DE4212300C2

DE4212300C2 - Verfahren und Einrichtung zum gleichzeitigen Schätzen von Kanälen bei der digitalen Nachrichtenübertragung in Vielfachzugriffssystemen

Info

Publication number: DE4212300C2
Application number: DE19924212300
Authority: DE
Inventors: Paul Walter Prof Dr Ing Baier; Bernd Dipl Ing Steiner
Original assignee: Individual
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1992-04-11
Filing date: 1992-04-11
Publication date: 1994-05-19
Anticipated expiration: 2012-04-12
Also published as: DE4212300A1

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum gleichzeitigen Schätzen der zeitdiskreten Impulsantworten digitaler Nachrichtenkanäle nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei der digitalen Nachrichtenübertragung über zeitvariante und frequenz selektive Kanäle benötigt man in den Empfängern zur Signalentzerrung Informationen über den momentanen Kanalzustand. Diese Informationen können dadurch gewonnen werden, daß die Sender neben den Signalen zur Daten übertragung zusätzliche, nicht mit Daten modulierte Testsignale senden, die nach Übertragung über die Kanäle zur empfängerseitigen Kanalschätzung benutzt werden können, siehe z. B. /1,2,3,4/. Bezüglich der Verwertung der durch die Kanalschätzung gewonnenen Informationen bei der Datenschätzung wird auf /5/ verwiesen.

In der Aufwärtsstrecke von Mobilfunksystemen sollen die von K verschiedenen mobilen Sendern ausgesandten und jeweils über einen aus K verschiedenen Kanälen an den Empfänger der Basisstation gelangenden Signale in der Basisstation ausgewertet werden. Das hierbei auftretende Vielfachzugriffs problem wird traditionellerweise durch die Vielfachzugriffsverfahren FDMA (frequency division multiple access) und TDMA (time division multiple access) gelöst /6/. Die Signale der einzelnen mobilen Sender sind beim Verfahren FDMA im Frequenzbereich disjunkt, beim Verfahren TDMA dagegen im Zeitbereich. Ein neueres Vielfachzugriffsverfahren, das aufgrund seiner inhärenten Frequenzdiversität Vorteile bei der Übertragung über frequenzselektive Kanäle und das u. a. für die Mobilfunksysteme der dritten Generation /7/ in Betracht kommen könnte, ist das Verfahren CDMA (code division multiple access), siehe z. B. /8/. Bei diesem Verfahren sind die Signale der einzelnen mobilen Sender weder im Frequenz- noch im Zeitbereich disjunkt. Für die Kanalschätzung mit Testsignalen bedeutet dies, daß im Empfänger die Antworten der Kanäle auf die Testsignale nicht in separierter Form, sondern als Summe vorliegen. Man hat das Problem der Mehrfach-Kanalschätzung. Die bekannten Verfahren der Kanalschätzung /1,2,3,4,9,10/, bei denen eine frequenz- oder zeitmäßige Separiertheit der Antworten der Kanäle auf die Testsignale unabdingbare Voraussetzung ist, lassen sich deshalb bei CDMA nicht anwenden. Diese bekannten Verfahren sind so gestaltet, daß nur ein einziger Kanal geschätzt werden kann, nicht jedoch gleichzeitig mehrere Kanäle, die weder im Zeit- noch im Frequenzbereich disjunkt sind. Bei einem bekannten CDMA-System /11/ umgeht man das geschilderte Problem der Mehrfach-Kanalschätzung dadurch, daß man im Empfänger alle gleichzeitig empfangenen CDMA-Signale bis auf jeweils ein einziges als Rauschen ansieht. Bei dieser Vorgehensweise verzichtet man jedoch auf das a-priori-Wissen über die CDMA-Codes der anderen Teilnehmer und kann deshalb nur relativ wenige Teilnehmer unterbringen /12/.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Problem der Mehrfach-Kanal schätzung in CDMA-Systemen aufwandsgünstig zu lösen. Der erfindungsgemäße Lösungsweg wird im folgenden dargelegt. Hierbei wird von zeitdiskreten Signalen ausgegangen, die reell oder komplex sein können. Vektoren und Matrizen werden durch Unterstreichen gekennzeichnet. i ist die diskrete Zeit.

