verwenden eines ganzzahligen
programmierbaren Frequenzteilers 16 in der Rückkopplungsleitung
des phasengekoppelten Frequenzsynthesizers, der die Ausgangsfrequenz des
VCO 15 durch Division mit dem Koeffizienten N herabsetzt.
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Der
phasengekoppelte Frequenzsynthesizer weist einen Phasenfrequenzabtaster
13 auf,
der eine Ausgangsspannung u
0(t) liefert,
die der Phasenwinkelabweichung zwischen der Eingangsfrequenz f
D und der herabgesetzten Ausgangsfrequenz
f
0/N proportional ist. Diese Ausgangsspannung
u
0(t) wird durch ein Tiefpassfilter
14 bevor
sie zum VCO
15 zugeführt
wird gefiltert. Die Filtercharakteristiken des Tiefpasses
15 [
14] sind
breit genug, um jeweils ein schnelles Umschalten der Ausgangsfrequenz
oder eine rasche Zeitkopplung zu ermöglichen, wenn die Zwischenfrequenzbänder getauscht
werden, und eng genug, um höhere
Frequenzen zu blockieren, welche sonst Phasenrauschen in dem Ausgangsspektrum
des spannungsgesteuerten Oszillators verursachen würden. Die
Ausgangsfrequenz f
0 des VCO
15 ist
eine Funktion des Wertes der gefilterten Ausgangsspannung u
0(t), welche ihm zugeführt ist. In der Rückkopplungsschleife
des phasengekoppelten Frequenzsynthesizers
11 ist dieses
Ausgangsfrequenzsignal f
0 mit einem passenden
ganzen Wert N zu einem Wert gleich dem von f
D zum
Zugeführtsein
zu dem Phasenfrequenzabtaster
13 herabgesetzt. Dort ist
es mit dem Originalfrequenzsignal f
D verglichen,
um die Steuerspannung u
0(t) für den VCO
15 zu
erzeugen. Nach dem Abschluss der Übergangs-Prozesse ist der Wert
der Ausgangsfrequenz f
0 daher durch den Codedivisionskoeffizienten
N gesteuert, der in dem programmierbaren Frequenzteiler
16 der
Rückkopplungsschleife
entsprechend der Gleichung konfiguriert ist:
mit N und R als ganze Zahlen.
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Entsprechend
der Gleichung 1 ist die Ausgangsfrequenz f0 ein
ganzzahliges Mehrfaches der Eingangsfrequenz fD oder,
anders ausgedrückt,
fD definiert einen Frequenzraster für f0. Eine Änderung
der Ausgangsfrequenz wird durch die Änderung des Teilerkoeffizienten
N erreicht, einen Prozess, der ausreichend schnell ist, um schnelle
Frequenzsprünge
zu ermöglichen.
Weder störende
Spektren noch zusätzliches
Phasenrauschen, die so charakteristisch für die Partiell-N-Frequenzsynthesizer
sind, werden durch diese Prozedur erzeugt, so dass keine extra Filter
für eine
Nachbearbeitung der Ausgangsspektren des phasengekoppelten Frequenzsynthesizers 11 erforderlich
sind.
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Eine
Mehrband-Frequenzsynthesizereinheit 200 nach vorliegender
Erfindung ist in 2 gezeigt. Es weist die drei
phasengekoppelte Frequenzsynthesizer PLL1 211, PLL2 221 und
PLL3 231 von dem Typ auf, der in Bezug auf 1 beschrieben
worden ist. Zwei von ihnen, nämlich
PLL1 und PLL2 arbeiten für
UMTS Auf- und Abwärtskopplung,
während
der dritte (PLL3) zusammenwirkend mit PLL2 und zusätzlichen
Mischern und Frequenzteilern alle benötigten Frequenzen für die Dreierband-GSM/GPRS-Funktionalität erzeugt.
Jedem phasengekoppelten Frequenzsynthesizer ist ein programmierbarer
Frequenzteiler vorausgegangen, welcher von einer Referenzfrequenzquelle 201 wie
z.B. einem Quarzoszillator sein Eingangsfrequenzsignal empfängt, der
eine stabilisierte Schwingungsfrequenz von 19,2 MHz liefert.
