DE4141264C1 - Inductive proximity sensor - has oscillator in bridge circuit in branch of current source and continuously restores bridge balance - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen induktiven Annäherungssensor, mit einem Oszillator, mit einer durch ein Bedämpfungselement bedämpfbaren Spule, die in einem Zweig einer Brückenschaltung liegt, und mit einer die Änderung der Brückenspannung erfassenden Auswerteschaltung, welcher Endstufen zum Ansteuern einer Last nachgeschaltet sind.

Sensoren zur Positionserfassung eines Objektes sind in zahlreichen Varianten bekannt. Besonders bewährt haben sich berührungslos arbeitende induktive Sensoren, bei denen durch die Bedämpfung einer Spule, z. B. einer Schwingkreisspule, die Annäherung eines Bedämpfungselementes detektiert wird. Zur Auswertung der Bedämpfung wird die Frequenz oder die Spannungsamplitude eines die Spule enthaltenden Oszillators überwacht, aus der ein Gleichspannungssignal zur Ansteuerung nachfolgender Endstufen, z. B. eines Schmitt-Triggers, gewonnen wird. Dies verlangt bei den bekannten induktiven Annäherungssensoren die Verwendung einer Gleichrichterschaltung. Da die Gleichrichter- und Siebschaltungen aber in hohem Maße nichtlinear arbeiten, wird hierbei das Oszillatorsignal stark verfälscht. Darüber hinaus bewirken Temperatureinflüsse auf den Oszillator sowie auf die Gleichrichterschaltung erhebliche Kennlinienverschiebungen. Auch Störsignale, bedingt z. B. durch äußere Magnetfelder, werden nicht unterdrückt.

Ein gattungsgemäßer Annäherungssensor ist aus der DE-PS 25 49 627 (Fig. 1) bekannt, bei dem der Nachteil einer Kennlinienverschiebung einer Gleichrichterschaltung dadurch vermieden ist, daß die Änderung der Brückenspannung einer Wechselstrom-Brückenschaltung ausgewertet wird, deren Wechselstromversorgung durch einen frequenz- und amplitudenstabilen Bezugsoszillator erfolgt. Bei diesem Annäherungssensor ist in einem Brückenzweig ein Parallelresonanzkreis mit einer Meßspule vorgesehen, die als variable Impedanz auf ein Bedämpfungselement reagiert und die Wechselstrom-Brückenschaltung verstimmt. Als nachteilig erweist sich bei diesem Annäherungssensor, daß für den zusätzlichen Oszillator erheblicher Material- und Fertigungsaufwand betrieben werden muß, da die Meßgenauigkeit von Änderungen der Schwingungsfrequenz des Bezugsoszillators abhängt, weshalb hier im allgemeinen ein quarzgesteuerter Oszillator einzusetzen ist. Dennoch ändern Langzeitdriften oder Temperaturdriften des Oszillators das Gesamtverhalten des Näherungsschalters. Ferner hängt die Meßgenauigkeit dieses Annäherungssensors sehr stark von der Temperatur ab, da die Impedanz der Anzeigespule und damit die Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises sich mit der Temperatur ändert. Auch ist der Abgleich dieser Wechselstrom-Brückenschaltung problematisch, da die Schwingungsfrequenz des Bezugsoszillators und die Schwingungsfrequenz des Parallelresonators aufeinander abgestimmt werden müssen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen gattungsgemäßen Annäherungssensor zu schaffen, der gegenüber Störspannungen, z. B. hervorgerufen durch Schwankungen in der Versorgungsspannung oder Temperatur, unempfindlich ist und der ein so stabiles Ansprechverhalten zeigt, daß er sowohl als reiner digitaler Anwesenheitsdetektor zur Schaffung eines Näherungsschalters als auch als analoger Wegmesser eingesetzt werden kann.