Fig. 1 zeigt die K Kanäle (1), deren Impulsantworten

{h^(k)(i)} = {h^(k)(1), h^(k)(2) . . . h^(k)(W_k′)}, k = 1 . . . K (1)

geschätzt werden sollen, wobei die Größen

W_k′ ∈ IN, k = 1 . . . K (2)

die Anzahl der Komponenten der Impulsantworten sind. Die Anzahl W_k′ der Komponenten einer zeitdiskreten Impulsantwort ist proportional zur Dauer der zugehörigen zeitkontinuierlichen Kanalimpulsantwort. Mit den Größen

W_k ∈ IN, W_k W_k′, k = 1 . . . K (3)

kann man die Impulsantworten {h^(k)(i)} nach Gl. (1) als Vektoren

schreiben. Die Vektoren h ^(k) nach Gl. (4) können zu einem Vektor

h = [h ^(1)T, h ^(2)T . . . h ^(K)T]^T (5)

vereinigt werden.

In die zu schätzenden Kanäle (1), siehe Fig. 1, wird jeweils ein Testsignal

{a^(k)(i)} = { . . . a^(k)(1), a^(k)(2), a^(k)(3), . . .}, k = 1 . . .K (6)

eingespeist. Die von diesen Testsignalen hervorgerufenen Kanalausgangs signale werden in einem Summierer (2) zum Summensignal {s(i)} aufsummiert. Zum Summensignal {s(i)} wird im Addierer (3) ein Störsignal {n(i)} addiert. {n(i)} repräsentiert das empfangene Rauschen, das Rauschen der Empfängereingangsstufe usw. Am Ausgang des Summierers (3) hat man das Signal

{e(i)} = {s(i)}+{n(i)}. (7)

Aus diesem Signal sollen die Impulsantworten {h^(k)(i)}, k = 1 . . . K, siehe Gl. (1), geschätzt werden.

Es gibt unendlich viele Möglichkeiten, Testsignale (a^(k)(i)) nach Gl. (6) zu wählen. Die erfindungsgemäße und nicht naheliegende Wahl besteht darin, alle K Testsignale aus ein und demselben periodischen Basissignal

{p(i)} = { . . . p(P), p(1), p(2) . . . p(P), p(1) . . .} (8)

der Periode

gemäß der Vorschrift

zu generieren. Gegenstand des Hauptanspruchs ist diese spezielle Wahl der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1 . . . K.

Die neuartige Wahl der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1 . . . K nach Gl. (10) legt eine spezielle, durch Anspruch 2 erfaßte Art zum Durchführen der Schätzung nahe.

Wie im folgenden gezeigt wird, führen gemäß Gl. (10) erzeugte Testsignale {a^(k)(i)} zu besonders einfachen Implementierungen des Schätzers. In Fig. 2 ist für den Fall K = 3, W₁= 3, W₂= 2, W₃= 5 das Entstehen der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1,2,3, gemäß Gl. (10) veranschaulicht.

Aus jedem der Testsignale {a^(k)(i)} nach Gl. (10) kann man eine Matrix mit P Zeilen und W_k Spalten

A ^(k) = (A_ÿ ^(k)), k = 1 . . . K, (11) (a)

A_ÿ ^(k) = a^(k) (W_k+i-j) (11) (b)

bilden. Die Matrizen A ^(k), k = 1 . . . K, nach (11a) können wiederum zu einer quadratischen Matrix der Dimension P

A = (A ⁽¹⁾, A ⁽²⁾ . . . A ^(K)) (12)

zusammengefaßt werden.

Aufgrund der Periodizität der Testsignale {a^(k)(i)} nach Gl. (10) ist die Summe {s(i)} am Ausgang des Summierers (2), siehe Fig. 1, ebenfalls periodisch mit der Periode P nach Gl. (9). Betrachtet man das Ausgangssignal {e(i)} des Addierers (3), siehe Fig. 1, für die Dauer P einer Periode des Summensignals {s(i)}, so kann dieser Ausschnitt des Ausgangssignals {e(i)} mit dem Vektor h nach Gl. (5), mit dem aus dem Störsignal {n(i)}, siehe Gl. (7), gebildeten Störvektor

n = [n(1), n(2) . . . n(P)]^T (13)

und mit der Matrix A nach (12) durch den Vektor

e = A · h + n (14)

beschrieben werden.

