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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft eine Leistungseinheit, welche eine einphasige
AC Leistung mit einer kommerziellen Frequenz oder einer ähnlichen
Frequenz erzeugt.
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Stand der Technik
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Herkömmlich wird
eine Leistungseinheit, welche eine Kombination aus einem klein bemessenen
Motor und einem synchronen Generator ist, zum Beispiel breit verwendet
für Notfallzwecke,
Außenarbeiten,
Freizeitbeschäftigung
etc.
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In
diesem Typ von herkömmlicher
Leistungseinheit hängt
jedoch die Ausgangsfrequenz von der Drehzahl des Motors ab. Daher
ist es in dem Fall eines bipolaren Generators, um eine AC Leistung
von 50 Hz (oder 60 Hz) zu erhalten, erforderlich, die Drehzahl des
Motors bei 3000 Upm (oder 3600 Upm) zu halten, d.h. bei einer relativ
niedrigen Drehzahl, welche den Betriebswirkungsgrad der Leistungseinheit
erniedrigt, und weiterhin ist es erforderlich, den Generator groß zu bemessen,
was zu einem erhöhten
Gesamtgewicht der Leistungseinheit führt.
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Um
diesen Nachteil zu überwinden,
ist ein so genannter Invertergenerator durch den vorliegenden Anmelder
vorgeschlagen worden, z.B. in der japanischen Patentpublikation
(Kokoku) Nr. 7-67229 und der japanischen offengelegten Patentpublikation
(Kokai) Nr. 4-355672, welcher derart aufgebaut ist, dass der Motor
bei einer relativ hohen Drehzahl betrieben wird, um eine hohe AC
Leistung von dem Generator zu erhalten, wobei die AC Leistung einmal
auf Gleichstrom umgewandelt wird und dann der Gleichstrom in Wechselstrom
mit einer kommerziellen Frequenz durch einen Inverter umgewandelt
wird.
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Der
herkömmliche
Invertergenerator erfordert jedoch das Vorsehen von zwei Leistungsumwandlungsblöcken, d.h.
einen AC/DC Umwandlungsblock zum einmaligen Umwandeln der AC Leistung auf
DC Leistung und einen DC/AC Umwandlungsblock zum Umwandeln der DC
Leistung auf AC Leistung mit einer vorbestimmten Frequenz, sowie
eine Schaltung zum zeitweisen Speichern der DC Leistung. Folglich
wird die Verwendung von mehreren teuren Leistungsschaltungskomponenten
benötigt. Dies
macht es schwierig, die Größe des Generators zu
reduzieren, und führt
zu erhöhten
Herstellungskosten.
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Als
eine Lösung
dieses Problems ist ein so genannter Zyklokonvertergenerator kommerziell
erhältlich
geworden, bei dem ein Zyklokonverter (Direktumrichter) zur Verwendung
mit dem Generator verwendet wird, um die hohe AC Leistung, die von
dem Generator erzeugt wird (der Generator wird bei einer relativ
hohen Motordrehzahl betrieben, und folglich ist die Frequenz des
die AC Leistung erzeugenden Wechselstroms höher als eine vorbestimmte kommerzielle
Frequenz), in AC Leistung mit der vorbestimmten kommerziellen Frequenz
zu erzeugen, ohne eine AC/DC Umwandlung auszuführen.
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In
dem herkömmlichen
Zyklokonvertergenerator jedoch, da die von dem Generator erzeugte
AC Leistung direkt in AC Leistung mit der vorbestimmten Frequenz
(kommerzielle Frequenz) umgewandelt wird, ohne einmal auf den Gleichstrom
umgewandelt zu werden, wie oben beschrieben ist, um eine übermäßige Fluktuation
der Ausgangsspannung prompt zu reduzieren, die durch einen schnellen
Wechsel der Eingangsspannung verursacht wird, welche unvermeidlich
auftritt, wenn ein Generator mit einer relativ kleinen Kapazität verwendet
wird, oder, genauer gesagt, eine übermäßige Fluktuation der Ausgangsspannung,
welche auftritt, wenn die Leistungseinheit zwischen einer unbelasteten
Bedingung und einer belasteten Bedingung geschaltet wird, kurz gesagt, um
eine Ausgangsspannungsregelung zu reduzieren, wird eine sehr große Rückkopplungsverstärkung der
Leistungseinheit gefordert.
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Wenn
daher ein herkömmliches
Steuerverfahren oder genauer gesagt ein Steuerverfahren zum Reduzieren
der Ausgangsspannungsregelung einfach durch Rückkopplung der Wellenform der
Ausgangsspannung auf den oben genannten herkömmlichen Zyklokonvertergenerator
angewandt wird, ist, wie oben beschrieben, eine sehr große Rückkopplungsverstärkung erforderlich,
was es schwierig macht, eine stabile Steuerung des Generators zu
erreichen.
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Eine
mögliche
Lösung
dieses Problems besteht darin, den Zyklokonverter derart zu modifizieren,
dass der Effektivwert der Ausgangsspannung über eine vorbestimmte Zahl
von Wiederholperioden der Ausgangsspannung detektiert wird und eine Rückkopplungssteuerung
auf der Basis des detektierten effektiven Spannungswertes ausgeführt wird, wodurch
die Rückkopplungsverstärkung reduziert wird,
damit der Generator eine stabilere Rückkopplungssteuerung durchführen kann.
Solch ein Zyklokonverter ist durch den vorliegenden Anmelder in
der US-Patentpublikation
US 5836893 vorgeschlagen worden.