Ausgehend von einem gattungsgemäßen Annäherungssensor, ist die Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die bedämpfbare Spule Teil des Schwingkreises des Oszillators ist, dessen Schwingungszustand sich abhängig von der Annäherung des Bedämpfungselementes ändert, daß der Oszillator Teil eines komplexen Widerstandes eines Brückenzweiges (Oszillator-Brückenzweig) ist, daß die Brückenschaltung mit Gleichspannung gespeist ist, daß der mit dem Oszillator-Brückenzweig an einen gemeinsamen Potentialpunkt der Versorgungsspannung anliegende Koppel-Brückenzweig das gleiche statische Widerstandsverhalten wie der Oszillator-Brückenzweig aufweist, daß das Widerstandsverhalten beider Brückenzweige gleiche thermische Abhängigkeit aufweist und daß die Brückenzweige thermisch gekoppelt sind, so daß die Brückenschaltung auftretende, temperaturbedingte Störspannungen kompensiert.

Bei dem Annäherungssensor nach der Erfindung werden die Vorteile eines einen bedämpfbaren Oszillator aufweisenden, induktiven Sensors, z. B. seine Empfindlichkeit gegenüber einem Bedämpfungselement, und einer gleichspannungsgespeisten Brückenschaltung, z. B. die Empfindlichkeit gegenüber Widerstandsänderungen in einem Brückenzweig, kombiniert. Abgeglichene gleichspannungsgespeiste Brücken weisen den Vorteil auf, daß Störungen, z. B. in der Speise-Spannung, sich nicht auf die Brückenspannung auswirken, da die Brücke diese Störungen bereits eliminiert. Andererseits tritt eine meßbare Änderung der Brückenspannung bereits bei einer geringen Verstimmung der Brücke ein. Diese wird durch die Änderung des Schwingungsverhaltens des Oszillators bei Bedämpfung seiner Schwingkreisspule durch ein Bedämpfungselement und damit durch die Änderung des komplexen Widerstandes des Oszillator-Brückenzweiges verursacht. Unabhängig von dem Verhalten der übrigen Brückenzweige bewirkt jede Änderung im Schwingungsverhalten des Oszillators eine Änderung der Brückenspannung, die von der Auswerteschaltung rückwirkungsfrei und unabhängig davon, ob es sich um Gleich- oder Wechselspannung handelt, erfaßt und zu einem Aussteuersignal für die Endstufen verarbeitet wird.

Neben der Unempfindlichkeit gegenüber Störspannungen, die z. B. durch Schwankungen der Speise-Spannung hervorgerufen werden, kompensieren sich durch die thermische Kopplung des Oszillator-Brückenzweiges mit dem Koppel-Brückenzweig bei gleichzeitig gleichem statischen Widerstandsverhalten und gleicher thermischer Abhängigkeit auch in den Brückenzweigen auftretende temperaturbedingte Störspannungen.

Der Annäherungssensor ist ferner für eine Massenproduktion besonders geeignet, da er nur aus wenigen, preiswerten Bauteilen besteht und insbesondere seine gleichspannungsgespeisten Brückenkomponenten keinen kritischen Abgleich benötigen.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann vorgesehen werden, daß die beiden Brückenzweige, die an dem anderen Potentialpunkt der Versorgungsspannung als der Oszillator-Brückenzweig angeschlossen sind, jeweils eine Parallelschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator enthalten und daß in einem dieser Zweige in Reihe zu einer dieser RC-Kombinationen eine steuerbare Stromquelle oder Spannungsquelle liegt, die von der Auswerteschaltung derart nachgeführt wird, daß die Brückenspannung ständig in Richtung auf den konstanten Wert der nichtverstimmten Brücke, z. B. auf null Volt, zurückgeführt wird. Durch diese Maßnahmen ist das zur Aussteuerung der Endstufen erzeugte Signal abhängig von den im Oszillator auftretenden Verlusten, wodurch die Position des Bedämpfungselementes über einen großen Wegbereich erfaßbar und auch zum Aufbau eines analogen Wegmessers nutzbar ist.

