DE4105464A1

DE4105464A1 - Getakteter umrichter mit steuerung von folgefrequenz und einschaltdauer

Info

Publication number: DE4105464A1
Application number: DE4105464A
Authority: DE
Inventors: Bogdan Dipl Ing Brakus
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1990-04-26
Filing date: 1991-02-21
Publication date: 1991-10-31

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen wie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Umrichter mit Steuerung von Folgefrequenz und Einschaltdauer. Ein derartiger Umrichter wurde bereits in der nicht vorveröffentlichten älteren Europäischen Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen 8 91 11 982.8 vorgeschlagen.

Der Umschalter gemäß dem älteren Vorschlag enthält einen durch Einschaltimpulse leitend steuerbaren elektronischen Schalter und eine Schaltungsanordnung zur Strom-Istwertbildung. Die Steuerschaltung liegt mit einem Eingang am Ausgang der Schaltungsanordnung zur Strom-Istwertbildung und steuert die Folgefrequenz und/oder die Dauer der an ihrem Steuerausgang abgegebenen Steuerimpulse in Abhängigkeit vom Strom-Istwert.

Fig. 1 zeigt einen üblichen getakteten Durchflußumrichter mit konstanter Schaltfrequenz und Pulsbreitenmodulation.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Eintakt-Durchflußumrichter liegt die Eingangsspannung U_E am Kondensator 1 und die Ausgangsspannung U_A am Kondensator 9. Parallel zum Kondensator 1 liegt eine aus der Primärwicklung 51 des Transformators 5, der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 4 und dem Meßwiderstand 2 gebildete Serienschaltung. Parallel zur Serienschaltung aus Meßwiderstand 2 und Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 4 liegt die Anordnung 3 zur RCD- Beschaltung. Zwischen der Sekundärwicklung 52 des Transformators 5 und dem Kondensator 9 liegt die Gleichrichterdiode 6. In einem auf die Gleichrichterdiode 6 folgenden Querzweig ist die Freilaufdiode 7 angeordnet. In einem Längszweig zwischen Freilaufdiode 7 und Kondensator 9 liegt die Drossel 8.

Die Steuerelektrode des Feldeffekttranistors 4 ist an den Treiber 11 angeschlossen, der durch die Logikschaltung 12 gesteuert wird. Am Meßwiderstand 2 liegt der Stromregler 10, am Ausgang des Umrichters der Spannungsregler 15. Beide Regler sind über je eine Diode 16 bzw. 17 an den Eingang des Pulsweitenmodulators 13 geführt, so daß sich eine sogenannte Ablöseregelung ergibt. Der Pulsweitenmodulator 13 ist durch Taktgeber 14 gesteuert. Am Ausgang des Pulsweitenmodulators 13 liegt die Logikschaltung 12, die außerdem an den Ausgang des Stromreglers 10 angeschlossen sein kann.

Derartige Umrichter stoßen bei höheren Frequenzen an ihre Anwendbarkeitsgrenzen, die durch das Steuerprinzip selbst gegeben sind. Dabei spielen die Totzeiten bzw. Laufzeiten die dominierende Rolle. Die Steuerung mit Pulsweitenmodulation (PWM) benötigt einen möglichst großen stetigen Stellbereich, um alle vorkommenden Betriebszustände zu beherrschen. Zum Beispiel wird für den wirksamen Tastgrad γ=t_EIN/T ein kontinuierlicher Stellbereich Δt benötigt, der etwa dem Faktor 10 entspricht.

Dieser Sachverhalt wird in dem folgenden Beispiel deutlich:

Bei einer üblichen Taktfrequenz von 100 kHz und einem maximalen Tastgrad γ=0,5 soll der minimale stetig steuerbare Tastgrad von γ=0,05 eingestellt werden können. Dies entspricht einer Einschaltzeit von 0,5 µs.

Eine solche Einschaltzeit liegt andererseits in der Größenordnung der Summe aller Totzeiten der Schaltkette, die aus Pulsbreitenmodulator, Logik, Treiber, Schalttransistor und RCD- Schutzbeschaltung gebildet wird. Die Diagramme a und b in Fig. 2 zeigen den prinzipiellen Verlauf der Pulsspannung U_DF an der Freilaufdiode 7 mit dem kontinuierlichen Stellbereich Δt. Das Diagramm a zeigt eine Folge von Spannungsimpulsen mit der Periodendauer T. Zwischen den Einschaltzeitpunkten t1 und dem Ausschaltzeitpunkt t2 liegt die maximale Einschaltzeit t_Emax.

Sollte ein Betriebspunkt eine kürzere Einschaltzeit erfordern als die minimale Einschaltzeit t_{E min}, wie im Leerlauf- oder Kurzschlußbetrieb, so treten Unstetigkeiten auf. Daher müssen Einschaltpulse ganz ausgelassen werden. Dies führt zu einem unkontinuierlichen Betrieb mit Bildung von Subharmonischen, wie im Diagramm C von Fig. 2 angedeutet. Im Grunde ist dies eine spezielle Art der Instabilität. Die praktischen Folgen sind insbesondere eine erhöhte Welligkeit am Eingang und Ausgang und ein störender Geräuschpegel.