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Der
wie oben modifizierte Zyklokonvertergenerator kann mit einer Fluktuation
der Ausgangsspannung ausreichend fertig werden, die durch eine schnelle Änderung
der Ausgangsspannung verursacht wird, welche auftritt, wenn die
Leistungseinheit zwischen einer unbelasteten Bedingung und einer belasteten
Bedingung geschaltet wird. Jedoch wird die AC Leistung von dem Generator
erzeugt, der von einem Motor angetrieben wird, der mit einer relativ hohen
Drehzahl betrieben wird, welche sich ändert, und solch eine AC Leistung
wird direkt umgewandelt in AC Leistung mit einer vorbestimmten Frequenz (kommerzielle
Frequenz), ohne in Gleichstrom umgewandelt zu werden. Daher ist
es für
den Generator unmöglich,
mit Fluktuationen der Ausgangsspannung ausreichend fertig zu werden,
die gemäß den Fluktuationen
der Eingangsspannung auftreten, welche Fluktuationen in der Motordrehzahl
zuschreibbar sind. Diese Unannehmlichkeit kann nicht eliminiert werden,
sogar wenn der Effektivwert der Ausgangsspannung detektiert wird,
indem die Anzahl von Wiederholperioden der Ausgangsspannung auf
eine begrenzt wird, weil eine Zeitperiode, die zum Detektieren eines
Effektivwertes der Ausgangsspannung pro Wiederholperiode genommen
wird, beträchtlich
länger
als eine Zeitperiode ist, über
welche eine Änderung
der Eingangsspannung aufgrund einer Änderung der Motordrehzahl stattfindet.
Genauer gesagt unter der Annahme, dass ein Einzylinder-Viertaktmotor
bei 3600 Upm rotiert, um den Generator anzutreiben, und eine nominale
Last mit der Leistungseinheit verbunden wird, variiert die Motordrehzahl
bis etwa ±150
Upm von 3600 Upm während
eines Explosionshubes des Motors. Diese Variation (Fluktuation)
findet über
eine Zeitperiode von etwa 5 ms statt. Andererseits unter der Annahme,
dass die Frequenz der AC Ausgabe des Zyklokonvertergenerators eine kommerzielle
Frequenz, d.h. 50Hz, ist, beträgt
eine für
die Detektierung eines Effektivwertes der Ausgangsspannung pro Wiederholperiode
genommene Zeitperiode 20ms. Dies bedeutet, dass, wenn ein Faktor
detektiert worden ist, um eine effektive Rückkopplungssteuerung auf der
Basis davon auszuführen,
eine Änderung
der Motordrehzahl, die verantwortlich für den Faktor ist, welcher gesteuert
werden soll, bereits beendet ist, und folglich kann sogar das Verfahren
auf der Basis der Detektierung des Effektivwertes der Ausgangsspannung
pro Wiederholperiode die Leistungseinheit nicht in den Stand versetzen,
ausreichend mit Fluktuationen der Ausgangsspannung fertig zu werden,
die aufgrund der Fluktuationen der Eingangsspannung auftreten, welche durch
Fluktuationen der Motordrehzahl verursacht werden.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Leistungseinheit
bereitzustellen, welche eine stabile Rückkopplungssteuerung durch
Reduzieren einer Rückkopplungsverstärkung durchführen und
gleichzeitig mit Fluktuation der Ausgangsspannung ausreichend fertig
werden kann, die aufgrund von Fluktuationen der Eingangsspannung
auftreten, welche durch Fluktuationen der Drehzahl eines Motors
als einer Antriebsquelle der Leistungseinheit verursacht werden.
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Um
die obige Aufgabe zu erreichen, stellt die vorliegende Erfindung
eine Leistungseinheit bereit, welche umfasst:
einen dreiphasigen
Generator mit dreiphasigen Ausgangswindungen;
ein Paar variabler
Steuerbrückenschaltungen,
die mit den dreiphasigen Ausgangswindungen des dreiphasigen Generators
verbunden sind und in einer antiparallelen Weise miteinander verbunden
sind, um einen Zyklokonverter (Direktumrichter) zum Erzeugen eines
einphasigen Wechselstromes zu bilden, der an eine Last geliefert
werden soll;
eine Spannung-Detektionseinrichtung zum Detektieren
einer Spannung des einphasigen Wechselstroms, der von dem Paar variabler
Steuerbrückenschaltungen
erzeugt wird;
eine Effektivspannungswert-Detektionseinrichtung zum
Detektieren eines Effektivwerts der Spannung des einphasigen Wechselstroms;
eine
Referenzwellenform-Spannungserzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer
Spannung mit einer Referenzwellenform, um den einphasigen Wechselstrom
zu steuern;
eine Referenz-Effektivspannung-Erzeugungseinrichtung
zum Erzeugen einer Referenz-Effektivspannung, um den einphasigen
Wechselstrom zu steuern;
eine Steuereinrichtung zum Steuern
des Paars variabler Steuerbrückenschaltungen,
derart, dass das Paar variabler Steuerbrückenschaltungen im Wechsel
schaltet, um jede halbe Wiederholperiode des einphasigen Wechselstroms
zu betreiben, um so den von der Effektivspannungswert-Detektiereinrichtung detektierten
Effektivwert des Spannung des einphasigen Wechselstroms an einen
Wert der von der Referenz-Effektivspannung-Erzeugungseinrichtung
erzeugten Referenz-Effektivspannung anzunähern und gleichzeitig die Spannung
des von der von Spannung-Detektionseinrichtung
detektierten einphasigen Wechselstroms an die Spannung mit der Referenzwellenform
anzunähern,
welche von der Referenzwellenform-Erzeugungseinrichtung gezeugt wird.
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Vorzugsweise
detektiert die Effektivspannungswert-Detektionseinrichtung den Effektivwert über eine
vorbestimmte Anzahl von Wiederholperioden der Spannung des einphasigen
Wechselstroms.
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Besonders
bevorzugt entspricht einer Wiederholperiode die vorbestimmte Anzahl
von Wiederholperioden der Spannung des einphasigen Wechselstroms.
Vorzugsweise ist der dreiphasige Generator ein Magnetgenerator mit
einem Permanentmagnetrotor.