Weitere Merkmale der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben und werden im folgenden anhand mehrerer Ausführungsbeispiele in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Annäherungssensors nach der Erfindung,

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel, bei dem ein Differenzverstärker als Auswerteschaltung und steuerbare Spannungsquelle verwendet ist,

Fig. 3 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des in Fig. 2 gezeigten Differenzverstärkers,

Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel des Annäherungssensors, der hier durch eine zusätzliche Spule gegenüber Störmagnetfeldern unempfindlich gemacht ist,

Fig. 5 den Aufbau und die Anordnung der beiden in Fig. 4 gezeigten Spulen,

Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel, bei dem die bei einem bestimmten Abstand zwischen Sensor und Bedämpfungselement auftretende Ausgangsspannung der Auswertestufe einstellbar ist,

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Einstellung der Ausgangsspannung des Sensors nach Fig. 6,

Fig. 8 ein viertes Ausführungsbeispiel, bei dem der jeweils gewünschte Ansprechabstand, bzw. Ansprechbereich, einstellbar ist, und

Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Einstellung nach Fig. 8.

Die Prinzipschaltung nach Fig. 1 zeigt eine Brückenschaltung, die aus den die komplexen Widerstände Z1, Z2, Z3 und Z4 aufweisenden Brückenzweigen 1, 2, 3 und 4 besteht. Die Brückenzweige 1 und 2, bzw. 3 und 4 sind jeweils in Serie zwischen die Potentialpunkte I und III geschaltet, an denen die Versorgungsspannung UB, UB0 anliegt. An dem Potentialpunkt II zwischen den Brückenzweigen 1 und 2 und dem Potentialpunkt IV zwischen den Brückenzweigen 3 und 4 wird die Brückenspannung DU abgegriffen und einer Auswerteschaltung 5 zugeführt, deren Ausgangssignal UA nichtgezeigte, analog oder digital arbeitende Endstufen des Näherungssensors ansteuert.

Im Oszillator-Brückenzweig 3 liegt ein induktiver Oszillator, angedeutet durch seine Oszillatorspule L1, als Teil des komplexen Widerstandes Z3. Durch ein äußeres Bedämpfungselement 6, das z. B. Metall, Ferrit oder sonstiger Magnetwerkstoff oder ein ein Magnetfeld erzeugender Gegenstand sein kann, ist das Magnetfeld 7 der Oszillatorspule L1 beeinflußbar. Entsprechend dieser Beeinflussung ändert sich das Schwingungsverhalten des Oszillators und damit der komplexe Widerstand Z3 des Zweiges 3. Durch diese Verstimmung der Brücke ändert sich auch die Brückenspannung DU, was von der Auswerteschaltung 5 ohne jede Rückwirkung auf dem Oszillator festgestellt wird. Eine Gleichrichtung der Oszillatorspannung ist hierzu nicht erforderlich.

Der komplexe Widerstand Z4 des nachfolgend als Quellen-Brückenzweig bezeichneten Brückenzweiges 4 besteht aus einem komplexen Widerstand Z5, der mit einer steuerbaren Spannungsquelle 8 in Serie geschaltet ist. Bei der gezeigten, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die steuerbare Spannungsquelle 8 von der Auswerteschaltung 5 derart nachgeregelt, daß die Brückenspannung DU nach einer Verstimmung der Brücke 1, 2, 3, 4 auf den ursprünglichen Ausgangswert zurückgeführt wird. Es werden dadurch nahezu ständig gleiche Verhältnisse in der Brücke erreicht, so daß störende Einflüsse, wie Schwankungen in der Versorgungsspannung oder thermische Abhängigkeiten der komplexen Widerstände, eliminiert werden und ein so stabiles Ansprechverhalten des Sensors erreicht wird, daß er bei analog arbeitenden Enstufen als Wegmesser eingesetzt werden kann.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines Sensors nach Fig. 1, bei dem die Auswerteschaltung 5 und die steuerbare Spannungsquelle 8 mit nur einem Differenzverstärker IC1 aufgebaut sind, wobei bevorzugt ein Operationsverstärker eingesetzt wird. Nach dem in Fig. 3 vereinfacht gezeigten Ersatzschaltbild eines solchen Differenzverstärkers IC1 regelt eine an den Eingängen 10, 11 des Differenzverstärkers IC1 anliegende Differenzspannung, d. h. hier die Brückenspannung DU, eine Spannungsquelle 12, die über einen Ausgangswiderstand RA am Ausgang 13 des Verstärkers IC1 abgegriffen und als steuerbare Spannungsquelle 8 verwendet wird.