Diese Effekte treten bei höheren Frequenzen zunehmend in Erscheinung, da sich die Totzeiten einzelner Funktionsblöcke mit vertretbarem Aufwand nicht wesentlich reduzieren lassen. Eine praktisch recht kurze Gesamtlaufzeit t_{E min} von 250 ns führt bei einer Taktfrequenz von 1 MHz schon sehr frühzeitig zu unkontinuierlichem Betrieb, da sie 50% der maximalen Einschaltzeit beträgt. Die Diagramme a und b von Fig. 3 zeigen diesen Sachverhalt. Eine solche Schaltung ist wegen des stark eingeengten stetigen Steuerbereichs nur bedingt brauchbar. Andererseits ist eine Frequenzerhöhung im Hinblick auf eine Volumenreduzierung von getakteten Stromversorgungsgeräten von Vorteil.

Hochfrequenzumrichter mit Frequenzen über 500 kHz werden insbesondere als Resonanz- oder Quasiresonanzumrichter ausgeführt. Derartige Umrichter erfordern jedoch vergleichsweise große Ströme in den Leitungshalbleitern. Dies erfordert zusätzliche hochwertige Komponenten im Resonanzkreis und ist auch im Hinblick auf den Wirkungsgrad von Nachteil.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen getakteten Umrichter der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegebenen Art derart auszubilden, daß sich eine möglichst hohe Arbeitsfrequenz realisieren läßt.

Gemäß der Erfindung wird der Umrichter zur Lösung dieser Aufgabe in der im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Weise ausgebildet. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen ergibt sich der Vorteil, daß die maximale Arbeitsfrequenz gegenüber einem pulsbreitenmodulierten Umrichter gleicher Schaltungstechnologie erheblich erhöht werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß sich die Frequenz in einem weiten Lastbereich nur wenig ändert und auch bei extremen Betriebszuständen kontinuierlich ohne störende Unstetigkeiten und Sprünge verstellt wird.

Zur Veränderung der Einschaltdauer wird vorzugsweise die im betreffenden Anwendungsfall dominierende Störgröße herangezogen. Diese kann z. B. die Umgebungstemperatur des Umrichters sein.

Vorteilhafte weitere Ausgestaltungen der Erfindun ergeben sich aus den Ansprüchen 2-4.

Die Erfindung wird anhand der in den Fig. 4 und 6 gezeigten Ausführungsbeispiele sowie anhand der in den Fig. 5 und 7 gezeigten Impulsdiagramme näher erläutert.

Es zeigt

Fig. 1 einen Umrichter üblicher Art,

Fig. 2 und 3 Impulsdiagramme für den Umrichter nach Fig. 1,

Fig. 4 einen getakteten Umrichter nach der Erfindung,

Fig. 5 in Impulsdiagramm für den Umrichter nach Fig. 4,

Fig. 6 einen Pulsgenerator für den Umrichter nach Fig. 4 und

Fig. 7 ein Impulsdiagramm für den Pulsgenerator nach Fig. 6.

In Fig. 4 ist ein Durchflußumrichter nach der Erfindung dargestellt. Dieser Umrichter erlaubt es, die Vorteile eines Durchflußumrichters bekannter Art mit den Vorteilen der Hochfrequenztechnik zu verbinden.

Der getaktete Umrichter nach Fig. 4 unterscheidet sich von dem nach Fig. 1 dadurch, daß anstelle der Logikschaltung 12, des Pulsweitenmodulators 13 und des Taktgebers 14 der Pulsgenerator 18 mit vorgeschaltetem spannungsgesteuerten Oszillator 19 vorgesehen ist. Der Pulsgenerator 18 liegt mit einem Eingang am Eingang des Umrichters, d. h. an der Eingangsspannung U_E. Ein weiterer Eingang ist an den spannungsgesteuerten Oszillator 19 angeschlossen und erhält vom Oszillator 19 eine Taktspannung U_T variabler Frequenz.

Der Pulsgenerator 18 erzeugt eine Folge von Impulsen U_P, deren Folgefrequenz durch den spannungsgesteuerten Oszillator 19 vorgegeben ist und deren Einschaltdauer umgekehrt proportional der Eingangsspannung ist.

Im allgemeinen liefert der Pulsgenerator 18 Pulse U_P bestimmter Einschaltdauer t_E. Die Wiederholfrequenz wird von dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO bzw. 19 entsprechend dem Arbeitspunkt des I-Reglers 10 oder U-Reglers 15 eingestellt. Damit entfällt die Notwendigkeit, einen Puls weiter stark verkürzen zu müssen. Im Grenzfall kann die der minimalen Periodendauer T_min entsprechende maximale Frequenz durch die minimal realisierbare Einschaltdauer und den gewünschten Tastgrad bestimmt werden, und zwar nach der Beziehung:

Dabei ist f die Wiederholfrequenz der Einschaltimpuls, der Tastgrad und t_E die Dauer der Einschaltpulse.