Aufgrund der durch die Gleichungen (10) bis (12) gegebenen Konstruktions vorschrift der Matrix A ist diese Matrix rechtszirkulant. Folglich, siehe z. B. /13/, erhält man mit der ebenfalls rechtszirkulanten Matrix

C = A ^-1 (15)

eine Schätzung des gesuchten Vektors h, siehe Gl. (4) und Gl. (5), gemäß der Beziehung

= C · e. (16)

Die Rechtszirkulanz der Matrix C nach Gl. (15) gestattet es, das Ermitteln von nach Gl. (16) mit einem zum Basissignal {p(i)} nach Gl. (8) inversen Filter /2,4,10/ auf besonders einfache Weise vorzunehmen. Ein solches inverses Filter kann, wie in Fig. 3 dargestellt, in vorteilhafter Weise durch einen Korrelator realisiert werden. Die in die Multiplizierer (4) des Korrelators einzuspeisenden Gewichtsfaktoren

g = [g(1), g(2) . . . g(P)] (17)

werden gemäß den Elementen

c = (c₁₁, c₁₂ . . . c_1P) (18)

der ersten Zeile der Matrix C nach Gl. (17) gewählt, d. h.

g = c. (19)

In das Schieberegister (5) des Korrelators taktet man zunächst das Empfangs signal e nach Gl. (14) ein. Hierzu ist der Schalter (6) der Einrichtung nach Fig. 3 in Stellung I. Anschließend wird das Schieberegister (5) des Korrelators durch Umlegen des Schalters (6) in Stellung II rückgekoppelt. Taktet man nun den Korrelator P mal, bezüglich P siehe Gl. (9), so erhält man am Ausgang des Korrelatorsummierers (7) die Schätzung des gesuchten Vektors h, aus dem die Schätzungen der gesuchten Impulsantworten {h^(k)(i)}, k = 1 . . . K, gemäß Gl. (5) und Gl. (4) hervorgehen.

Aus Fig. 3 und den dazu gemachten Erläuterungen geht hervor, daß es zum Schätzen der Kanalimpulsantworten {h^(k)(i)}, k = 1 . . . K, ausreicht, einen Ausschnitt der Länge P des Signals {e(i)} zur Verfügung zu haben. Folglich ist es nicht erforderlich, die Testsignale {a^(k)(i)} periodisch zu senden. Vielmehr genügt es, endliche Ausschnitte der Länge

zu senden. Dieser Sachverhalt ist Gegenstand des Anspruchs 3.

Weitere Ausgestaltungen des Verfahrens sind in den Ansprüchen 4 bis 7 erfaßt. Die Ansprüche 8 und 9 betreffen die Implementierung des Verfahrens.

Schrifttum

/1/ Plagge, W.; Poppen, D.: Neues Verfahren zur Messung der Kanalstoß antwort und Trägersynchronisation in digitalen Mobilfunktionen. Frequenz 44 (1990) 7-8, S. 217-221
/2/ Koo, D.: Method and Apparatus for Communication Channel Identi fication and Signal Restoration. US-Patent Nr. 5047 859, 1991
/3/ Koch, W.: Empfänger für digitales Übertragungssystem. Deutsches Patent Nr. 40 01 592 A1, 1991
/4/ Ruprecht, J.: Maximum-Likelihood Estimation of Multipath Channels. Hartung-Gorre, Konstanz, 1989
/5/ Proakis, J. G.: Digital Communications. McGraw-Hill, New York, 1983
/6/ Ochsner, H.: Das zukünftige paneuropäische digitale Mobilfunksystem, Teil 1: GSM-Empfehlungen und Dienste. Bulletin SEV VSE 79 (1988) 11, S. 603-608
/7/ Steele, R.: Deploying Personal Communication Networks. IEEE Communications Magazine 28 (1990), 9, S. 12-15
/8/ Baier, P. W.; Jung, P.; Klein, A.: CDMA - ein günstiges Vielfachzu griffsverfahren für frequenzselektive und zeitvariante Mobilfunk kanäle. Nachrichtentechnik, Elektronik 41 (1991) 6, S. 223-227 und 234
/9/ Lüke, H. D.: Folgen mit perfekten periodischen Auto- und Kreuz korrelationsfunktionen. Frequenz 40 (1986) 8, S. 215-220
/10/ Rohling, H.; Borchert, W.: Zum Mismatched-Filter-Entwurf für periodische binärphasencodierte Signale. ntz Archiv 10 (1988) 5, S. 111-117
/11/ Salmasi, A.; Gilhousen, K. S.: On the System Design Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA) applied to digital cellular and personal Communication Networks. Proc. IEEE Vehicular Technology Conference (1991), S. 57-62
/12/ Crozier, S. N.: Short-Block Data Detection Techniques employing Channel Estimation for fading Time dispersive Channels. Dissertation, Carleton University, 1990, S. 24
/13/ Marple, S. L.: Digital Spectral Analysis. Prentice-Hall, New Jersey, 1987.

