DE60012576T2

DE60012576T2 - Spreizfaktorbestimmung

Info

Publication number: DE60012576T2
Application number: DE60012576T
Authority: DE
Inventors: Markku Juntti; Kari Pajukoski
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-12-30
Filing date: 2000-12-01
Publication date: 2005-08-11
Anticipated expiration: 2020-12-02
Also published as: WO2001050615A3; US20020110140A1; US6678314B2; EP1243081B1; GB9930801D0; AU3155501A; DE60012576D1; EP1243081A2; WO2001050615A2

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Verteilungsfaktorerfassung und bezieht sich insbesondere, aber nicht explizit, auf eine Verteilungsfaktorerfassung oder -ermittlung in einem Kommunikationssystem, das auf einer Direktsequenz-Verteilungsspektrumtechnik oder irgendeiner analogen Technik basiert.
Hintergrund der Erfindung
In einem Kommunikationssystem werden Daten als eine Vielzahl von Datensymbolen in aufeinander folgenden Daten oder Funkrahmen übertragen. Die die Daten transportierenden Signale können mit variablen Datensymbol-Übertragungsraten (Datengeschwindigkeiten) übertragen werden, wobei die Übertragungsrate in aufeinander folgenden Rahmen der Übertragung unterschiedlich sein können. Zum Beispiel werden in einem Funk-CDMA(Code Division Multiple Access)-System Daten für die Übertragung durch Verarbeiten von zu übertragenden Datensymbolen durch einen Spreiz- bzw. Verteilungscode für jeden Übertragungskanal codiert. Die Wirkung eines Verteilungscodes besteht darin, das Frequenzband einer Übertragung auf eine Chiprate zu verteilen bzw. spreizen, welche größer ist als die tatsächliche Daten- oder Informationssymbolrate. Dies führt dazu, dass mehr Symbole als die tatsächliche Anzahl von Informationssymbolen übertragen werden, da zumindest einige der Symbole wiederholt werden. Zum Beispiel dann, wenn der verwendete Spreiz- bzw. Verteilungsfaktor acht ist, werden für jedes Informationssymbol acht Symbole (die als "Chips" bezeichnet werden) übertragen.
In Übereinstimmung mit einer Möglichkeit wird die Länge des Verteilungscodes (d.h. die Anzahl von "Chips" pro einem Datensymbol) durch einen Verteilungsfaktor definiert. Es wird jedoch angemerkt, dass die Länge des Verteilungscodes auch konstant bleiben kann, d.h. die Länge desselben braucht nicht notwendigerweise von der Datenrate abzuhängen. Der Verteilungsfaktor wird manchmal durch eine Definition 'Chiprate' : 'Datensymbolrate' oder durch 'Datensymboldauer' : 'Chipdauer' ausgedrückt, wobei die 'Datensymboldauer' gleich 1 : 'Datensymbolrate' ist und die 'Chipdauer' gleich 1 : 'Chiprate' ist. Der Term Verteilungsfaktor wird im folgenden verwendet werden, obwohl auch andere Terme, wie beispielsweise Spreiz- bzw. Verteilungsverhältnis oder Verarbeitungsgewinn, in diesem Kontext manchmal verwendet werden können.
Es ist möglich, eine solche Verbindung mit variabler Rate (Multiratenverbindung) aufzubauen, bei der die Datensymbolrate der Informationssymbole oder Bits, und folglich der bei der Spreiz- bzw. Verteilungsmodulation dieser Symbole verwendete Verteilungscode, von Rahmen zu Rahmen (beispielsweise alle 10 ms) variieren kann. Die bei einer solchen Verbindung verwendeten Datenraten sind nicht wahlfrei, sondern es wird für jede Rahmendauer eine der Vielzahl von vordefinierten Datenraten verwendet. Außerdem kann, obwohl dies nicht notwendigerweise so ist, jede höhere Datensymbolrate durch eine niedrigere Datensymbolrate teilbar sein, wobei der Teilungsfaktor zum Beispiel 2^k für k ≥ 0 ist. Diese Spezifikation präsentiert ein Beispiel, das Variabelratenverbindungs-Verteilungsfaktoren 4, 8, 16, 32, 64, 128 und 256 und entsprechende Datenraten verwendet. Es liegt jedoch auf der Hand, dass auch andere Verteilungsfaktoren und Datenraten verwendet werden können, ohne das grundlegende Konzept der Übertragung mit variabler Datenrate bzw. der Multiratenübertragung zu verlassen. Um ein Beispiel einer möglichen Beziehung zwischen den Verteilungsfaktoren (SF) und den Datensymbolraten zu geben, kann bei einem CDMA mit einer Chiprate von 4096 MHz die Beziehung derart sein, dass Verteilungsfaktoren 4, 8, 16, 32, 64, 128 und 256 jeweils Datenraten von 1024, 512, 256, 128, 64, 32 und 16 ksps (eintausend Symbole pro Sekunde) entsprechen. Die Beziehung zwischen den Verteilungsfaktoren und Datenraten kann jedoch unterschiedlich sein. Zum Beispiel kön nen Faktoren wie etwa die Anzahl von Codekanälen und das verwendete Kanalcodierverfahren sowie eine mögliche Verwendung eines Durchstechens die Beziehung zwischen der Endbenutzer-Bitrate und dem Verteilungsfaktor beeinflussen.
Wenn ein Signal zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation (entweder auf dem Uplink oder dem Downlink) in einem Kommunikationssystem, das auf der Direktsequenz-Verteilungsspektrumtechnik basiert, übertragen wird, kann es für die empfangende Station notwendig sein, aus dem empfangenen Signal einige Informationen über den Kommunikationspfad, entlang dem sich das Signal fortbewegt hat, festzustellen. Diese Prozedur wird hierin als "Kanalabschätzung" bezeichnet. Die Kanalabschätzung wird typischerweise in einer Kanalabschätzungsentität ausgeführt. Verschiedene Verfahren sind zur Kanalabschätzung bekannt. Eine durch die Abschätzentität erzeugte Kanalimpulsantwort ist erforderlich, um ankommende Daten korrekt zu decodieren und zu verarbeiten.