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Die
obige und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden
deutlicher aus der folgenden Detailbeschreibung, genommen in Verbindung
mit den begleitenden Zeichnungen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm, das schematisch die gesamte Anordnung einer Leistungseinheit gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2A ist
eine Querschnittansicht eines in 1 gezeigten
AC Generators;
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2B ist
eine Längsschnittansicht
des AC Generators;
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm, das den Aufbau eines in 1 gezeigten
Zyklokonverters zeigt;
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel einer Synchronisierungssignal-Bildungsschaltung 18 zeigt;
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5 ist
ein Zeitdiagramm, das Spannungsänderungen,
die zwischen einer U Phase, einer V Phase und einer W Phase angelegt
werden, welche jeweils in 6A bis 6D oder 7 gezeigt sind,
Anschalttiming von Fotokopplern und Anschaltiming von Gates der
Thyristoren zeigt;
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6A ist
ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform eines positiven Wandlers
zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel
von 120° gefeuert
wird;
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6B ist
ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform eines negativen Wandlers
zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel
von 120° gefeuert
wird;
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6C ist
ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform des positiven Wandlers
zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel
von 60° gefeuert
wird;
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6D ist
ein Diagramm, das eine Ausgangswellenform des negativen Wandlers
zeigt, welche sich zeigt, wenn jeder Thyristor davon zu einem Zündwinkel
von 60° gefeuert
wird;
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7 ist
ein Diagramm, das Referenzsägezahnwellen
zeigt, welche zum Steuern der Zündwinkel
der Thyristoren erzeugt werden;
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8 ist
ein Diagramm, welches beim Erklären
eines zu lösenden
Problems hilfreich ist, wenn der Zündwinkel auf einen Bereich
von 120° bis –60° gesteuert
wird; und
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9A bis 9C sind
Diagramme, die beim Erklären
von Gründen
des von der vorliegenden Erfindung verwendeten Verfahrens hilfreich
sind, um Fluktuationen (Pulsation) der Ausgangsspannung, die von
Fluktuationen der Motordrehzahl verursacht werden, zu entfernen.
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DETAILIERTE
BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Als
nächstes
wird die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben,
die eine Ausführungsform
zeigen.
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1 zeigt
die gesamte Anordnung einer Leistungseinheit gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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In
der Figur bezeichnen Bezugsziffern 1 und 2 Ausgangswindungen,
die unabhängig
um einen Stator eines AC Generators gewickelt sind, d.h., Referenzziffer 1 bezeichnet
eine dreiphasige Hauptausgangswindung (im Folgenden als die „dreiphasige Hauptspule" bezeichnet), und
Bezugsziffer 2 bezeichnet eine dreiphasige Hilfsausgangswindung
(im Folgenden als die „dreiphasige
Unterspule" bezeichnet).
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2A und 2B zeigen
jeweils den Aufbau des AC Generators im Längsschnitt und im Querschnitt.
Die dreiphasige Hauptspule 1 ist aus Spulen gebildet, die
21 Pole innerhalb einer Fläche A1
bilden, und die dreiphasige Unterspule 2 ist aus Spulen
gebildet, die drei Pole innerhalb einer Fläche A2 bilden. Ein Rotor R
ist mit acht Paaren von Magnetpolen von Permanentmagneten gebildet
und für eine
Rotation durch einen Verbrennungsmotor, nicht gezeigt, angetrieben.
Der Rotor R dient auch als ein Schwungrad des Motors.
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Mit
Bezug wieder auf 1 hat die dreiphasige Hauptspule 1 drei
Ausgangsanschlüsse
U, V und W, welche mit entsprechenden Eingangsanschlüssen U,
V und W jedes der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 eines
Zyklokonverters CC verbunden sind.
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3 zeigt
den Aufbau des in 1 gezeigten Zyklokonverters
CC. Wie in der Figur gezeigt, besteht der Zyklokonverter CC aus
zwölf Thyristoren SCRk± (k =
1, 2, ..., 6), wobei sechs Thyristoren SCRk+ davon eine Brückenschaltung
(im Folgenden als „der
positive Wandler" bezeichnet)
BC1 zum Liefern eines positiven elektrischen Stromes bilden und wobei
die restlichen sechs Thyristoren SCRk– davon eine andere Brückenschaltung
(im Folgenden als „der
negative Wandler" bezeichnet)
BC2 zum Liefern eines negativen elektrischen Stromes bilden.
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Wenn
der dreiphasige Generator mit 24 Polen (drei von ihnen werden verwendet,
um Synchronisierungssignale zum Steuern von jeweiligen Gates der
Thyristoren SCRk± zu
erzeugen), die mit dem Zyklokonverter CC verbunden sind, von dem
Motor angetrieben wird, werden acht Zyklen des dreiphasigen Wechselstromes
an den Zyklokonverter CC je Umdrehung der Kurbelwelle des Motors
geliefert. Wenn die Drehzahl des Motors auf einen Bereich von 1200 Upm
bis 4500 Upm (äquivalent
einem Frequenzbereich von 20 Hz bis 75 Hz) eingestellt wird, beträgt die Frequenz
der dreiphasigen AC Leistung des Generators 160 Hz bis 600 Hz, acht
mal so hoch wie die Drehzahl des Motors.
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Mit
Bezug erneut auf 1 sind die drei Ausgangsanschlüsse U, V
und W der dreiphasigen Hauptspule 1 mit den jeweiligen
Eingangsanschlüssen
U, V und W jedes der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2
des Zyklokonverters CC, wie oben erwähnt, verbunden. Die Ausgangsseite
des Zyklokonverters CC ist mit einem LC Filter 3 verbunden,
um harmonische Komponenten des Ausgangsstroms von dem Zyklokonverter
CC zu entfernen. Die Ausgangsseite des LC Filters 3 ist
mit einer Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 verbunden, um
eine Spannung des von dem LC Filter 3 gelieferten Ausgangsstromes
mit den daraus entfernten harmonischen Komponenten zu detektieren.
Ein positiver Eingangsanschluss der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 ist
mit dem LC Filter 3 verbunden, und ein negativer Eingangsanschluss
davon ist mit der Erde GND des Steuersystems der Leistungseinheit
verbunden, wodurch eine einphasige Ausgabe von den positiven und
negativen Eingangsanschlüssen
der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 erhalten wird.