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Abweichend
von dem ersten phasengekoppelten Frequenzsynthesizer 211 arbeitet
der zweite phasengekoppelte Frequenzsynthesizer 221 abwechselnd
mit zwei verschiedenen Eingangsfrequenzen, die von dem vorausgehenden
Phasenfrequenzteiler 222 geliefert werden. Die UMTS-Abwärtskopplungsfrequenzen sind
mit der ersten Eingangsfrequenz versorgt, die Zwischenfrequenzsignale,
die eine Basis für
das Bereitstellen der GSM/GPRS-Bänder
bilden, sind mit der zweiten Eingangsfrequenz versorgt. Das beeinflusst
positiv die Einschwingzeit und das Phasenrauschen für die GSM/GPRS-Frequenzbänder.
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Der
dritte phasengekoppelte Frequenzsynthesizer 231 ist schmalbandig
(etwa 24 MHz) und verarbeitet eine hohe Frequenz in dem Phasenfrequenzabtaster 233,
welcher die Einschwingzeit und das Phasenrauschen reduziert. Der
Teiler 237 setzt an seinem Ausgang die Ausgangsfrequenz
und auch die Frequenzschritte des phasengekoppelten Frequenzsynthesizers 231 mit
einem Faktor M1 herab. Das reduziert das Phasenrauschen sogar noch
weiter.
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Der
in
2 gezeigte Mehrband-Frequenzsynthesizer hat vier
Ausgangsanschlüsse
219,
229,
239 und
249,
deren jeder ein Signal für
ein bestimmtes Frequenzband aufweist. Die Zuordnung der Frequenzbänder zu
den jeweiligen Ausgangsanschlüssen
ist in der Tabelle 1 gezeigt.
Anschluss | Frequenzband | Frequenzbereich
/MHz |
219 | TDD1,
FDD-Tx | 1900–1980 |
219 | TDD2 | 2010–2025 |
229 | FDD-Rx | 2110–2170 |
239 | DCS-Tx | 1710–1785 |
239 | DCS-Rx | 1805–1880 |
239 | PCS-Tx | 1850–1910 |
239 | PCS-Rx | 1930–1990 |
249 | GSM-Tx | 880–915 |
249 | GSM-Rx | 925–960 |
Tabelle
1: Frequenzbeeichzuordnungen für
die Anschlüsse
des Mehrband-Frequenzsynthesizers
200
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Der
Synthesizerzweig 202 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200,
der den ersten Ausgangsanschluss 219 bereitstellt, erzeugt
jeweils die Signale mit Frequenzen in den UMTS-Frequenzbändern 'FDD-Übermittler' (FDD-Tx)
und TDD1 (1900–1980
MHz) und TDD2 (2010–2025
MHz). Der programmierbare Frequenzteiler 212 setzt die
Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R1 herab, wobei der ganzzahlige R1 zum Wert
96 gesetzt ist, woraus resultierend ein Frequenzsignal fD1 von 0,2 MHz an seinem Ausgang erzeugt
ist. Der Codeteilerkoeffizient R1 ist wie
für alle
anderen in der Darstellung der 2 verwendeten
programmierbaren Frequenzteiler mittels eines Steuercodes CC konfiguriert.
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Die
Funktion eines phasengekoppelten Frequenzsynthesizers wurde bereits
mit Bezug auf die 1 beschrieben. Der ganzzahlige
Teilerkoeffizient N1, der auf die Rückkopplungsleitung
von PLL1 angewendet ist, der dem programmierbaren Frequenzteiler 212 nachfolgt,
ist zum Erzeugen der gewünschten
Frequenz des Ausgabesignals f01 nach Gleichung
1 programmierbar einstellbar. Für
die TDD1/FDD-Tx-Frequenzbänder reichen die Werte N1 von 9500 bis 9900, wobei das Erhöhen von
N1 um einen Wert von 1 in einer Erhöhung von f01 durch
einen Wert von 0,2 MHz resultiert. Für das TDD2-Frequenzband müssen die
Werte N1 in dem Intervall beginnend mit
10.050 und endend mit 10.125 eingestellt sein.