Falls ein dedizierter Datenkanal für die Kanalabschätzung verwendet wird, ist es möglich, den Verteilungsfaktor und/oder die Datenübertragungsrate des empfangenen Signals in der Kanalabschätzung zu verwenden. Es ist auch möglich, und in manchen Fällen sogar notwendig, Verteilungsfaktorinformationen zu nutzen, wenn ein Signal-zu-Interferenz-Verhältnis (SIR) in einem Datenkanal abgeschätzt wird. Falls jedoch der Verteilungsfaktor und/oder die Datenrate eines empfangenen Funkrahmens nicht direkt an der empfangenden Station verfügbar ist, muss mit irgendwelchen Mitteln der korrekte oder der am meisten wahrscheinliche Wert desselben ermittelt werden, beispielsweise durch Ausprobieren mehrerer möglicher Datenverteilungsfaktoren für die Übertragung. Zum Beispiel werden bei dem CDMA die Datensymbole in dem Funkrahmen üblicherweise durch Erfassen der komplexen Datensymbole unter der Annahme, dass die höchst mögliche Datensymbolrate zur Übertragung verwendet wird, und Verwenden des niedrigst möglichen Verteilungsfaktors in der empfangenden Station erhalten. Zum Beispiel dann, wenn die Länge des Verteilungscodes von dem Verteilungsfaktor abhängt, muss der kürzest mögliche Vertei- lungscode (beispielsweise mit Verteilungsfaktor (SF = 4)) bekannt sein, so dass alle anderen Verteilungscodes durch Multiplizieren des kürzesten Verteilungscodes mit einer Ganzzahl aus dem kürzesten Verteilungscode aufgebaut werden können. In der Praxis muss dann, wenn die Durchsatzzeit des Verteilungscodes, d.h. der Verteilungsfaktor, nicht bekannt ist, die Empfängereinheit das erste Entspreizen auf der Grundlage einer Annahme dahingehend, dass der kürzest mögliche Code (der minimale SF) für die Übertragung verwendet wurde, durchführen. Zum Beispiel unter der Annahme, dass die Datenrate des empfangenen Funkrahmens an erster Stelle 1024 ksps war, entspricht dies dem Verteilungsfaktor von 4 (bei 4096 Mcps), der bei der Erfassung der Datensymbole verwendet wurde. Das Ergebnis dieser Erfassung sollte ein Datenvektor aller erfasster komplexer Informationssymbole entsprechend dem empfangenen Funkrahmen sein.
Die Komponenten eines Signals, das sich über einen Mehrpfadkanal ausgebreitet hat, müssen am Empfängerende kombiniert oder aufsummiert werden, um ein Signal zu empfangen, das dem ursprünglichen Signal vor der Verteilung bzw. Spreizung und Übertragung entspricht. Ein Beispiel der Kombinationsverfahren ist die so genannte Maximalverhältniskombination (Maximum Ratio Combination; MRC). Die MRC beruht auf dem Berechnen eines gewichteten Mittelwerts für die Signalkomponenten derart, dass den Signalkomponenten mehr Gewicht gegeben wird, die sich über die stärksten Signalpfade fortbewegt haben.
Jedoch muss nach dem Kombinieren des Verteilungssignals ein korrekter Verteilungsfaktor verwendet werden, da andernfalls die empfangenen Daten nicht geeignet repräsentiert oder anderweitig verwendet werden können und/oder verloren gehen. Daher kann die vorstehende Annahme der Datenrate nicht ausreichend sein, sondern kann eine genauere Bestimmung der tatsächlichen Datenrate des Signals an der sendenden Station während der Übertragung erforderlich sein. Falls zum Beispiel die grundlegende Annahme inkorrekt ist, kann diese Stufe dann eine Entscheidung dahingehend geben, dass anstelle der angenommenen und anfänglich verwendeten 1024 ksps (mit Vertei lungsfaktor 4 und Frequenz 4096 MHz) die tatsächliche Datenrate in dem empfangenen Funkrahmen 256 ksps (entsprechend dem Verteilungsfaktor von 16) war. Nach der Bestimmung werden so viele benachbarte Abtastwerte oder Chips, wie durch den Verteilungsfaktor angegeben werden, aufsummiert, um ein tatsächliches Datensymbol zu erhalten. In dem vorstehenden Beispiel würde dies zu einem Aufsummieren für jeweils vier aneinandergrenzende Abtastwerte führen, um ein tatsächliches Datensymbol zu erhalten (4 × 4 = 16). Daher wäre es vorteilhaft, in der Lage zu sein, bereits zur Zeit der Erfassung des Signals in den Empfängerschaltkreisen über Informationen über die tatsächliche Datensymbolrate und/oder den Verteilungsfaktor der Übertragung zu verfügen.
Die Übertragung zwischen den Stationen kann explizite Informationen über die Verteilungsfaktoren und/oder Datenraten des übertragenen Signale beinhalten oder nicht beinhalten. Falls die Verbindung mit variabler Rate explizite Informationen über die verwendeten Verteilungsfaktoren und/oder Datenraten für jeden empfangenen Funkrahmen beinhalten, werden diese Informationen üblicherweise in einem separaten Kanal gegeben, beispielsweise in einem DPCCH (Dedicated Physical Control Channel). Jedoch sind diese Informationen häufig über mehrere Kanäle derart codiert und/oder verschachtelt, dass die tatsächliche Datenrate des empfangenen Funkrahmens zu der Zeit, zu der die Datensymbole des Funkrahmens erfasst werden, nicht bekannt ist. Darüber hinaus kann es in manchen Anwendungen notwendig sein, in der Lage zu sein, eine andere Abschätzung der Datenraten- oder Verteilungsfaktor-Informationen herzustellen, zum Beispiel zu Zwecken der Überprüfung und/oder Korrektur der empfangenen Datenrateninformationen.
In dem letztgenannten Fall, d.h. falls die expliziten Informationen in dem empfangenen Signal nicht enthalten sind, muss eine unbekannte Rate oder Blindratenabschätzung an der empfangenden Station verwendet werden, um an dem Empfänger den Verteilungsfaktor und/oder die Datenrate des empfangenen Signals zu definieren. Daher kann ein Mechanismus zum Abschätzen der Datenrate und/oder des Verteilungsfaktors in einer emp fangenden Station (beispielsweise einer Basisstation oder einer Mobilstation) notwendig sein. Diese Abschätzung kann zum Beispiel wünschenswert sein, wenn diese Informationen nicht verfügbar sind, oder wenn eine frühe Abschätzung der Datenrate vor dem Decodieren erforderlich ist, oder wenn eine Bestätigung der von der übertragenden Station empfangenen Datenrateninformationen gewünscht wird.
Ein bekannter Vorschlag zum Erfassen der Datenrate des empfangenen Signals vor der Decodierung basiert auf der Leistungsdifferenz der empfangenen Bits in dem Datenkanal (dedizierter physikalischer Datenkanal: DPDCH) und dem Steuerkanal (dedizierter physikalischer Steuerkanal: DPDCH). Mit anderen Worten basiert das Verfahren auf einem Überwachen des Leistungsverhältnisses zwischen den Daten- und den Steuerkanälen. Das Verfahren ist relativ einfach, da es nur die Abschätzungen der mittleren Leistung der empfangenen Steuersymbole und Datensymbole erfordert. Jedoch ist der Verteilungsfaktor nicht in allen Codeteilungs-Kommunikationssystemen direkt von dem Leistungsverhältnis abhängig. Ein weiterer Nachteil des Leistungsverhältnisverfahrens besteht darin, dass es nicht sehr genau und/oder verlässlich ist. Speziell dann, wenn ein hoher Verteilungsfaktor bei dem Erfassen der Datensymbole (SF = 256 in dem vorstehenden Beispiel) an erster Stelle verwendet wird, wird in dem Erfassungsprozess Rauschen sehr dominant. Dies verschlechtert die Leistungsfähigkeit der Datensymbol-Leistungsabschätzung wesentlich.