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Eine
Ausgangsseite der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 ist
verbunden mit einer Eftektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8,
um einen Effektivwert je Wiederholperiode der Ausgangsspannung der
Schaltung 5 zu berechnen. Eine Ausgangsseite der Schaltung 8 ist
verbunden mit einem negativen Eingangsanschluss eines Komparators 9.
Verbunden mit einem positiven Eingangsanschluss des Komparators 9 ist
eine Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10, um
einen Effektivwert einer Referenzspannung zu erzeugen, der von der
Leistungseinheit (Referenzeffektivspannungswert) erzeugt werden
soll. Eine Ausgangsseite des Komparators 9 ist verbunden
mit einer Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11, welche
eine Steuerfunktion berechnet, z.B. eine lineare Funktion, auf der
Basis von Ergebnissen des Vergleichs durch den Komparator 9.
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Eine
Ausgangsseite der Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 ist
verbunden mit einer Eingangsseite einer Amplitudensteuerschaltung 12,
welche die Amplitude einer Zielwellenausgabe einer Zielwellen-Bildungsschaltung 14 steuert.
Die andere Eingangsseite der Amplitudensteuerschaltung 12 ist verbunden
mit der Ausgangsseite eines Komparators 20, welcher die
Differenz (oder einen Wert entsprechend der Differenz) zwischen
einer Sinuswelle mit z.B. einer kommerziellen Frequenz von 50 Hz
oder 60 Hz, die von einer Referenzsinuswelle-Bildungsschaltung 13 geliefert
wird, und der Ausgangsspannung, die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert
wird, liefert. Die Amplitudensteuerschaltung 12 liefert
ein Amplitudensteuersignal, um die Amplitude der Zielwelle in Antwort
auf die Steuerfunktion, die von der Steuerfunktion- Berechnungsschaltung 11 geliefert
wird, und der Differenz, die von dem Komparator 20 geliefert
wird, zu steuern.
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Eine
Ausgangsseite der Amplitudensteuerschaltung 12 ist verbunden
mit der Zielwellen-Bildungsschaltung 14, welche eine Zielwelle
in Antwort auf das Amplitudensteuersignal von der Schaltung 12 erzeugt.
Eine Ausgangsseite der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 ist
verbunden mit einer Zündwinkelsteuereinrichtung 15,
um den Zündwinkel
eines Gates jedes der Thyristoren SCRk± zu steuern, die den Zyklokonverter
CC bilden, sowie mit einem positiven Eingangsanschluss eines Komparators 16.
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Die
Zündwinkel-Steuereinrichtung 15 besteht
aus einer Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate zum
Steuern der Zündwinkel
von Gates der Thyristoren SCRk+ des positiven Wandlers BC1 (im Folgenden
als „die
positiven Gates" bezeichnet)
und einer Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate zum Steuern
der Zündwinkel
von Gates der Thyristoren SCRk– des
negativen Wandlers BC2 (im Folgenden als „die negativen Gates" bezeichnet).
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Die
Steuereinrichtungen 15a, 15b mit positivem und
negativem Gate haben jeweils sechs Komparatoren, nicht gezeigt,
von denen jeder die Zielwelle mit einem Synchronisierungssignal
(Referenzsägezahnwelle)
vergleicht, auf das später
Bezug genommen wird, und zündet
ein entsprechendes Gate, wenn die zwei Wellen miteinander übereinstimmen.
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Ein
negativer Eingangsanschluss des Komparators 16 ist verbunden
mit der Ausgangsseite der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 und
mit einem Ausgangsanschluss, der mit der Steuereinrichtung 15a mit
positivem Gate und der Steuereinrichtung 15b mit negativem
Gate verbunden ist. Der Komparator 16 vergleicht die Spannung,
die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 geliefert wird,
mit der Zielwelle und liefert selektiv ein hohes (H) Pegelsignal
und ein tiefes (L) Pegelsignal in Abhängigkeit von den Ergebnissen
des Vergleichs.
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Wenn
das H Pegelsignal von dem Komparator 16 geliefert wird,
wird die Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate aktiviert,
während
die Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate deaktiviert
wird. Wenn andererseits das L Pegelsignal geliefert wird, wird die
Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate deaktiviert, während die
Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate aktiviert wird.
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Die
Ausgangsseiten der dreiphasigen Unterspulen 2 sind mit
der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 verbunden.
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4 zeigt
den Aufbau der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18.
Wie in der Figur gezeigt, ist die Schaltung 18 durch sechs
Fotokoppler PCk (k = 1, 2, ..., 6) und sechs Dioden Dk (k = 1, 2, ...,
6) gebildet.
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Komponenten
des dreiphasigen Wechselstroms (d.h. U-Phasenstrom, V-Phasenstrom und W-Phasenstrom),
der von der dreiphasigen Unterspule 2 erhalten wird, werden
an einen dreiphasigen Vollwellen-Brückengleichrichter FR geliefert,
der durch primäre
lichtemittierende Dioden (LEDs) der jeweiligen sechs Fotokoppler
PCk und der sechs Dioden Dk gebildet ist. Gleichstromkomponenten
der dreiphasigen Wechselstromvollwelle, die von dem dreiphasigen
Vollwellen-Gleichrichter FR gleichgerichtet wird, werden von den
primären
lichtemittierenden Dioden in Licht transformiert, und das Licht
wird dann in elektrischen Strom durch sekundäre Fotosensoren, nicht gezeigt,
umgewandelt, die mit den primären
lichtemittierenden Dioden des Fotokopplers PCk verbunden sind. Kurz
gesagt, ein elektrischer Strom entsprechend der dreiphasigen Wechselstromvollwelle,
die von dem dreiphasigen Vollwellengleichrichter FR gleichgerichtet
ist, wird von den sekundären
Fotosensoren der Fotokoppler geliefert. Die elektrischen Ströme werden
verwendet, um ein Synchronisierungssignal mit z.B. einer Sägezahnwellenform
zu bilden, um einen Phasensteuerwinkel (Zündwinkel) α eines Gates jedes der Thyristoren SCRk± zu steuern,
wie im Detail später
beschrieben wird.