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Beim
Arbeiten in dem UMTS-Frequenzband 'FDD-Empfänger' (FDD-Rx), der
von 2110 bis 2170 MHz reicht, wird das Ausgangssignal f02 des
PLL2 221 an dem zweiten Ausgangsanschluss 229 geliefert.
Zu diesem Zweck setzt der programmierbare Frequenzteiler 222 des
zweiten Synthesizerzweigs 203 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 die
Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R2 herab, der mit einem Wert von 96 gleich dem
von R1 ist. Das resultierende Signal wird
dann im PLL2 multipliziert, wobei der Multiplikationsfaktor durch den
Codeteilerkoeffizienten N2 gesteuert ist, der auf die Rückkopplungsschleife
angewandt ist. Die Werte von N2 rangieren von 10.550 bis 10.850.
Der Frequenzraster der Ausgangsfrequenz f02 oder
die möglichen
inkrementellen Änderungen
von f02 sind hierbei jeweils zu Schritten
von 0,2 MHz festgelegt.
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Der
zweite Synthesizerzweig 203 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 kann
in einer zweiten Betriebsart betrieben werden, um Frequenzen zu
erzeugen, die zum Ableiten der GSM/GPRS-Frequenzbänder geeignet
sind. In dieser zweiten Betriebsart setzt der programmierbare Frequenzteiler 222 die
Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R2 = 6 herab, wodurch der PLL2 mit einem Eingangsfrequenzsignal
von fD2 = 3,2 MHz beliefert ist. Diese Frequenz
ist durch PLL2 zu Frequenzen im Bereich von 2110 bis 2390 MHz mit
einem Frequenzraster von 3,2 MHz multipliziert. Die großen Frequenzschritte
gewährleisten
eine kurze Einschwingzeit zusammen mit einem niedrigen Phasenrauschen
auch für
die GSM/GPRS-Frequenzsignale. Der zweite Synthesizerzweig 203 des
Mehrband-Frequenzsynthesizers arbeitet in beiden Betriebsarten nach
Prinzipien, die mit Bezug auf die 1 beschrieben
worden sind.
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Um
die GPRS-Frequenzbänder
aus dem Signal abzuleiten, das an dem Ausgang des PLL2 ansteht, ist
das Signal in dem Frequenzmischer
227 mit einer Hilfsfrequenz
f
03/8 gemischt, die von dem dritten Synthesizerzweig
204 des
Mehrband-Frequenzsynthesizers
200 bereitgestellt
ist. Der Frequenzmischer
227 arbeitet in Zusammenwirkung
mit dem Tiefpassfilter
238 als ein Subtrahierwerk nach
der Gleichung:
wobei f
03 die
Frequenz des Ausgangssignals des PLL3
231 darstellt.
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Zum
Bereitstellen des Hilfsfrequenzsignals f
03 in
dem dritten Synthesizerzweig
204 des Mehrband-Frequenzsynthesizers
200 ist
die Referenzfrequenz f
r durch R3, der einen
Wert 12 aufweist, herabgesetzt. Das resultierende Signal mit einer
Frequenz von 1,6 MHz ist dann an PLL3
231 geliefert, wo
es zu einem Signal f
03 mit einer Frequenz
um die 3200 MHz herum durch das Konfigurieren des Teilerkoeffizienten
N
3 des programmierbaren Frequenzteilers
236 zu
einem konstanten Wert von 2000 umgesetzt ist. Vor dem Anlegen auf
einen Eingang des Frequenzmischers
227 ist f
03 in
dem digitalen Frequenzteiler
237 mit dem Faktor M
1 vom festen Wert 8 zu 400 MHz herabgesetzt.
Die GPRS-Frequenzbänder
sind somit durch das Einstellen von f
02 auf
einen geeigneten Wert bereitgestellt. Eine detaillierte Beziehung
zwischen dem Teilerkoeffizienten N
2, dem
Frequenzband des Ausgangssignals f
02 von
PLL2 und dem gewünschten
GPRS-Frequenzband ist in der Tabelle 2 angegeben.