Ein anderes bekanntes Verfahren basiert auf einer CRC(Cyclic Redundancy Check: ein Fehlererfassungssignal)-Decodierung des empfangenen Signals. Hierin wird ein Faltungs-Fehlersteuercode oder irgendein anderer geeigneter Fehlersteuercode (beispielsweise ein so genannter Turbocode, der häufig für eine schnelle Datenübertragung angewandt wird) für jeden möglichen Verteilungsfaktor decodiert, und wird eine CRC-Prüfung für die Ergebnisse erzielt. Falls eine korrekte CRC erfasst wird, wurde eine korrekte Datenrate gefunden. Mit anderen Worten basiert das Verfahren auf einer Datenratenannahme in jeder Decodierstufe und einer nachfolgenden Auswahl einer Datenra te, welche entweder ein korrektes oder ein inkorrektes CRC-Wort ergibt. Um ein Beispiel zu geben, würde unter erneutem Annehmen, dass die möglichen Datenraten 32, 64, 128, 256, 512 und 1024 ksps sind, eine CRC-Prüfung durch zunächst Annehmen einer Datenrate von 1024 ksps direkt für die Informationssymbole des empfangenen Funkrahmens berechnet werden. Zwei aneinandergrenzende empfangene Symbole werden aufsummiert, unter Annahme einer Datenrate von 512 ksps, und eine weitere CRC-Prüfung wird für diese Informationssymbole berechnet. Das resultierende CRC-Wort wird gespeichert. Der Prozess fährt damit fort, zwei aneinandergrenzende Informationssymbole aufzusummieren und CRC-Prüfungen für alle diese Informationsströme zu berechnen, bis eine niedrigst mögliche Datenrate erreicht ist. Danach werden die gespeicherten CRC-Wörter verifiziert und wird eine solche Datenrate ausgewählt, die der in dem Übertrager bzw. Sender verwendeten Rate entspricht, wenn eine richtige CRC-Prüfung erhalten wurde (falls eine solche überhaupt existiert hat).
Das CRC-Verfahren ist jedoch rechnerisch komplex und involviert einen substantiell großen Umfang an Verarbeitung, da der Faltungs-Fehlersteuercode oder ähnliches für jede mögliche Rahmenlänge decodiert werden muss. Falls es N mögliche Datenraten gibt, erfordert dies N aufeinander folgende CRC-Decodierprozesse, bevor eine Entscheidung über die Senderdatenrate durchgeführt werden kann. Darüber hinaus muss der auf der CRC basierende Verteilungsfaktordetektor nach der Decodierstufe angeordnet werden, und kann die Datenrate für einen Rahmen erst berechnet werden, wenn der gesamte Funkrahmen empfangen worden ist. Diese Verzögerung wird vergrößert, falls eine Rahmenverschachtelung verwendet wird. Folglich kann dieses Verfahren beispielsweise dann nicht verwendet werden, wenn der Verteilungsfaktor während des Empfangsprozesses zu jeder Zeit bekannt sein muss, und kann die CRC-Prüfung nicht in Anwendungen angewandt werden, bei denen die Datenrateninformationen verfügbar sein müssen, bevor der gesamte Funkrahmen (oder verschachtelte Rahmen) empfangen worden ist/sind. Das vorstehende Verfahren verzögert die endgültige Entscheidung der Datenrate des empfangenen Signals auf eine Stufe, in der zumindest eine gewisse Decodierung der Daten zum ersten Mal notwendig ist. Dies macht den Betriebsablauf speziell für Empfängerstrukturen, die eine Abschätzung der Datenübertragungsraten der empfangenen Signale an einer früheren Stufe als der ersten Decodierung erfordern, komplexer und schwieriger. Ein Beispiel eines solchen Empfängers ist ein Interferenzauslöschungs(Interference Cancellation; IC)-Empfänger. Außerdem ergibt dieses Verfahren überhaupt keine Datenrate, falls der Algorithmus keine exakt übereinstimmende CRC-Prüfung ergibt.
Detailliertere Offenbarungen bekannter Ratenerfassungstechniken kann den Veröffentlichungen WO99/03225 und US 5689511 entnommen werden. Die ersterwähnte offenbart eine Anordnung, bei der die variable Datenrate und der Verteilungsfaktor explizit übertragene Informationen verwenden. Die letztgenannte Veröffentlichung offenbart eine Anordnung, bei der der Verteilungsfaktor konstant ist.
Kurzbeschreibung der Erfindung
Die Ausführungsbeispiele der Erfindung sollen einen oder mehrere der Nachteile des Standes der Technik adressieren und/oder eine neue Art einer Lösung zur Verteilungsfaktor und/oder Datenratenerfassung schaffen.
In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren bereitgestellt zum Bestimmen eines Verteilungsfaktors für ein Signal in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, bei dem das empfangene Signal eine Vielzahl von Datensymbolen beinhaltet, die in dem Signal auf eine durch einen Verteilungscode und einen Verteilungsfaktor definierte Art und Weise verteilt sind, wobei der Verteilungsfaktor einer von einer Vielzahl möglicher Verteilungsfaktoren ist, umfassend:
Verarbeiten des empfangenen Signals, um Signalausgaben zu erzeugen, welche von den Wirkungen des Verteilungscodes befreit sind;
Berechnen von Autokorrelationswerten für die Signalausgaben; und
Bestimmen des Verteilungsfaktors, der für das Signal verwendet wurde, auf der Grundlage der berechneten Autokorrelationswerte.
In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung wird eine Schaltungsanordnung bereitgestellt zum Bestimmen eines Verteilungsfaktors für ein Signal in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, bei der das empfangene Signal eine Vielzahl von Datensymbolen beinhaltet, die in dem Signal auf eine durch einen Verteilungscode und einen Verteilungsfaktor definierte Art und Weise verteilt sind, wobei der Verteilungsfaktor einer von einer Vielzahl von möglichen Verteilungsfaktoren ist, umfassend:
eine Einrichtung zum Verarbeiten des empfangenen Signals, um Signalausgaben zu erzeugen, welche von den Wirkungen des Verteilungscodes befreit sind;
eine Einrichtung zum Berechnen von Autokorrelationswerten für die Signalausgaben; und
eine Einrichtung zum Bestimmen des Verteilungsfaktors, der für das Signal verwendet wurde, auf der Grundlage der berechneten Autokorrelationswerte.
In Übereinstimmung mit einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren bereitgestellt zum Bestimmen eines Verteilungsfaktors für ein Signal in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, bei dem das empfangene Signal eine Vielzahl von Datensymbolen beinhaltet, die in dem Signal auf eine durch einen Verteilungscode und einen Verteilungsfaktor definierte Art und Weise verteilt sind, wobei das Bestimmungsverfahren ferner zumindest zwei Stufen umfasst, und wobei die zumindest zwei Stufen auf unterschiedlichen Prinzipien der Verteilungsfaktorbestimmung basieren.