Bei dem Sensor nach Fig. 2 besteht der komplexe Widerstand Z1 im Koppel-Brückenzweig 1 aus einem Emitter-Widerstand R1 und einer hiermit in Serie geschalteten Emitter-Kollektorstrecke eines Transistors T1. Der Emitter-Widerstand R1 liegt an dem Potentialpunkt I an, der in Fig. 2 gleichzeitig das Potential der positiven Speisespannung UB+ aufweist. Der Kollektor des Transistors T1 liegt an dem Potentialpunkt II zwischen den Brückenzweigen 1 und 2. Der komplexe Widerstand Z2 des Brückenzweiges 2 besteht aus der zwischen den Potentialpunkten II und III liegenden Parallelschaltung eines Widerstandes R3 und eines Kondensators C1, wobei der Potentialpunkt III an das Null-Potential UB0 der Versorgungsspannung angeschlossen ist.

In dem Oszillator-Brückenzweig 3 liegt als komplexer Widerstand Z3 ein Oszillator 14, der in kapazitiver Dreipunktschaltung ausgeführt ist. Bei gezeigtem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 schwingt der Oszillator 14 im Grundzustand nicht und er wird erst durch ein sich annäherndes Bedämpfungselement 6 zur Schwingung angeregt. Zwischen den Potentialpunkten I und IV liegen in Serie ein Widerstand R2, die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors T2 und die den Schwingkreis bildende Parallelschaltung aus Oszillatorspule L1 und zwei in Serie geschalteten Oszillatorkondensatoren C4 und C5. Mit ihrem gemeinsamen Potentialpunkt V sind die Oszillatorkondensatoren C4, C5 an den Emitter des Transistors T2 angeschlossen.

Der komplexe Widerstand Z5 innerhalb des komplexen Widerstandes Z4 des Brückenzweiges 4 besteht aus einer RC-Kombination, und zwar der Parallelschaltung eines Widerstandes R5 und eines Kondensators C3. Die steuerbare Spannungsquelle (Pos. 8 in Fig. 1) wird hier durch den Ausgang 13 des Differenzverstärkers IC1, vgl. auch Fig. 3, dargestellt, über dessen innere Spannungsquelle 12 der Quellen-Brückenzweig 4 gegen den Potentialpunkt II geschlossen ist. Das am Ausgang 13 anliegende Ausgangssignal UA wird gleichzeitig zur Ansteuerung der Endstufen des Näherungssensors genutzt.

Die Brückenspannung DU zwischen den Potentialpunkten II und IV ist an die Eingänge 10, 11 des Differenzverstärkers IC1 gelegt. Damit wirkt der Widerstand R5 auch wie ein Rückkopplungswiderstand.