N2 | f02 | Frequenzband | Frequenzbereich |
657–683 | 2110–2185 | DCS-Tx | 1710–1785 |
689–713 | 2205–2280 | DCS-Rx | 1805–1880 |
703–722 | 2250–2310 | PCS-Tx | 1850–1910 |
728–747 | 2330–2390 | PCS-Rx | 1930–1990 |
Tabelle
2: Beziehungen zwischen den Parametern von PLL3 und zugehörigen GSM-Bändern; Frequenzen sind in MHz
angegeben
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Das
Tiefpassfilter 238 blockiert die Oberschwingungen, die
von dem Mischprozess in dem Frequenzmischer 227 stammen
und auch die Oberschwingungen, deren Herkunft in einem der spannungsgesteuerten Oszillatoren 225 (VCO2)
oder 235 (VCO3) ist. Das Signal, das an dem Ausgang des
Tiefpassfilters 238 dem dritten Ausgang 239 des
Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 bereitsteht, ist daher
durch die Gleichung 2 oben angegeben.
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Die
Frequenzen für
die GSM-Bänder,
die an dem vierten Ausgangsanschluss 249 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 anstehen,
sind von dem Ausgang des Tiefpassfilters 238 abgeleitet,
das durch ein weiteres Herabsetzen der Vorstufenfrequenz mit einem
Faktor M2 vom festen Wert 2 als eine Vorstufe
arbeitet, und nachfolgendes Filtern im Tiefpassfilter 242,
um die Oberschwingungen zu eliminieren, die in dem digitalen Frequenzteiler 241 erzeugt
worden sind. Die Frequenzen an dem Ausgang des Tiefpassfilters 238 müssen für eine einfache
Konstruktion des digitalen Frequenzteilers 241 durch 2
teilbar sein.
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Eine
detaillierte Beziehung zwischen dem Teilerkoeffizienten N
2, dem Frequenzband des Ausgangssignals f
02 von PLL2 und dem gewünschten GPRS-Frequenzband ist
in der Tabelle 3 angegeben.
N2 | f02 | Vorstufenbereich | Frequenzband | Frequenzbereich |
675–697 | 2160–2230 | 1760–1830 | GSM-Tx | 880–915 |
703–725 | 2250–2320 | 1850–1920 | GSM-Rx | 925–960 |
Tabelle
3: Beziehungen zwischen den Parametern von PLL2, dem Vorstufenfrequenzbereich
und jeweiligen GPRS-Bändern;
die Frequenzen sind in MHz angegeben
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Es
gibt keine Notwendigkeit zum Nachbearbeiten der Ausgangssignale
f01 und f02 von
PLL1 und PLL2 durch Tiefpassfilter wie für die GSM/GPRS-Frequenzbänder, weil
die für
UMTS verwendete Codierung wie CDMA (Codeteiler-Mehrfachzugriff)
die Information, die in einem spezifischen interessierenden Signal
enthalten ist, über
eine viel größere Bandbreite
als das Originalsignal streut, wodurch die Störsicherheit der Signalübertragung
erweitert wird. Störende
Signale von den Oberschwingungen von VCO1 oder VCO2 werden daher
die Qualität
einer Signalübertragung
nicht herabsetzen.
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Es
ist anzumerken, dass die UMTS-Abwärtskopplungsfrequenzen unabhängig von
den GSM/GPRS-Auf- und Abwärtskopplungsfrequenzen
erzeugt werden, um eine GSM-Überwachung
während
eines UMTS-Anrufs in einem unkomprimierten Betriebsmodus zu gewährleisten.
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In
einer bevorzugten Ausführung
sind ein ADF4213 Ganzzahl-N-Dual-RF/IF PLL-Frequenzsynthesizer 1,0 GHz oder ein
anderer, aber kompatibler phasengekoppelter (PLL) Frequenzsynthesizer
von Analog Devices (AD) oder von einem weiteren Lieferanten als
phasengekoppelte Frequenzsynthesizer 211, 221 und 231 verwendet.