Die Ausführungsbeispiele der Erfindung stellen mehrere Vorteile bereit. Das Ausführungsbeispiel kann eine einfache Lösung zur Erfassung und für Berechnungen des Verteilungsfaktors bereitstellen. Der Verteilungsfaktor kann vor der Decodierung erfasst werden. Folglich können die Ausführungsbeispiele in Anwendungen verwendet werden, bei denen der Vertei lungsfaktor zu jeder Zeit bekannt sein muss. Die Möglichkeit des Erfassens des Verteilungsfaktors vor dem Decodieren kann auch vorteilhaft sein, wenn in dem Empfänger eine Mehrfachzugriffinterferenz(Multiple Access Interference; MAI)-Aufhebung angewandt wird. Die Ausführungsbeispiele der Erfindung können angewandt werden, wenn die Rateninformationen übertragen werden, aber aus dem einen oder dem anderen Grund während des Empfangsprozesses nicht verwendet oder aus dem Signal nicht erfasst werden können. Eine mögliche Verwendung der Ausführungsbeispiele besteht darin, zusätzliche Datenrateninformationen bereitzustellen, welche beispielsweise zur Korrektur oder Fehlerprüfung einer aus dem übertragenen Signal erfassten Rateninformation verwendet werden können. Die Möglichkeit einer frühen Erfassung der unbekannten Datenrate kann die Verwendung irgendeiner Empfängerstruktur der Art ermöglichen, welche in einer frühen Stufe Gebrauch von den Datenrateninformationen macht. Die Abschätzung kann auch dazu verwendet werden, bei der Ratenauswahl für Anwendungen, wie beispielsweise einer Viterbi-Decodierung der ankommenden Datensymbole zu unterstützen, oder bei der Entscheidung über eine alternative Übertragungsrate für die Decodierung zu unterstützen, falls eine Fehlerprüfung fehlschlägt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Für ein besseres Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie die selbe ausgeführt werden kann, wird nun beispielhaft auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in welchen:
1 ein Blockdiagramm eines Mobilkommunikationssystems ist;
2 eine Empfangsschaltung in einer Station darstellt;
3 eine Schlitzstruktur für physikalische Kanäle für eine Übertragung mit einer unbekannten Datenrate darstellt;
4 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt; und
5 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Kontext darstellt, in welchem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann. Das heißt, ein CDMA-Mobilkommunikationssystem, das es einer Vielzahl von Mobilstationen MS1, MS2, MS3 erlaubt, mit einer Basis(Sender/Empfänger bzw. Transceiver)-Station BTS in einer gemeinsamen Zelle über jeweilige Kanäle CH1, CH2, CH3 zu kommunizieren. Diese Kanäle werden durch die Verwendung von Verschlüsselungscodes auf eine im Stand der Technik bekannte Art und weise voneinander unterschieden. 2 ist ein ein Beispiel darstellendes Blockdiagramm einer möglichen Empfangsschaltungsanordnung an einer Basisstation in einem WCDMA-System (Wideband- bzw. Breitband-CDMA). Die Empfangsschaltungsanordnung von 2 dient zur Verwendung in der Uplink-Richtung, d.h. zum Empfangen von Signalen von den Mobilstationen (MS). Es wird angemerkt, dass – obwohl dies im Folgenden nicht diskutiert wird – die Ausführungsbeispiele auch in der Downlink-Richtung, d.h. an der Mobilstation, implementiert sein können.
Bevor die beispielhafte Empfangsschaltungsanordnung von 2 beschrieben wird, die ein Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet, wird eine beispielhafte (nicht gezeigte) Sende- bzw. Übertragungsschaltungsanordnung innerhalb einer Sende- bzw. Übertragungsstation kurz beschrieben. Zwischen einer Mobilstation (MS) und einer Basis-Transceiverstation (BTS) zu übertragende Daten können Sprachdaten, Videodaten oder andere Daten sein. Die Daten werden in eine Form codiert, die zur Übertragung mit einer Bitrate geeignet sind, welche von der Quelle der Daten abhängig ist. Die codierten Benutzerdaten werden vorwiegend einem Rahmenmultiplexer zugeführt. In manchen Ausführungsbeispielen können die Benutzerdaten auch einem CRC-Codierer zugeführt werden, welcher eine Prüfsequenz (CRC) für jeden Rahmen von Daten generiert. Eine Fehlercodierung und eine Bitverschachtelung der Rahmensequenz können vor der Übertragung auf eine im Stand der Technik bekannte Art und Weise erzielt werden. Die Fehlercodierung wird verwendet, um die Benutzerdaten vor Fehlern in einem Funkkanal zu schüt zen, so dass beispielsweise ein Viterbi-Decodierer die codierten Daten auch dann wiederherstellen kann, wenn einige der Bits beschädigt sind. Zu Zwecken der Fehlercodierung und -decodierung können darüber hinaus Endbits, die das Ende jeder Benutzerdatensequenz definieren, zu dem Ende einer Benutzerdatensequenz hinzugefügt werden. Die Bitverschachtelung verteilt Burstfehler, welche vorwiegend in Funkkanälen auftreten, zeitlich gleichmäßiger, um es dem Decoder zu erlauben, die Fehler aus den codierten Daten effizienter zu korrigieren.
Ein Rahmenmultiplexer organisiert die Daten für die Übertragung in eine Rahmensequenz. 3 stellt ein Beispiel einer Schlitzstruktur für physikalische Kanäle DPDCH (Dedicated Physical Control Channel) und DPDCH (Dedicated Physical Data Channel) in der Rahmensequenz dar. Der DPCCH-Teil des Rahmens enthält eine Pilotsequenz (PILOT), mögliche, aber nicht notwendige Rateninformationen (RI) (nicht gezeigt) und eine Übertragungsleistungs(TPC)-Steuersequenz. Der DPDCH-Teil des Rahmens enthält die gesamte verschachtelte Benutzerdatensequenz (Benutzerbits und mögliche CRC-Bits und mögliche Endbits).
Vorwiegend werden die Benutzerdaten des DPDCH in Rahmenperioden unterteilt, wie beispielsweise jeweils 10 ms. Jeder Rahmen kann mit einer unterschiedlichen Rate übertragen werden. Folglich wird es dem Sender ermöglicht, Daten aus unterschiedlichen Quellen in die Rahmensequenz für die Übertragung zu multiplexen und unterschiedliche Übertragungsraten in unterschiedlichen Raten der Rahmensequenz bereitzustellen. In den folgenden beispielhaften Ausführungsbeispielen wird die Datenratenerfassung an dem Empfänger der DPDCH-Sequenz des Rahmens unterzogen bzw. ist von dieser abhängig.