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5 zeigt Änderungen
der Außenleiterspannungen,
die jeweils zwischen Paaren der U, V und W Phasen der dreiphasigen
AC Leistung angelegt sind, wie in 3 oder 4 gezeigt
ist, und das Timing des „Anschaltens" der Fotokoppler
PCk.
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Angenommen,
dass die Außenleiterspannungen
(U-V, U-W, V-W, V-U, W-U und W-V) sich wie in 5 gezeigt ändern, hat
die Wellenform einer vollwellengleichgerichteten Ausgabe des dreiphasigen
Vollwellengleichrichters FR eine Wiederholperiode von einem Sechstel
der der Wellenform jeder Außenleiterspannung,
die von der Hauptspule erhalten wird. Wenn zum Beispiel die U-V
Spannung in einem Phasenwinkelbereich von 60° bis 120° liegt, wo die U-V Spannung
die höchste
von allen Außenleiterspannungen
ist, werden die Fotokoppler PC1 und PC5 paarweise angeschaltet (die
anderen Fotokoppler bleiben ausgeschaltet), wodurch die dreiphasige Vollwellengleichrichterschaltung
FR einen elektrischen Strom bei einer Spannung entsprechend der U-V
Spannung liefert. Das heißt,
der dreiphasige Vollwellengleichrichter FR liefert einen elektrischen Strom
bei einer Spannung entsprechend dem Maximalwert von allen Außenleiterspannungen, so
dass die Wiederholperiode der Ausgangsspannung einem Phasenwinkel
von 60° entspricht,
und folglich gleich einem Sechstel der Wiederholperiode der dreiphasigen
Ausgangsspannung der Hauptspule ist, welche einem Phasenwinkel von
360° entspricht.
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5 zeigt
ebenfalls einen steuerbaren Bereich des Zündtimings (Anschalten) des
Gates jedes der Thyristoren SCRk±, welcher auf einen Phasenwinkelbereich
von 120° bis
0° einer
entsprechenden Außenleiterspannung
eingestellt ist, mit zwei Beispielen von Zündzeitpunkten jedes Gates,
welche durch schraffierte Abschnitte (d.h. Zündwinkel von 120° und 60°) angezeigt
sind, wie später
beschrieben wird.
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Gemäß diesem
Timing wird jedes Gate des positiven Wandlers BC1 gezündet (angeschaltet),
um einen elektrischen Strom davon zu liefern, und jedes Gate des
negativen Wandlers BC2 wird angeschaltet, um elektrischen Strom
zu absorbieren.
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Selbstverständlich ist
es nicht erforderlich, dass die Gates kontinuierlich über einen
ausgewählten
Abschnitt des steuerbaren Bereiches angeschaltet sind, sondern die
Anwendung eines vorbestimmten Pulses zu einem Zeitpunkt, der durch
den schraffierten Abschnitt (z.B. entsprechend einem der Zündwinkel
von 120° und
60°) angezeigt
ist, ermöglicht
es, dass der gleiche Betrieb wie oben durchgeführt wird.
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6A bis 6D zeigen
Beispiele von Wellenformen der Ausgabe des Zyklokonverters, die erhalten
werden, wenn die Thyristoren SCRk± des positiven und des negativen
Wandlers BC1 und BC2 jeweils zu Zündwinkeln von 120° und 60° gezündet werden.
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6A zeigt
eine Ausgangswellenform des Zyklokonverters CC, die erhalten wird,
wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel α von 120° angeschaltet
wird, und 6B eine Ausgangswellenform,
die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk– des negativen Wandlers BC2
zu einem Zündwinkel α von 120° angeschaltet wird. 6C zeigt
andererseits eine Ausgangswellenform, die erhalten wird, wenn jeder
Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel α von 60° angeschaltet
wird, und 6D eine Ausgangswellenform des
Zyklokonverters CC, die erhalten wird, wenn jeder Thyristor SCRk– des negativen
Wandlers BC2 zu einem Zündwinkel α von 60° angeschaltet
wird.
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Wenn
jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu dem Zündwinkel α von 120° angeschaltet
wird, stellt die Ausgangswellenform des Zyklokonverters CC eine
Vollwellengleichrichtungsstromwellenform dar, wie in 6A gezeigt
ist. Wenn jeder Thyristor SCRk+ des positiven Wandlers BC1 zu einem Zündwinkel α von 60° angeschaltet
wird, enthält
die Ausgangswellenform mehrere harmonische Komponenten, wie in 6C gezeigt
ist. Diese harmonischen Komponenten können jedoch durch einen Tiefpassfilter
entfernt werden, der mit der Ausgangsseite des Zyklokonverters CC
verbunden ist, so dass elektrischer Strom bei einer gemittelten Spannung
ausgegeben wird. Wie oben beschrieben unter der Annahme, dass die
Leistungszufuhr an den Zyklokonverter ein dreiphasiger Generator
mit 24 Polen ist und die Drehzahl des Motors auf 3600 Upm eingestellt
ist, ist die Frequenz einer einfachen Welle der harmonischen Komponenten
gegeben durch die folgende Gleichung: 60 Hz (=
3600 Upm)·8
(.te harmonische)·3
(Phasen)·2
(Halbwellen) (= 1 Vollwelle) = 2,88 kHz
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Indem
weiterhin der Zündwinkel α jedes Thyristors
des positiven Wandlers BC1 innerhalb eines Bereiches von 0° bis 120° variiert
wird, kann der Zyklokonverter CC eine positive Spannung, wenn gewünscht, erzeugen,
welche eine gemittelte Spannung innerhalb eines Bereiches von 0
V bis zu einer positiven Vollwellengleichrichtungsspannung hat.