Ferner sind bei dem Sensor nach Fig. 2 die Basen der Transistoren T1 und T2 über einen gemeinsamen, den basisstromerzeugenden Basiswiderstand R4 und einen hierzu parallel geschalteten, auftretende dynamische Signale abblockenden Kondensator C2 an den Potentialpunkt III angeschlossen. Bei der Verwendung gleicher Transistoren wird damit ein weitgehend gleiches statisches Verhalten der komplexen Widerstände Z1, Z3 erzielt, wodurch eine erhebliche Temperaturstabilisierung der Brücke 1, 2, 3, 4 erreicht wird. Insbesondere wird durch diese Maßnahme ein thermisch bedingtes Verschieben des Arbeitspunktes des Transistors T2 ausgeglichen. Dazu sind die Transistoren T1 und T2 möglichst gut thermisch gekoppelt, was in vorteilhafter Weise durch die Verwendung von Transistor-Arrays erreicht wird. Zusätzlich wird die thermische Stabilität des Sensors durch die Gegenkopplung des Differenzverstärkers IC1 über den Widerstand R5 erhöht, da so die statischen Potentiale an den Kollektoren der Transistoren T1 und T2 und deren Arbeitspunkte etwa gleich gehalten werden. Durch diese Maßnahmen ändert sich bei Temperaturschwankungen zwischen -25°C und +70°C das Ausgangssignal um nur etwa 1% gegenüber ca. 6% bei bekannten Sensoren, wie Erprobungen gezeigt haben.

Der Sensor nach Fig. 2 weist neben seiner großen Temperaturstabilität eine Reihe von weiteren Vorteilen auf. Zunächst besteht er aus nur wenigen, preiswerten Bauteilen, und da seine Brückenkomponenten keinen kritischen Abgleich benötigen, ist er für eine Massenfertigung besonders geeignet. Der Annäherungssensor ist auch unter Verwendung komplementärer Bauelemente aufbaubar und mit vertauschter Speisespannung betreibbar. Ebenfalls kann er auch für einen Anschluß an eine gegen ein Null-Potential symmetrische Speisespannung (U+, U-) ausgelegt werden. Ferner können auch andere Oszillatorschaltungen zur Anwendung gelangen, da die Brückenspannung DU und nicht die Spannungsamplitude des Oszillators 14 ausgewertet wird.

Die Widerstände R1, R2, R3 und R5 dienen in Verbindung mit den Transistoren T1 und T2 dem statischen und die Kondensatoren C1 und C3 dem dynamischen Brückenabgleich. Bei Verwendung gleicher Transistoren T1 und T2, gleicher Emitterwiderstände R1, R2, gleicher Widerstände R2, R5 und gleicher Kondensatoren C1, C3 ist die Brücke auf null Volt abgeglichen. Insbesondere bei einem derartigen Abgleich werden Störungen, wie z. B. Änderungen in der Versorgungsspannung UB+, UB0 oder andere unerwünschte Gleichtaktsignale, entweder durch die Brückenschaltung 1, 2, 3, 4 selbst oder durch die Differenzbildung des Differenzverstärkers IC1 so weit unterdrückt, daß sie sich nicht auf das Ausgangssignal UA des Differenzverstärkers IC1 auswirken.

Bei abgeglichener Brücke liegt - bei nicht schwingendem Oszillator 14 am Ausgang des Differenzverstärkers ein Ausgangssignal UA0 an. Bei einer durch Anregung der Oszillatorschwingung bewirkten Verstimmung der Brücke 1, 2, 3, 4 ändert sich aufgrund der im Oszillator 14 entstehenden Verluste die Brückenspannung DU, die dann als Differenzsignal an den Eingängen des Differenzverstärkers anliegt. Es besteht somit ein direkter Zusammenhang zwischen der Oszillatorbedämpfung und der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers IC1, weshalb der Sensor in einfacher Weise nicht nur als Schalter sondern auch als analoger Wegaufnehmer einsetzbar ist. Durch die Wahl der Widerstandsverhältnisse R2/R5 und R1/R3 und damit des Verstärkungsfaktors des Differenzverstärkers IC1 kann der Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung UA und Dämpfungsgrad des Oszillators 14 bei einem sehr großen Verstärkungsfaktor auf eine sprunghafte Änderung der Ausgangsspannung UA bei einer Verstimmung der Brücke 1, 2, 3, 4 festgelegt werden, wodurch der Sensor ein nahezu digitales Schaltverhalten zeigt, oder es kann ein dem Dämpfungsgrad entsprechendes, lineares Ausgangssignal UA eingestellt werden, wodurch der Sensor einem analogen Wegaufnehmer entspricht.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 wird das Ausgangssignal UA des Differenzverstärkers IC1 nicht nur zur Ansteuerung der Endstufen, sondern auch für eine Nachführung der Brückenspannung DU herangezogen. Die Brückenspannung wird - unabhängig von der Ursache der Brückenverstimmung - ständig auf den nichtverstimmten Zustand zurückgeführt, d. h. die Brücke wird laufend nachgestimmt. Als Ausgangssignal UA liegt damit ein den Oszillatorverlusten unmittelbar proportionales Signal auch zur Ansteuerung der Endstufen vor. Anstelle von pnp-Transistoren sind selbstverständlich auch npn-Transistoren und andere aktive Bauelemente verwendbar.