Die Rahmensequenz wird vorwiegend einem Verteiler zugeführt, welcher Verteilungs- und mögliche Verschlüsselungscodes von einem Codegenerator empfängt. Die Verteilungs- und möglichen Verschlüsselungscodes können in Übereinstimmung mit bekannten CDMA-Verfahren generiert werden und werden folglich hierin nicht näher beschrieben. Die Wirkung des Verteilungscodes besteht darin, das Frequenzband für die Übertragung auf eine Chiprate zu verteilen bzw. spreizen, welche größer ist als die Datensymbolrate. Falls M parallele Codekanäle verwendet werden, werden M Datensymbole unter Verwendung unterschiedlicher Verteilungscodes verteilt, und werden dann die Ergebnisse zusammenaddiert. Das Verteilungssignal wird dann vorwiegend einem Modulator zugeführt, welcher das Signal übertragungsbereit moduliert, zum Beispiel in Übereinstimmung mit einer QPSK-Modulation. In manchen Systemen kann die Modulation vor der Verteilung ausgeführt werden. Diese Sequenz von Ereignissen hat jedoch keine Auswirkung auf die vorliegende Erfindung. Das Signal wird dann vorwiegend einem Digital-Analog(D/A)-Konverter und weiter einer RF(Funkfrequenz)-Einheit zugeführt, welche das verteilte Signal übertragungsbereit liefert.
Die Erfindung betrifft die Empfangsseite der Übertragung. Der Empfang des Verteilungsspektrumsignals wird nachstehend unter Bezugnahme auf das Beispiel von 2 beschrieben. An einer Antenne 30 ankommende Signale können durch eine (nicht gezeigte) RF-Einheit empfangen und einem (nicht gezeigten) Analog-Digital(A/D)-Konverter zugeführt werden. Es ist leicht verständlich, dass ein Signal an der Empfangsstation ankommen kann, nach dem es Mehrfachpfadkanäle mit unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen durchlaufen hat. Folglich können auch Abtastwerte oder ein Abschnitt des digitalen Signals auch einer (nicht gezeigten) Synchronisationseinheit bereitgestellt werden. Die Synchronisationseinheit handhabt die Synchronisation zwischen der Mobilstation und der Basisstation BTS, nach dem die Leistung eingeschaltet wurde, und ebenso in einem Fall einer Übergabe. Die Synchronisationsprozedur beinhaltet ein Suchen nach Signalen, welche mit einem Verschlüsselungscode übertragen wurden, der für diese bestimmte übertragende Station einmalig ist. Die Synchronisationseinheit empfängt den einmaligen Code von einem (nicht gezeigten) Codegenerator. Um die Suchfunktion durchzuführen, korreliert die Synchronisationseinheit den einmaligen Code mit dem ankommenden Signal, bis eine starke Korrelation erfasst wird.
Nach dem die Synchronisationsprozedur abgeschlossen ist, kann ein dedizierter Verkehrskanal zwischen der übertragenden und der empfangenden Station eingerichtet werden.
Die Signalverarbeitungsschaltungsanordnung von 2 umfasst einen Abwärtskonverter 32 zum Abwärtskonvertieren des von der Antenne 30 empfangenen Signals. Ein Multiplizierer 34 befindet sich in dem Signalpfad nach dem Abwärtskonverter 32. Ein Verteilungscodegenerator 22 ist ebenfalls bereitgestellt, um Verteilungscodes für den Multiplizierer 34 zu generieren. Ein Integratorblock 36 befindet sich nach dem Multiplizierer 34. Ein Beispiel des Betriebsablaufs des Blocks 36 wird nachstehend näher erklärt. Die Korrelation des empfangenen Signals durch das Verteilungssignal kann mittels einer Zusammenarbeit des Multiplizierers 34 und des Integrators 36 implementiert werden.
Die Schaltungsanordnung umfasst ferner einen Verteilungsfaktordetektor zum Verarbeiten von Abtastwerten des Signals, um eine Verteilungsfaktorerfassungsfunktion bereitzustellen, die auf einer Autokorrelationsfunktion basiert, wie nachstehend näher erklärt werden wird. Der erfasste Verteilungsfaktor kann bei der weiteren Verarbeitung des empfangenen Signals verwendet werden. Die Abtastwerte können an dem Punkt 38 in dem Signalpfad nach der durch die Elemente 34 und 36 implementierten Korrelationsfunktion erhalten werden. Es ist darüber hinaus möglich, das Signal vor der Kombinations- und/oder Korrelationsstufe abzutasten. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen die Informationen, die dem Detektor 40 zugeführt werden, weiche Symbole, die aus dem Signal abgeleitet werden.
Die Schätzeinrichtung 40 kann zum Beispiel unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder mehrerer digitaler Signalprozessoren implementiert werden. Ein Vorteil der DSPs besteht darin, dass sie eine flexible Implementation der Schätzeinheit ermöglichen. Eine Alternative besteht darin, die Schätzeinrichtung 40 mittels einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) oder mehrerer ASICs zu imple mentieren. Weitere Möglichkeiten beinhalten Einrichtungen wie beispielsweise ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA) oder eine allgemeinen Zwecken dienende Datenverarbeitungseinrichtung. Es soll jedoch als klargestellt gelten, dass in diesem Kontext auch andere Arten von Verarbeitungsanordnungen möglich sind. Die allgemeine Architektur der Verarbeitungsfunktionalität kann ebenfalls variieren, und es ist möglich, die in dem Erfassungsprozess erforderlichen verschiedenen Funktionen je nach Bedarf auf mehrere separate und/oder unterschiedliche Verarbeitungseinheiten zu verteilen.
Eine Schätzung des Verteilungsfaktors wird von der Detektoreinheit 40 benötigt, um in der Lage zu sein, zu entscheiden, wie viele erfolgreiche Datensymbole zusammenzuaddieren sind. Der Betriebsablauf der Einheit 40 wird nachstehend näher diskutiert, wenn mögliche Verfahren für die Ausführungsbeispiele hinsichtlich der Verteilungsfaktorschätzung erklärt werden.
Nach der Ermittlung des Verteilungsfaktors und/oder der Datensymbolrate ist es möglich, eine abschließende Entspreizung des Signals an dem Entspreizer 42 zu erzielen. Das vollständig entspreizte Signal kann dann einer weiteren Verarbeitung unterzogen werden, wie beispielsweise einer Kanaldecodierung an einem Kanaldecodierer 44 und so weiter.
Es wird angemerkt, dass mehrere alternative Schaltungsstrukturen für das in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel möglich sind, um die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zu implementieren.