Indem der Zündwinkel α jedes Thyristors
des negativen Wandlers BC2 auf die gleiche Weise variiert wird, kann
der Zyklokonverter CC eine negative Spannung, falls gewünscht, erzeugen,
welche eine gemittelte Spannung innerhalb eines Bereiches von 0
V bis zu einer negativen Vollwellengleichrichtungsspannung hat.
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Als
nächstes
wird die Art, wie der Zündwinkel α gesteuert
wird, beschrieben. 7 zeigt Referenzsägezahnwellen,
die zum Steuern des Zündwinkels α der Thyristoren
des Zyklokonverters erzeugt werden. Die in der Figur gezeigten Referenzsägezahnwellen werden
auf der Basis von entsprechenden elektrischen Strömen erzeugt,
die von den sekundären
Fotosensoren der in 4 gezeigten Fotokopplern PCk detektiert,
d.h. genommen, werden.
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Eine
Referenzsägezahnwelle
zur Steuerung des Thyristors SCR1+ des positiven Wandlers BC1 ist
zum Beispiel eine, welche sich in der Spannung innerhalb eines Phasenwinkelbereichs
von 120° bis –60° ändert und
0 V bei einem Phasenwinkel von 0° annimmt.
Referenzsägezahnwellen,
die jeweils eine Phasendifferenz von 60° von benachbarten haben, entsprechend
sequenziell den Thyristoren SCRk+, d.h. SCR1+, SCR6+, SCR2+, SCR4+,
SCR3+ und SCR5+.
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Andererseits
ist eine Referenzsägezahnwelle
zur Steuerung des Thyristors SCR1– des negativen Wandlers BC2
zum Beispiel eine, welche symmetrisch zu der Sägezahnwelle für den Thyristor SCR1+
bezüglich
einer horizontalen 0 Voltlinie ist, d.h. welche eine Phasendifferenz
von 180° von
der Sägezahnwelle
für den
Thyristor SCR1+ hat. Ähnlich dem
positiven Wandler BC1 entsprechen Referenzsägezahnwellen, die jeweils eine
Phasendifferenz von 60° zu
den benachbarten haben, sequenziell den Thyristoren SCRk–, d.h.
SCR1–,
SCR6–,
SCR2–, SCR4–, SCR3– und SCR5–.
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Folglich
liefern die zwölf
Sägezahnwellen
jeweils Referenzwellenformen zur Steuerung der Thyristoren SCRk± der positiven
und negativen Wandler BC1, BC2. Diese Sägezahnwellen werden verglichen mit
einer Zielwellenform r durch die Verwendung von Komparatoren, nicht
gezeigt, die in zwölf
Kanälen vorgesehen
sind, und ein Schnittpunkt jeder Sägezahnwelle mit der Zielwellenform
bestimmt einen Zündwinkel
jedes entsprechenden Thyristors SCRk±.
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Durch
Verwenden einer Sinuswelle als Zielwelle, um dadurch sinusförmig den
Zündwinkel α zu variieren,
ist es möglich,
eine sinusförmige
Ausgabewelle von dem Zyklokonverter CC zu erhalten.
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In 7 erstreckt
sich der steuerbare Bereich des Zündwinkels von dem Bereich von
120° bis 0°, der in 5 gezeigt
ist, zu einem Bereich von 120° bis –60°. Der Grund
für diese
Ausdehnung des steuerbaren Bereiches des Zündwinkels ist wie folgt.
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In
dem herkömmlichen
Zyklokonverter CC, bei dem der Zündwinkel
innerhalb eines Bereichs von 120° bis
0° gesteuert
wird, wenn die Ausgangsspannung des Zyklokonverters CC gesteuert
wird, um abzunehmen, wenn eine kapazitive Last mit einem Ausgangsanschluss
davon verbunden wird und gleichzeitig ein positives Potential an
der Lastseite existiert, tritt eine Diskontinuität in der Beziehung zwischen dem
Zündwinkel
jedes Thyristors SCRk± und
der Ausgangsspannung auf, was es unmöglich macht, die Ausgangsspannung
zu stabilisieren. Das heißt, um
die Ausgangsspannung zu vermindern, wenn ein positives Potential
an der Lastseite existiert, ist es erforderlich, die positive Ladung
auf der Lastseite zu absorbieren. Bei dem herkömmlichen Zyklokonverter jedoch,
da der Zündwinkel α innerhalb
des begrenzten Bereiches von 120° bis
0° gesteuert
wird, ist es für
den positiven Wandler BC1 unmöglich,
die positive Ladung auf der Lastseite zu absorbieren, und daher
muss der negative Wandler BC2 sie absorbieren. Wenn der negative
Wandler BC2 die positive Ladung absorbiert, da die Ausgangsspannung
des negativen Wandlers BC2 sich von der negativen Vollwellengleichrichtungsspannung
bis 0 V, wie oben beschrieben, ändern
kann, fällt
die positive Ladung an der Lastseite plötzlich ab auf 0 V, was eine
Diskontinuität in
der Ausgangsspannung verursacht. Wenn der steuerbare Bereich des
Zündwinkels
sich von 120° bis –60° erstreckt,
ist es möglich,
die positive Ladung von dem negativen Wandler BC2 derart zu absorbieren,
dass eine positive Ausgangsspannung erreicht wird, so dass keine
Diskontinuität
in der Ausgangsspannung auftritt, wodurch es möglich wird, eine Stabilität der Steuerung
sicherzustellen.
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Wenn
jedoch der steuerbare Bereich so auf die negative Seite ausgedehnt
ist, wie in 8 gezeigt ist, überlappen
die Ausgangsbereiche der positiven und negativen Wandler BC1, BC2
miteinander, so dass es zwei Schnittpunkte TO1 und TO2 zwischen
der Zielwelle r und jeder Sägezahnwelle
gibt, und folglich ist es unmöglich
zu urteilen, welcher der positiven und negativen Wandler BC1 und
BC2 zum Zünden
der Gates eines entsprechenden der Thyristoren SCRk± davon
ausgewählt
werden soll. Um dieses Problem zu lösen, wird in der vorliegenden
Ausführungsform
einer der positiven und negativen Wandler BC1 und BC2 gemäß den Ergebnissen
des Vergleichs von dem Komparator 16 ausgewählt, wie oben
beschrieben ist.