Fig. 4 zeigt ein der Fig. 1 entsprechendes Ausführungsbeispiel, bei dem eine Spule L2 zusätzlich im Brückenzweig 1 zwischen Kollektor des Transistors 1 und Potentialpunkt II geschaltet ist. In hervorragender Weise wird dadurch der Einfluß äußerer Störmagnetfelder minimiert, da in beiden Spulen L1 und L2 gleiche Störspannungen induziert werden, die sich aber aufgrund der Brückenschaltung kompensieren. Fig. 5 zeigt einen in der Praxis bewährten Aufbau der Spulen L1 und L2. Die Oszillatorspule L1 ist an der offenen Seite eines Halbschalenkerns 15 aufgebracht, und die Spule L2 wird von einem Leiter 16 auf einer Leiterplatte 17 gebildet und ist auf der geschlossenen und dem Bedämpfungselement 6 angewandten Rückseite des Halbschalenkerns 15 angeordnet. Damit liegt die Spule L2 nicht in dem durch das Bedämpfungselement 6 beeinflußten Magnetfeld 7, andererseits aber ausreichend nahe an der Oszillatorspule L1, um störende äußere Magnetfelder in demselben Maß wie diese zu erfassen.

Bei der in Fig. 6 gezeigten Modifikation des Sensors nach Fig. 1 sind die Emitterwiderstände R1 und R2 durch Potentiometer P1 und P2 ersetzt, wobei es aber auch ausreicht, nur einen der Widerstände R1 oder R2 durch ein Potentiometer zu ersetzen. Die Verstellbarkeit der Emitterwiderstände erlaubt eine stufenlose Erhöhung oder Verringerung des Pegels des Ausgangssignals UA des Differenzverstärkers IC1, unabhängig vom Abstand S eines Bedämpfungselementes 6. Zur Ansteuerung der Endstufen kann somit quasi eine Off-Set-Spannung US, vgl. Fig. 7 eingestellt werden.

Liegt wie in Fig. 8 der Potentialpunkt I über eine Parallelschaltung eines Potentiometers P3 und eines Kondensators C6 an der Versorgungsspannung UB an, läßt sich das Ausgangssignal UA, wie in Fig. 9 gezeigt, in Abhängigkeit vom Abstand S des zu erfassenden Bedämpfungselementes 6 verschieben, wodurch der gewünschte Ansprechbereich des Sensors eingestellt werden kann.

Bezugszeichenliste

 1 Koppel-Brückenzweig
 2 Brückenzweig
 3 Oszillator-Brückenzweig
 4 Quellen-Brückenzweig
 5 Auswerteschaltung
 6 Bedämpfungselement
 7 Magnetfeld
 8 Spannungsquelle
10 Eingang
11 Eingang
12 Spannungsquelle
13 Ausgang
14 Oszillator
15 Halbschalenkern
16 Leiter
17 Leiterplatte
R1 Emitterwiderstand
R2 Emitterwiderstand
R3 Widerstand
R4 Widerstand
R5 Widerstand
P1 Potentiometer
P2 Potentiometer
P3 Potentiometer
RA Ausgangswiderstand
IC1 Differenzverstärker
Z1 komplexer Widerstand
Z2 komplexer Widerstand
Z3 komplexer Widerstand
Z4 komplexer Widerstand
Z5 komplexer Widerstand
L1 Oszillatorspule
L2 Spule
UB Versorgungsspannung
UB0 Versorgungsspannung
UA Ausgangssignal
DU Brückenspannung
US Off-Set-Signal
C1 Kondensator
C2 Kondensator
C3 Kondensator
C4 Oszillatorkondensator
C5 Oszillatorkondensator
C6 Kondensator
T1 Transistor
T2 Transistor
I Potentialpunkt der Brücke
II Potentialpunkt der Brücke
III Potentialpunkt der Brücke
IV Potentialpunkt der Brücke
V Potentialpunkt