Das Nachstehende wird unter Bezugnahme auf 4 ein Ausführungsbeispiel zum Abschätzen des Verteilungsfaktors beschreiben. Der Betriebsablauf eines auf einer Autokorrelation basierenden Verteilungsfaktor(SF)-Detektors 40' kann auf einer Kanalfrequenzabschätzung eines dedizierten Kanals basieren. In Übereinstimmung mit einer Möglichkeit wird zunächst ein maximalverhältnis-kombiniertes (Maximal Ratio Combined; MRC) Signal unter Verwendung verschiedener Verteilungsfaktoren mit möglichen Verteilungscodes korreliert. Es wird angemerkt, dass sich in diesem Kontext die "Korrelation" auf eine Integ ration (d.h. Entspreizung) und eine Heruntertastung des Signals auf die angenommene Datensymbolrate durch den Verteilungscode so, dass die Wirkungen des Verteilungscodes aus dem Signal entfernt werden, bezieht. Die Korrelation kann auch vor der Kombination erzielt werden. Der Term "Autokorrelation" bezieht sich auf die Berechnung von Autokorrelationswerten, die für die Ausgangssignale eines die Korrelation des Signals durchführenden Korrelators berechnet werden. Eine Autokorrelationsfunktion, wie beispielsweise eine Ein-Schritt-Autokorrelationsfunktion, wird bevorzugt für jedes Korrelatorausgangssignal des dedizierten Datenkanals berechnet. Der Verteilungsfaktor kann dann auf der Grundlage der Ergebnisse der Autokorrelationsberechnungen bestimmt werden.
In Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann der Verteilungsfaktor auf der Grundlage des durch die Berechnungen erhaltenen maximalen Werts definiert werden. Die Auswahl des maximalen Werts basiert auf der Erkenntnis, dass der maximale Wert bereitgestellt wird, wenn der Korrelationsschlitz korrekt ist, d.h. wenn das soeben betrachtete Datensymbol mit einem Datensymbol korreliert wird, das am besten mit ihm korreliert. Falls der Abtastschlitz zu kurz ist, können die Datensymbole nicht korrekt korreliert werden. Folglich wird der Korrelatorausgangswert kleiner sein als der mögliche maximale Wert, da die Korrelation "schlechter" ist als die, die sie mit einem korrekten Korrelationsschlitz sein würde. Falls der Korrelationsschlitz zu lang ist, haben die Datensymbole keinerlei Abhängigkeit oder nur eine kleine Abhängigkeit von einander, und wird der mittlere oder erwartete Ausgangswert null oder nahezu null sein.
Es wird angemerkt, dass anstelle des Verarbeitens des Signals durch eine Korrelationsfunktion die Wirkungen des Verteilungscodes auch durch eine andere geeignete Einrichtung aus dem Signal gelöscht werden können. Ein Beispiel der anderen geeigneten Einrichtung ist ein abgestimmtes Filter und eine nachfolgende Abtastung auf eine andere Datensymbolrate.
Das Korrelationsausgangssignal Y_n für einen Verteilungsfaktor n kann aus der Gleichung:
erhalten werden.
In der vorstehenden Gleichung sind G₀ der kleinste mögliche Verteilungsfaktor, L die Anzahl von Siqnalausbreitungspfaden (z.B. die Anzahl von RAKE-Zweigen), c^₁* die komplex Konjugierte der Kanalabschätzung, T_c die Chipdauer, r das empfangene Signal (im Verhältnis zur Zeit t), und τ₁ die Verzögerung des Ausbreitungspfads L im Verhältnis zu den anderen Ausbreitungspfaden.
Die Division durch √Go ist aus Gründen der mathematischen Zweckmäßigkeit in (1) enthalten. Im Einzelnen kann sie verwendet werden, da die Rauschterme Gauß'sche Nullmittelwert-Zufallsvariablen mit einer gleichen Varianz sind. Es wird angemerkt, dass obwohl die Normalisierung bevorzugt wird, da sie die Berechnungen vereinfacht, die Normalisierung für den Betriebsablauf der Erfindung nicht immer notwendig ist. Darüber hinaus kann die Normalisierung mittels anderen Normalisierungsverfahren als dem hierin beschriebenen erzielt werden.
Da die möglichen Verteilungsfaktoren von der Form G_m = 2^mG_o sind, ist das Korrelatorausgangssignal für die m-te Verteilungsfaktorhypothese:
(s = gesamtes Verteilungssignal) gleich:
(N = Länge des Beobachtungsfensters).
Mit anderen Worten ist das Ausgangssignal gleich y[n], das durch den Faktor 2^m korreliert (summiert und herunterabgetastet) ist.
Die endgültige Entscheidungsregel kann dann ausgedrückt werden als:
worin
Die vorstehende Prozedur wurde durch 4 dargestellt, in der angenommen wird, dass das empfangene Signal y[n] drei mögliche unterschiedliche Verteilungsfaktoren hat, die in jeweiligen Berechnungszweigen verarbeitet werden. In Berechnungen für das Korrelatorausgangssignal wird angenommen, dass der kleinste Verteilungsfaktor 4 ist. Um die Berechnungen weiter zu vereinfachen, wird der angenommene kleinste Verteilungsfaktor durch 2 dividiert. Darüber hinaus wird das vorstehend diskutierte √Go = √2 für die Division des Signalabtastwerts verwendet. Das Maximum der durch die drei Zweige a bis c erzeugten Werte wird dann an einem Block 40' ausgewählt. Der Verteilungsfaktor SF wird auf der Grundlage dieser Auswahl bestimmt.
Im Einzelnen wird eine Verzögerung j, die gleich einem Abtastwert ist, in jedem der Zweige bei 41 erhalten (d.h. in 4 und in der Gleichung (5) ist j = 1). Die Autokorrelation der Datensymbole wird in jedem der Zweige an Multiplizierern 42 erhalten. Danach werden die Ergebnisse an Addierern 43 mittels einer rekursiven Summierung über N Symbole gemittelt. Die Ergebnisse werden an Blöcken 44 durch die Anzahl von Abtastwerten (N) herunterabgetastet und an Blöcken 45 durch die Anzahl von Abtastwerten dividiert, bevor die resultierenden Werte der Zweige a bis c in den Auswahlblock 40' eingegeben werden. In dem obersten Zweig a wird angenommen, dass der Verteilungsfaktor das Zweifache des kleinsten möglichen Verteilungsfaktors ist, so dass folglich der Abtastwert bei 47 zwischen den aufeinander folgenden Zweigen mit 1/√2 multipliziert wird. Eine rekursive Summierung wird zwischen den Zweigen bei 46 erhalten. Darüber hinaus werden die Abtastwerte bei 48 zwischen den Zweigen durch zwei herunterabgetastet (d.h. jeder zweite Abtastwert wird ignoriert). Die Funktionen 46 und 48 stellen in Kombination die Korrelationsfunktion bereit, auf die vorstehend Bezug genommen wurde.
Es wird angemerkt, dass die bei 47 bereitgestellte Verzögerungsfunktion auch anderweitig als durch 4 offenbart positioniert werden kann. Die Blöcke 44 und 45 in den Zweigen a und b sind mit Faktoren 2 bzw. 4 versehen, um der unterschiedlichen Anzahl von Abtastwerten (aufgrund der Herunterabtastung zwischen den Zweigen 48) Rechnung zu tragen.