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Mit
Bezug erneut auf 1 ist die Ausgangsseite der
Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 verbunden
mit der Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate und mit
der Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate. Verbindungsleitungen
zwischen der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 und den
Einrichtungen 15a, 15b mit positivem und negativem
Gate sind jeweils durch sechs Signalleitungen ausgebildet, welche
mit entsprechenden der sechs Komparatoren jeder der Gatesteuereinrichtungen 15a und 15b verbunden
sind, um sie mit den entsprechenden Sägezahnwellen zu versorgen,
die ausgedehnte Sägezahnabschnitte
haben, die oben mit Bezug auf 7 zu dem
in 7 gezeigten Zeitpunkt beschrieben wurden.
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Die
Ausgangsseiten der sechs Komparatoren der positiven Steuereinrichtung 15a sind
verbunden mit den Gates der jeweils entsprechenden Thyristoren des
SCRk+ des positiven Wandlers BC1, während die Ausgangsseiten der
sechs Komparatoren der negativen Steuereinrichtung 15b mit
den Gates der jeweils entsprechenden Thyristoren SCRk– des negativen
Wandlers BC2 verbunden sind.
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Obwohl
in der vorliegenden Ausführungsform
die Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18 derart
konstruiert ist, dass sie Synchronisierungssignale (Referenzsägezahnwellen)
in Antwort auf die dreiphasige Ausgabe von der dreiphasigen. Unterspule 2 bildet,
ist dies nicht beschränkend,
sondern eine einphasige Unterspule kann anstelle der dreiphasigen
Unterspule 2 verwendet werden, um ein Synchronisationssignal
in Antwort auf die einphasige Ausgabe zu bilden.
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Als
nächstes
wird die Arbeitweise der wie oben aufgebauten Leistungseinheit beschrieben.
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Wenn
der Rotor R für
eine Rotation von dem Motor angetrieben wird, werden Spannungen
zwischen den dreiphasigen Ausgangsanschlüssen der dreiphasigen Hauptspule 1 wie
oben beschrieben erzeugt. Dann, wenn das Gate jedes der Thyristoren SCRk± von der
Zündwinkelsteuereinrichtung 15 gezündet wird,
liefert der Zyklokonverter CC elektrischen Strom, und der Filter 3 entfernt
harmonische Komponenten aus dem elektrischen Strom. Die Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert
die Spannung des elektrischen Stroms. Die Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8 berechnet
einen Effektivwert der Spannung je Wiederholperiode auf der Basis
der so detektierten Spannung und erzeugt ein Signal, das den berechneten
Effektivwert angibt.
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Der
Komparator 9 vergleicht den Effektivwert je Wiederholperiode
mit dem Referenzeffektivspannungswert, der von der Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10 geliefert
wird, und die Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 berechnet die
Steuerfunktion (lineare Funktion) auf der Basis von Vergleichsergebnissen,
um die berechnete Funktion zu liefern. Genauer gesagt berechnet
die Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 die lineare Funktion
derart, dass ein proportionaler Koeffizient (Proportionalitätskonstante)
der linearen Funktion erhöht
wird, wenn die Differenz zwischen dem Referenzeffektivspannungswert
von der Referenzeffektivspannungswert-Erzeugungsschaltung 10 und
dem effektiven Wert je Wiederholperiode von der Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8 größer ist.
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Der
Komparator 20 liefert die Differenz zwischen der Referenzsinuswellenausgabe
der Referenzsinuswelle-Bildungsschaltung 13 und der Ausgangsspannung,
die von der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5 detektiert
wird, an die Amplitudensteuerschaltung 12.
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Die
Amplitudensteuerschaltung 12 erzeugt ein Steuersignal zum
Steuern der Amplitude der Zielwelle (Sinuswelle von 50 Hz oder 60
Hz), die von der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 geliefert
werden soll, auf der Basis der Differenz, die von dem Komparator 20 geliefert
wird, und der Steuerfunktion, die von der Steuerfunktion-Berechnungsschaltung 11 wie
oben beschrieben berechnet wird, und die Zielwelle-Bildungsschaltung 14 bildet
die Zielwelle auf der Basis des Steuersignals und liefert dieses
an den Komparator 21.
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Der
Komparator 16 vergleicht die Zielwelle, die von der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 geliefert wird,
mit der detektierten Spannung der Ausgangsspannung-Detektierschaltung 5.
Wenn die erstere spannungsmäßig höher als
die letztere ist, wird ein Signal mit hohem Pegel (H) von dem Komparator 16 geliefert,
um die Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate zu aktivieren,
während,
wenn die erstere spannungsmäßig kleiner
als die letztere ist, ein Signal mit tiefem Pegel (L) von dem Komparator 16 geliefert wird,
um die Steuereinrichtung 15b mit negativem Gate zu aktivieren.
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Die
Komparatoren einer ausgewählten
der Steuereinrichtung 15a mit positivem Gate und der Steuereinrichtung 15b mit
negativem Gate vergleichen jeweils die Zielwelle der Zielwelle-Bildungsschaltung 14 mit
einer entsprechenden Sägezahnwelle
der Synchronisationssignal-Bildungsschaltung 18, und, wenn
die Zielwelle mit der Sägezahnwelle übereinstimmt
oder diese schneidet, wird ein einmaliger Puls mit einer vorbestimmten
Wellenlänge
vor der Gatesteuereinrichtung 15 an das Gate eines entsprechenden
der Thyristoren SCRk± geliefert,
um dessen Zündwinkel
zu steuern.