Vorrichtungen mit einem oder bis zu vier PLL-Synthesizern in einem
Paket können
verwendet sein. Die PLL-Synthesizer von Analog Devices sind wegen
ihren sehr kurzen Einschwingzeiten bevorzugt, die mit dem sogenannten
eingebauten Schnellkopplungs-Modus erreicht sind, aber auch die
Vorrichtungen anderer Hersteller können verwendet werden.
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In
einer weiteren bevorzugten Vorrichtung der vorliegenden Erfindung
sind alle digitalen Schaltungselemente in einer ASIC (anwendungsspezifische
integrierte Schaltung) ausgeführt,
während
nur für
die spannungsgesteuerten Oszillatoren 215, 225 und 235,
den Mischer 227, die Filter 238 und 242 und
die Referenzfrequenzquelle 201 diskrete oder integrierte
Schaltungsvorrichtungen verwendet sind.
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Ein
Frequenzplan eines Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 nach
vorliegender Erfindung ist in 3 angegeben.
Mit Ausnahme der UMTS-Frequenzbänder,
die eine hohe Störungssicherheit
zeigen, muss keine der Frequenzen, die in einem der VCO's erzeugt ist, was
auch die Oberschwingungen einschließt, in einen Empfangs- oder Übertragungsband
des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 fallen, um die Anforderungen
des GSM-Standards 0505 zu erfüllen.
Das ist durch Verwendung der Frequenzen für die VCO's erreicht, welche deutlich über den
GSM/GPRS-Frequenzen liegen. Ferner müssen auch die Oberschwingungen
des VCO3 235, wenn sie durch den digitalen Frequenzteiler 237 herabgesetzt
werden, nicht in die GSM/GPRS-Empfangs- oder Übertragungsbänder fallen.
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Ferner
gleicht keine der Frequenzen eines VCO's der eines anderen VCO, um eine direkte
Kopplung zu verhindern, was in einem ernst zunehmenden Rückgang der
Spektrenleistung resultieren würde.
Die VCO's mit einem
kleinen Einstellbereich zeigen eine bessere Spektrenleistung als
jene mit einem breiten Einstellbereich und sind deshalb in einem
Mehrband-Frequenzsynthesizer nach vorliegender Erfindung bevorzugt
verwendet. Das ist speziell für
VCO3 235 zutreffend. Die VCO's mit einer Maximalfrequenz gleich oder
nicht weit über
der benutzten maximalen Frequenz sind bevorzugt, weil der Energieverbrauch
eines VCO mit seiner maximalen Frequenzspezifikation zunimmt, wodurch
wiederum die Ladeintervalle eines mobilen Endgerätes verkürzt werden.
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Zum
Kleinhalten der Tiefpassfilter 238 und 242 müssen Bildfrequenzen,
die komplexes Filtern erfordern, vermieden werden. Die Maximumwerte
von f03/M1 dürfen deshalb
0,1 f02 nicht überschreiten, um eine wirksame
Sättigung
störender
Bestandteile an dem Ausgang des Frequenzmischers 227 zu
erreichen.
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Der
Frequenzplan der 3 zeigt ferner die Filtercharakteristiken
des Schleifenfilters 214 (LPF1), der anzeigt, dass seine
Bandbreite ausreichend breit ist, um ein schnelles Umschalten der
Frequenzen in dem VCO 215 zu ermöglichen, aber ist auch ausreichend
eng, um das Phasenrauschen im Ausgangsspektrum des phasengekoppelten
Frequenzsynthesizers 211 zu verhindern.
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Die
Frequenzen der VCO's
sind auf eine solche Art und Weise gewählt, dass weder die Frequenzen selbst
noch eine im Prozess erzeugte Oberschwingung innerhalb eines Bands
mit maximalen Anforderungen an eine Störungsunterdrückung fallen.
Für den
dritten Synthesizerzweig 204 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 nach
vorliegender Erfindung muss das Besagte auf die Frequenzen und Oberschwingungen
Gier Signale angewandt werden, die durch VCO3 235 geteilt
durch M1 erzeugt sind. Auf diese Weise sind die Anforderungen an
die Außerbandemissionen
entsprechend dem GSM-Standard 0505 wie in 4 gezeigt
mit minimalem Konstruktionsaufwand durch eine niedrige Schaltungskomplexität erfüllt.