5 zeigt eine weitere Möglichkeit zum Bestimmen des Verteilungsfaktors. In diesem Beispiel wird ebenfalls angenommen, dass die Maximalverhältniskombination (MRC) auf der Grundlage der Annahme durchgeführt wird, dass der kleinste mögliche Verteilungsfaktor für die Übertragung verwendet wird. Im Folgenden wird angenommen, dass der kleinste mögliche Verteilungsfaktor SF 4 ist. Die Korrelation nach der MRC für alle anderen Verteilungsfaktoren kann dann ausgeführt werden als (entsprechend zu den Gleichungen (2) bis (5), aber berechnet mit einer unterschiedlichen Skalierung und durch Verwenden eines Schrittgrößenvektors (8)):
worin y_m die Korrelatorausgabe für einen Verteilungsfaktor m ist, M die Anzahl von möglichen Verteilungsfaktoren ist, und N die Länge des Beobachtungsfensters ist. Falls der Verteilungsfaktor größer ist, ist die Anzahl von Abtastwerten in dem Korrelationsfenster entsprechend kleiner. Dementsprechend wird dann, wenn das Fenster relativ lang ist, die Anzahl von Werten, für welche eine Autokorrelation berechnet wird, kleiner werden.
Die Abtastwert-Autokorrelationsfunktion für eine Verzögerung j zwischen aufeinander folgenden Abtastwerten kann dann für jedes korrelierte Symbol durch die Gleichung (j = 1 im Folgenden):
berechnet werden.
Es ist möglich, einen so genannten Schrittgrößenvektor (SV) aus dem Korrelationsvektor zu ermitteln:
Die Verteilungsfaktorentscheidung kann nun auf: SF = 2m × 4 (9)basiert werden, worin m der Index ist, der auf dem maximalen Wert des Schrittgrößenvektors SV basiert. Falls zum Beispiel festgestellt wird, dass das erste Element des Schrittgrößenvektors SV das Maximum der Elemente des SV's ist, ist die Entscheidung m = 0, und kann der entsprechende Verteilungsfaktor als 2^m × 4 = 2⁰ × 4 = 4 definiert werden. Dementsprechend ist dann, wenn das zweite Element des SV's als das Maximumwertelement ermittelt wird, die Entscheidung m = 1, und ist der Verteilungsfaktor 2¹ × 4 = 8. Auf ähnliche Art und Weise ist dann, wenn das dritte Element als den Maximalwert habend ermittelt wird, m = 2, falls das vierte Element das Maximum ist, dann m = 3, und so weiter. Dieses Prinzip ist in 5 für M = 3 mögliche Verteilungsfaktoren dargestellt. Im Vergleich mit 4 kann einfach festgestellt werden, dass die Division durch √2 die Berechnungen zu einem gewissen Grad einfacher macht.
Das Leistungsvermögen des vorstehend diskutierten Ausführungsbeispiels wurde durch Simulationen getestet. Aus den Ergebnissen wurde geschlossen, dass die vorgeschlagenen Ausführungsbeispiele eine einfache und viel versprechende Lösung für die Verteilungsfaktor- und/oder Datenraten-Blinderfassung bieten kann. Die Simulationen zeigten darüber hinaus auf, dass verlässliche Schätzungen auch unter verschiedenen unterschiedlichen Bedingungen bereitgestellt werden, wie beispielsweise für einen schwächer werdenden Kanal mit einer schnellen Übertragungsleistungssteuerung (TPC) oder in einem "Rake"-Empfänger. Der Rake-Empfänger kann als ein Empfänger definiert werden, der so angeordnet ist, dass er mehrere Signale empfangende Zweige hat, die Mehrfachpfadkomponenten des Signals empfangen, und die Signalkomponenten kombiniert, um ein empfangenes Signal zu empfangen.
In Übereinstimmung mit einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Verlässlichkeit der Verteilungsfaktor- und/oder Datenraten-Erfassung durch Durchführen der Verteilungsfaktorerfassung in zwei oder mehr kaskadierten Stufen oder basiert in zwei oder mehr Quellen von Informationen über den Verteilungsfaktor und/oder die Datensymbolrate weiter verbessert werden.
In Übereinstimmung mit einer möglichen Implementation der Mehrfachstufen-Verteilungserfassung wird eine grobe Entscheidung des Verteilungsfaktors durchgeführt. Zum Beispiel kann entschieden werden, dass der Verteilungsfaktor entweder 4, 8 oder 16 ist, wenn die möglichen Verteilungsfaktoren 4, 8, 16, 32, 64 und 128 sind. Mittels diesem ist es möglich, die Anzahl von möglichen Verteilungsfaktoren auf die Hälfte der ursprünglichen Möglichkeiten abzuschneiden. Die endgültige Entscheidung wird dann durch einen anderen und rechenmäßig aufwendigeren Verteilungsfaktor-Entscheidungsalgorithmus, wie beispielsweise die vorstehend diskutierten, durchgeführt. In Übereinstimmung mit einer anderen Möglichkeit werden a priori-Informationen der Möglichkeiten verwendet, wenn einer oder mehrere der weniger wahrscheinlichen Verteilungsfaktoren oder irgendwelche unmöglichen Verteilungsfaktoren ausgeschlossen werden.
Der Vorteil des mehrstufigen Ausführungsbeispiels besteht darin, dass ein einfacher Verteilungsfaktor-Erfassungsalgorithmus, wie beispielsweise ein auf einem Leistungsverhältnis basierender Algorithmus, verwendet werden kann, um eine grobe Entscheidung bereitzustellen und eine oder mehrere der weniger wahrscheinlichen Möglichkeiten auszuschließen. Mittels diesem kann es möglich sein, die Anzahl erforderlicher Berechnungen in einer zweiten Entscheidungsstufe zu verringern, in der dann ein genauerer Algorithmus verwendet werden kann. Die grobe Entscheidung der ersten Stufe kann ebenfalls auf von dem System und/oder mit dem Signal empfangene Informationen basiert sein oder durch diese ersetzt werden.
Wie bereits erwähnt wurde, kann dann, wenn ein Signal zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation in einem Kommunikationssystem übertragen wird, das auf einer Direktsequenz-Verteilungsspektrumtechnik basiert, die empfangende Station eine Kanalabschätzung durchführen müssen, um ein Signal zu reproduzieren, das dem ursprünglichen Signal vor der Übertragung entspricht. Die Ausführungsbeispiele der Erfindung können bei der Kanalabschätzung verwendet werden. Darüber hinaus kann auch eine Signal-Interferenz-Verhältnis(SIR)-Abschätzung in einem Datenkanal eines Kommunikationssystems, das auf einer Direktsequenz-Verteilungsspektrumtechnik basiert, auf einem Verteilungsfaktor basiert sein, der in Übereinstimmung mit den vorstehend diskutierten Ausführungsbeispielen bestimmt wird.
Obwohl die Erfindung in dem Kontext eines CDMA-basierten Systems beschrieben wurde, ist es ohne weiteres verständlich, dass ähnliche Prinzipien in anderen Kommunikationssystemen angewandt werden können, zum Beispiel in einem TDMA-System oder in irgendeinem Telekommunikationsgerät, das Datensymbole mit variablen Raten empfängt und Informationen über den Verteilungsfaktor oder die Datenübertragungsrate benötigt, wie beispielsweise in Modems.