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9A bis 9D sind Diagramme, welche beim intuitiven
Verstehen des Steuerprozesses, der von der Leistungseinheit gemäß der vorliegenden
Erfindung ausgeführt
wird, nützlich
sind. 9A zeigt Änderungen im Effektivwert je
Wiederholperiode der Ausgangsspannung, der von der Effektivspannungswert-Berechnungsschaltung 8 berechnet
wird, welcher auftritt, wenn die Ausgangsspannung von 100 V auf
90 V aufgrund bestimmter Gründe
fällt. 9B zeigt Änderungen
des Effektivspannungswertes von 9A über eine
Wiederholperiode zusammen mit Änderungen
der Referenzsinuswelle, die von der Referenzsinuswelle-Bildungsschaltung 13 gebildet
ist. 9C zeigt Spannungswellenformen, die an die Amplitudensteuerschaltung 12 geliefert
werden, wenn die wellenformbasierte Rückkopplungssteuerung (ausgeführt hauptsächlich von
den Blöcken 5, 13 und 20 in 1)
und die effektivwertbasierte Rückkopplungssteuerung
(ausgeführt
hauptsächlich von
den Blöcken 8 bis 11 in 1)
getrennt ausgeführt
werden.
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Wie
in 9A gezeigt, wenn die Ausgangsspannung von 100
V auf 90 V zu einen Zeitpunkt 0 fällt, folgt der Effektivspannungswert
je Wiederholperiode der verringerten Spannung mit einer Zeitverzögerung von
einer Wiederholperiode. Daraus kann verstanden werden, dass die
effektivwertbasierte Rückkopplungssteuerung
nicht so effektiv gegen Fluktuationen der Ausgangsspannung ist,
welche Fluktuationen der Drehzahl des Motors oder einem schnellen
Wechsel der mit der Leistungseinheit verbundenen Last (siehe auch 9C)
zuschreibbar sind.
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Im
Gegensatz, wie in 9B gezeigt ist, ist die Referenzsinuswelle
frei vom Einfluss der Verringerung der Ausgangsspannung, so dass
die wellenformbasierte Rückkopplungssteuerung
eine Rückkopplung
der Differenz zwischen der Referenzsinuswelle und der Ausgangsspannung
annähernd
in Realzeit bewirken kann, und folglich sehr effektiv gegenüber Fluktuationen
der Ausgangsspannung ist, die den Fluktuationen der Drehzahl des
Motors oder einer schnellen Änderung
der mit der Leistungseinheit verbundenen Last zuschreibbar sind.
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Um
andererseits die wellenformbasierte Rückkopplungssteuerung zur Steuerung
von sogar langsamen Fluktuationen der Ausgangsspannung anzuwenden,
ist eine sehr große
Rückkopplungssteuerung
erforderlich, und folglich ist die Stabilität der Ausgangsspannungssteuerung
geschwächt.
Daher wird die effektivwertbasierte Rückkopplungssteuerung auf solch
langsame Fluktuationen der Ausgangsspannung angewandt, wodurch die
Rückkopplungsverstärkung unterdrückt wird,
um eine Stabilität der
Steuerung aufrecht zu erhalten.
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Wie
oben beschrieben, werden gemäß der vorliegenden
Erfindung, um mit Fluktuationen der Ausgangsspannung fertig zu werden,
die effektivwertbasierte Rückkopplungssteuerung
und die wellenformbasierte Rückkopplungssteuerung
in Kombination verwendet. Daher ist es möglich, eine stabilere Rückkopplungssteuerung
durch Reduzieren der Rückkopplungsverstärkung auszuführen und
gleichzeitig mit Fluktuationen der Ausgangsspannung ausreichend
fertig zu werden, die aufgrund von Fluktuationen der Eingangsspannung
auftreten, welche Fluktuationen in der Maschinendrehzahl zuschreibbar
sind.
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Weiterhin
kann die Ausgangsfrequenz des dreiphasigen Generators auf eine vorbestimmte
Frequenz durch den Zyklokonverter CC unabhängig von der Ausgangsfrequenz
des dreiphasigen Generators gesteuert werden, d.h., die Ausgangsfrequenz
der Leistungseinheit hängt
nicht ab von der Drehzahl der Antriebsquelle, zum Beispiel eines
Motors, ähnlich dem
Invertergenerator gemäß dem oben
beschriebenen Stand der Technik. Daher ist es möglich, eine hohe Ausgangsleistung
von dem durch die Antriebsquelle angetriebenen Generator bei einer
ziemlich hohen Drehzahl zu erhalten, wodurch der Generator in Größe und Gewicht
reduziert werden kann.
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Weiterhin
gemäß der vorliegenden
Ausführungsform
ist es möglich,
eine Hochfrequenzausgabe des AC Generators auf eine AC Ausgabe mit
einer vorbestimmten tieferen Frequenz direkt umzuwandeln, z.B. auf
eine einphasige kommerzielle Frequenz. Daher kann die Anzahl an
Leistungsschaltungskomponententeilen stark reduziert werden, was stark
zu einer großen
Verringerung der Herstellungskosten beiträgt.
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Wenn
jedoch ein Magnetgenerator mit mehrfachen Polen als der Generator
verwendet wird, variiert die an den Zyklokonverter gelieferte Spannung stark
abhängig
davon, ob die Leistungseinheit sich in einem unbelasteten Zustand
oder in einem belasteten Zustand befindet. Daher kann die vorliegende Leistungseinheit
effektiv Fluktuationen der Ausgangsspannung steuern. Jedoch vereinfacht
die Verwendung des Magnetgenerators die Bildung von Synchronisierungssignalen.
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Noch
weiter kann der Rotor R des Generators auch als das Schwungrad des
Motors verwendet werden. Dies erlaubt es, die gesamte Leistungseinheit
weiter kompakt in Größe aufzubauen.
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Obwohl
in der obigen Ausführungsform
ein Effektivspannungswert je Wiederholperiode berechnet wird, um
es der Leistungseinheit so zu ermöglichen, mit Fluktuationen
in der Ausgangsspannung so schnell wie möglich fertig zu werden, ist
dies nicht begrenzend, sondern, wenn höchste Priorität einer
weiterhin stabilen Steuerung eher als schnelle Antwort gegeben ist,
kann ein Effektivspannungswert über eine
Mehrzahl von Wiederholperioden berechnet werden.