Claims (14)

1. Induktiver Annäherungssensor, mit einem Oszillator (14), mit einer durch ein Bedämpfungselement (6) bedämpfbaren Spule (L1), die in einem Zweig (3) einer Brückenschaltung (1, 2, 3, 4) liegt, und mit einer die Änderung der Brückenspannung (DU) erfassenden Auswerteschaltung (5), welcher Endstufen zum Ansteuern einer Last nachgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die bedämpfbare Spule (L1) Teil des Schwingkreises (L1, C4, C5) des Oszillators (14) ist, dessen Schwingungszustand sich abhängig von der Annäherung des Bedämpfungselementes (6) ändert, daß der Oszillator (14) Teil eines komplexen Widerstandes (Z3) eines Brückenzweiges (3) (Oszillator-Brückenzweig) ist, daß die Brückenschaltung (1, 2, 3, 4) gleichspannungsgespeist ist, daß der mit dem Oszillator-Brückenzweig (3) an einem gemeinsamen Potentialpunkt (I) der Versorgungsspannung (UB) anliegende Koppel-Brückenzweig (1) das gleiche statische Widerstandsverhalten wie der Oszillator-Brückenzweig (3) aufweist, daß das Widerstandsverhalten beider Brückenzweige (1, 3) gleiche thermische Abhängigkeit aufweist und daß die Brückenzweige (1, 3) thermisch gekoppelt sind, so daß die Brückenschaltung (1, 2, 3, 4) auftretende, temperaturbedingte Störspannungen kompensiert.

2. Näherungssensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die beiden Brückenzweige (2, 4), die an dem anderen Potentialpunkt (III) der Versorgungsspannung (UB0) als der Oszillator-Brückenzweig (3) angeschlossen sind, jeweils eine Parallelschaltung aus einem Widerstand (R3 bzw. R5) und einem Kondensator (C1 bzw. C3) enthalten und daß in einem (4) dieser Zweige (2, 4) in Reihe zu einer (R5/C3) dieser RC-Kombinationen (R5/C3 und R3/C1) eine steuerbare Strom- oder Spannungsquelle (8) liegt, die von der Auswerteschaltung derart nachgeführt wird, daß die Brückenspannung (DU) ständig in Richtung auf den konstanten Wert der nichtverstimmten Brücke (1, 2, 3, 4), z. B. auf null Volt, zurückgeführt wird.

3. Näherungssensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Spannungsquelle (8) bzw. Stromquelle abhängig von dem gleichzeitig die Endstufen ansteuernden Ausgangssignal (UA) der Auswerteschaltung (5) nachgeführt wird.

4. Näherungssensor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (5) zusammen mit der steuerbaren Spannungsquelle (8) bzw. Stromquelle von einem Differenzverstärker (IC1), z. B. einem Operationsverstärker, gebildet sind, an dessen beide Eingänge (10, 11) die Brückenspannung (DU) geführt ist, daß das Ausgangssignal (UA) des Differenzverstärkers (IC1) die Endstufen ansteuert und daß zwischen dem Ausgang (13) und dem am Potentialpunkt (IV) zwischen Oszillator-Brückenzweig (3) und Quellen-Brückenzweig (4) liegenden Eingang (10) des Differenzverstärkers (IC1) die RC-Kombination (R5, C3) geschaltet ist.