Claims

1. Verfahren zum gleichzeitigen Schätzen der zeitdiskreten reellen oder komplexen Kanalimpulsantworten {h^(k)(i)} = {h^(k)(1), h^(k)(2) . . . h^(k)(W′_k)}, k = 1 . . . K, der Längen W′_k ∈ IN von K Kanälen (1) der digitalen Nachrichten übertragung aus dem zeitdiskreten Signal {e(i)} = {s(i)} + {n(i)}, wobei

- i die direkte Zeit ist,
- W_k′ ∈ IN die Komponentenanzahl der zeitdiskreten Kanalimpulsantwort {h^(k)(i)} ist,
- die Komponenten h^(k)(i) Abtastwerte einer zeitkontinuierlichen Kanalimpulsantwort sein können,
- {n(i)} ein Störsignal ist und
- {s(i)} die Summe der Kanalausgangssignale ist, die sich beim Einspeisen von je einem zeitdiskreten reellen oder komplexen periodischen Testsignal {a^(k)(i)} = { . . . a^(k)(1), a^(k)(2), a^(k)(3) . . .}, k=1 . . . K, in jeden der Kanäle (1) ergibt,

dadurch gekennzeichnet, daß
mit den Größen W_k ∈ IN, k=1 . . . K, die K Testsignale {a^(k)(i)} aus einem periodischen zeitdiskreten Basissignal {p(i)} = { . . . p(P), p(1), p(2) . . . p(P), p(1) . . .} der Periode gemäß der Vorschrift gebildet werden, wobei die Komponentenanzahl W_k′ und die Größen W_k die BedingungenW_k W_k′, k = 1 . . . Kerfüllen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß man die Impulsantwort eines gestörten Ersatzkanals mit Komponenten schätzt, für den man bei der Schätzung annimmt, daß er auf das Basissignal {p(i)} als Eingangssignal mit dem Signal {e(i)} reagiert, und dessen Impulsantwort durch lückenloses oder nicht lückenloses Aneinanderreihen der Impulsantworten {h^(k)(i)}, k = 1 . . . K, der K Kanäle (1) entsteht.

3. Verfahren nach einem oder beiden der obigen Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß lediglich endliche Ausschnitte {a^(k)(1), a^(k)(2) . . . a^(k)(N)}, k = 1 . . . K, mit Komponenten der periodischen Testsignale {a^(k)(i)} in die K Kanäle (1) eingespeist werden, wobei vor und/oder nach diesen Abschnitten Signale gesendet werden können, die nicht der Kanalschätzung, sondern anderen Zwecken, z. B. der Datenübertragung, dienen.

4. Verfahren nach einem oder mehreren der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal {e(i)} vor der Weiterverarbeitung gespeichert wird und dadurch einer Weiterverarbeitung zugeführt werden kann, die nicht in Echtzeit erfolgt.

5. Verfahren nach einem oder mehreren der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal {e(i)} einer für das Basissignal {p(i)} inversen Filterung unterzogen wird, d. h. einer Filterung, deren Antwort auf das Basissignal {p(i)} abgesehen von einem einzigen nicht verschwindenden Wert pro Periode, der periodisch im Abstand der Periode P auftritt, Null ist.

6. Verfahren nach einem oder mehreren der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Erzeugen der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1 . . . K und/oder das Verarbeiten des Signals {e(i)} im Zeitbereich erfolgen.

7. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Erzeugen der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1 . . . K und/oder das Verarbeiten des Signals {e(i)} im Frequenzbereich erfolgen.

8. Verfahren und Einrichtung nach einem oder mehreren der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitung des Signals {e(i)} mit einem Korrelator erfolgt.

9. Verfahren und Einrichtung nach einem oder mehreren der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Erzeugen der Testsignale {a^(k)(i)}, k = 1 . . . K und/oder das Verarbeiten des Signals {e(i)} mit Signalprozessoren und/oder Mikroprozessoren erfolgt.