Während die Erfindung vorstehend in Verbindung mit der Datenraten-Blinderfassung beschrieben wurde, könnte das beschriebene Datenraten-Abschätzverfahren zusammen mit Rateninformationsbits oder ähnlichen Datenrateninformationen verwendet werden, um eine verifizierte und/oder korrigierte Datenratenabschätzung zu erzeugen. Dieses ist eine machbare Alternative insbesondere in Implementationen mit hohen Anforderungen hinsichtlich der Genauigkeit der Übertragungsratenabschätzung.
Darüber hinaus wird hierin angemerkt, dass, während das Vorstehende beispielhaft Ausführungsbeispiele der Erfindung beschreibt, es mehrere Variationen und Modifikationen gibt, welche bei der offenbarten Lösung durchgeführt werden können, ohne den Schutzbereich der Erfindung wie in den beigefügten Patentansprüchen definiert zu verlassen.

Claims

Verfahren zum Bestimmen eines Verteilungsfaktors für ein Signal in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, bei dem das empfangene Signal eine Vielzahl von Datensymbolen beinhaltet, die in dem Signal auf eine durch einen Verteilungscode und einen Verteilungsfaktor definierte Art und Weise verteilt sind, wobei der Verteilungsfaktor einer von einer Vielzahl möglicher Verteilungsfaktoren ist, gekennzeichnet durch die Schritte: Verarbeiten des empfangenen Signals, um Signalausgaben zu erzeugen, welche von den Wirkungen des Verteilungscodes befreit sind; Berechnen von Autokorrelationswerten für die Signalausgaben; und Bestimmen des Verteilungsfaktors, der für das Signal verwendet wurde, auf der Grundlage der berechneten Autokorrelationswerte.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der kleinste mögliche Verteilungsfaktor der Vielzahl von Verteilungsfaktoren verwendet wird, wenn das Signal verarbeitet wird, um die Wirkungen des Verteilungscodes zu beseitigen.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Verarbeitung eine Korrelation des Signals durch Entspreizen des Signals auf der Grundlage zumindest eines Verteilungsfaktors der Vielzahl von möglichen Verteilungsfaktoren und Herunterabtasten des Signals auf der Grundlage des Verteilungscodes auf eine angenommene Datensymbolrate umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das Signal mit jedem möglichen Verteilungsfaktor korreliert ist.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem ein Maximalverhältnis-Kombinationssignal mit dem zumindest einen Verteilungsfaktor korreliert ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, umfassend den Schritt des Änderns des Verteilungsfaktors, der für die Korrelation verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Verarbeitung ein Filtern des Signals durch ein abgestimmtes Filter und ein Abtasten des Signals auf zumindest eine unterschiedliche Datensymbolrate umfasst.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Datensymbole in einer Vielzahl von folgenden Datenrahmen verteilt sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem ein Anteil des kleinsten möglichen Verteilungsfaktors der Vielzahl von Verteilungsfaktoren verwendet wird, wenn das Signal verarbeitet wird, um die Wirkungen des Verteilungscodes zu beseitigen.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 9, bei dem die Verarbeitung ein Korrelieren des Signals durch Entspreizen des Signals auf der Grundlage eines Anteils jedes möglichen Verteilungsfaktors der Vielzahl von Verteilungsfaktoren und ein Herunterabtasten des Signals auf der Grundlage des Verteilungscodes auf eine angenommene Datensymbolrate umfasst.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, bei dem der Anteil durch Teilen des Verteilungsfaktors durch eine Quadratwurzel von 2 erhalten wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, umfassend ein Korrelieren eines Maximalverhältnis-Kombinationssignals auf der Grundlage des Anteils des kleinsten möglichen Verteilungsfaktors.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3, 5, 6 oder 8 bis 12, bei dem die Korrelation auf einem möglichen Verteilungsfaktor basiert, und die Bestimmung des Verteilungsfaktors auf mehreren Autokorrelationsstufen basiert.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Berechnen der Autokorrelationswerte das Berechnen einer Einstufen-Autokorrelationsfunktion für jeden von einem dedizierten Datenkanal ausgegebenen Korrelateur umfasst.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Verteilungsfaktor durch Auswählen des höchsten Werts der berechneten Autokorrelationswerte bestimmt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6 oder 8 bis 15, umfassend ein Berechnen der Korrelation für einen Zeitschlitz und Mitteln der Ergebnisse für den vordefinierten Zeitschlitz.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem ein Autokorrelationsvektor für eine vordefinierte Verzögerung aus jedem korrelierten Datensymbol berechnet wird, ein metrischer Entscheidungsvektor aus dem Korrelationsvektor bestimmt wird, und der Verteilungsfaktor auf der Grundlage des metrischen Entscheidungsvektors ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem der Schritt des Bestimmens des Verteilungsfaktors ein Bestimmen des Maximalwertelements des metrischen Entscheidungsvektors umfasst.
Verfahren zur Kanalabschätzung in einem Kommunikationssystem, das auf einer Direktsequenz-Verteilungsspektrum-Technik basiert, bei dem die Datensymbolratenabschätzung auf einem Verteilungsfaktor basiert, der in Übereinstimmung mit einem der Ansprüche 1 bis 18 bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die Kanalabschätzung auf sowohl einer von einer sendenden Station empfangenen Datenrateninformation als auch auf dem bestimmten Verteilungsfaktor basiert.
Verfahren für eine Signal-Interferenz-Verhältnisabschätzung in einem Datenkanal eines Kommunikationssystems, das auf einer Direktsequenz-Verteilungsspektrum-Technik basiert, bei dem die Signal-Interferenz-Verhältnisabschätzung auf einem Verteilungsfaktor basiert, der in Übereinstimmung mit einem der Ansprüche 1 bis 18 bestimmt wird.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, umfassend ein Bestimmen des Verteilungsfaktors in mehr als einer Stufe, wobei zumindest zwei unterschiedliche Verteilungsfaktor-Bestimmungsverfahren in den unterschiedlichen Stufen verwendet werden.
Schaltungsanordnung zum Bestimmen eines Verteilungsfaktors für ein Signal in einem Kommunikationssystem mit variablen Datenübertragungsraten, bei der das empfangene Signal (30) eine Vielzahl von Datensymbolen beinhaltet, die in dem Signal auf eine durch einen Verteilungscode und einen Verteilungsfaktor definierte Art und Weise verteilt sind, wobei der Verteilungsfaktor einer von einer Vielzahl von möglichen Verteilungsfaktoren ist, gekennzeichnet durch: eine Einrichtung (34, 36) zum Verarbeiten des empfangenen Signals (30), um Signalausgaben zu erzeugen, welche von den Wirkungen des Verteilungscodes befreit sind; eine Einrichtung (40) zum Berechnen von Autokorrelationswerten für die Signalausgaben; und eine Einrichtung (40) zum Bestimmen des Verteilungsfaktors, der für das Signal verwendet wurde, auf der Grundlage der berechneten Autokorrelationswerte.