5. Näherungssensor nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (14) als kapazitive Dreipunkt-Schaltung ausgeführt ist, wobei die Basis eines Verstärker-Transistors (T2) im Oszillator (14) über einen Kondensator (C2) an ein konstantes Potential, z. B. an das Null-Volt-Potential (UB0) der Versorgungsspannung, angeschlossen ist und daß in Serie zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors (T2) ein Emitter-Widerstand (R2) geschaltet ist.

6. Näherungssensor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der komplexe Widerstand (Z1) des Koppel-Brückenzweiges (1) aus der Reihenschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors (T1) und eines Emitter-Widerstandes (R1) besteht, daß diese Reihenschaltung in den elektrischen Kenngrößen der Serienschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke des Verstärker-Transistors (T1) mit seinem Emitter-Widerstand (R2) im Oszillator-Brückenzweig (3) gleich ist, daß die Basen der Transistoren (T1, T2) miteinander verbunden sind und daß die Basisstromerzeugung über einen gemeinsamen Widerstand (R4) erfolgt.

7. Näherungssensor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (T1, T2) als Transistor-Array ausgeführt sind.

8. Näherungssensor nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß in den beiden Brückenzweigen (1, 3) gleiche Emitter-Widerstände (R1, R2) und gleiche Transistoren (T1, T2) und in den übrigen Zweigen (2, 4) gleiche RC-Kombinationen (R3/C1 bzw. R5/C3) verwendet sind, so daß die Brückenspannung (DU) auf null Volt abgestimmt ist und Störungen, z. B. Änderungen der Versorgungsspannung (UB, UB0), sich nicht auf das Ausgangssignal (UA) des Differenzverstärkers (IC1) auswirken.

9. Näherungssensor nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß durch Wahl der Widerstandsverhältnisse R2/R5 und R1/R3 die Abhängigkeit des Ausgangssignals (UA) vom Dämpfungsgrad des Oszillators (14) derart einstellbar ist, daß entweder ein lineares, analoges Meß-Verhalten oder ein quasi sprunghaftes, digitales Schalt-Verhalten wählbar sind.

10. Näherungsensor nach einem oder mehreren der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß in der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors (T1) eine weitere Spule (L2) geschaltet ist, die der Oszillatorspule (L1) in der Kollektor-Emitter-Strecke des Verstärker-Transistors (T1) derart angepaßt ist, daß in beiden Spulen (L1, L2) durch ein Störmagnetfeld die gleichen Störspannungen induziert werden.

11. Näherungssensor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Spule (L2) auf der dem Bedämpfungselement (6) angewandten Seite der Oszillatorspule (L1) angeordnet und als Leiterplattenspule ausgebildet ist.

12. Näherungssensor nach einem oder mehreren der Ansprüche 3 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (UA) durch eine einstellbare Off-Set-Spannung (US) verschiebbar ist.

13. Näherungssensor nach den Ansprüchen 5 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß in den Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren (T1, T2) mindestens ein verstellbarer Widerstand (P1 oder P2) vorgesehen ist und daß durch eine bewußt gewählte Verstimmung der Brücke (1, 2, 3, 4) durch Trimmen des verstellbaren Widerstandes (P1 oder P2) das Potential des Ausgangssignals (UA) des Differenzverstärkers (IC1) angehoben oder abgesenkt werden kann (lebender Nullpunkt).

14. Näherungssensor nach einem oder mehreren der Ansprüche 7 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Potentialpunkt (I) des Koppel-Brückenzweiges (1) und des Oszillator-Brückenzweiges (3) über eine Parallelschaltung aus einem Kondensator (C6) und einem einstellbaren Widerstand (P3) an die Betriebsspannung (UB) angeschlossen sind und daß durch Trimmen des verstellbaren Widerstandes (P3) die Arbeitspunkte der Transistoren (T1, T2) derart verstellbar sind, daß der Ansprechabstand des Näherungssensors wählbar ist.