Bei einem Einschaltpuls mit einer Dauer t_E=0,5 µs und dem Tastgrad γ=0,5 ergibt sich danach eine Frequenz von 1 MHz. Die Dauer des Einschaltpulses hängt von der Eingangsspannung U_E ab. Sie ist umgekeht proportional der Eingangsspannung

Die Änderung der Eingangsspannung U_E ist bei dem Durchflußumrichter die dominante Störgröße.

Beim idealisierten verlustlosen Umrichter gilt die Beziehung:

Bleibt nach Einführung der Beziehung (2) das Produkt U_E · t_E konstant, so braucht bei einer Eingangsspannungsänderung die Frequenz nicht geändert zu werden, um die Ausgangsspannung U_A konstant zu halten.

Die Steuerung der Einschaltzeit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung allein ist eine einfach realisierbare Steuerung und weist daher auch bei hohen Frequenzen keine schaltungstechnischen Probleme auf. Dies bedeutet, daß der Umrichter nach Fig. 4 im wesentlichen ohne größere Frequenzverschiebungen arbeitet.

Die Pulsdiagramme in Fig. 5 zeigen das prinzipielle Verhalten des Umrichters bei verschiedenen Betriebszuständen:

a) In der Anlaufphase bzw. bei zu geringer Ausgangsspannung stellt der spannungsgesteuerte Oszillator (19) die maximale Frequenz ein. Dies entspricht der minimalen Periodendauer T_min der Taktpulse U_T.
b) Bei der minimalen Eingangsspannung liefert der Pulsgenerator 18 den Einschaltpuls U_P mit maximaler Dauer t_{E max}.
c) Eine Erhöhung der Eingangsspannung hat eine Verkürzung der Einschaltzeit auf einen neuen Wert t_EX zur Folge, ohne daß sich dabei die Frequenz verändert.
d/e) Die beiden Diagramme zeigen die Frequenzreduzierung bei starker Entlastung oder bei Überlast und unveränderter Eingangsspannung U_E. Es stellt sich die längere Periodendauer T_Y bei gleichbleibender Einschaltzeit t_{E x} ein.

Die Leistung des Umrichters kann z. B. 15 W bei einer maximalen Frequenz von 1,2 MHz betragen.

Bei Ausbildung des getakteten Umrichters als Sperrumrichter wird die Steuerung der Einschaltzeit in Abhängigkeit von der Eingangsspannung zweckmäßigerweise seiner Steuerkennlinie angepaßt, die durch die Beziehung

gegeben ist.

Fig. 6 zeigt eine zweckmäßige Ausführungsform für den Pulsgenerator 18 des Umrichters nach Fig. 4. Am Eingang des Umrichters, d. h. an der Eingangsspannung U_E liegt die aus dem Widerstand 20 und dem Kondensator 22 bestehende Serienschaltung. Parallel zum Kondensator 22 liegt der gesteuerte Schalter 21, der durch die Ausgangsspannung U_T des spannungsgesteuerten Oszillators 19 gesteuert wird. Der Komparator 23 ist mit seinem nicht invertierenden Eingang über die Referenzspannungsquelle 24 mit dem Minuspol des Umrichtereinganges und mit seinem invertierenden Eingang an den Verbindungspunkt von Widerstand 20 und Kondensator 22 geführt. Am Ausgang des Komparators 23 liegt der Treiber 11.

Wie sich aus dem Impulsdiagramm nach Fig. 7 ergibt, hat der Pulsgenerator 18 eine spannungsabhängige Eingangszeit. Der spannungsgesteuerte Oszillator 19 gibt an seinem Ausgang die Pulsfolge U_T ab. Die Spannung U_C am Kondensator 22 hat einen sägezahnförmigen Verlauf, wobei die Steigung der Anstiegsflanke des Impulses jeweils proportional der Eingangsspannung U_E ist. Am Ausgang des Komparators 23 entsteht die Spannung U_K, die aus einer Folge von Rechteckimpulsen besteht. Die Anstiegsflanke der Rechteckimpulse entsprichtt dem Einschalten des Komparators zum Zeitpunkt t1, die Abstiegsflanke dem Ausschalten des Komparators zum Zeitpunkt t2. Die Dauer eines Rechteckimpulses entspricht der Einschaltzeit des im Hauptstromkreis liegenden elektronischen Schalters und ist mit t_E bezeichnet. Die Ausgangsspannung U_K des Komparators 23 weist eine Verkürzung der Einschaltzeit t_E bei Erhöhung der Eingangsspannung vom Wert U_E auf den Wert U_E′ auf.

Gegebenenfalls kann die Dauer der Einschaltimpulse zusätzlich oder allein in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur des Umrichters verändert werden.

Claims

1. Schaltender Umrichter mit einem in einem Hauptstromkreis des Umrichters angeordneten elektronischen Schalter (4), wobei der elektronische Schalter (4) mit seinem Steuereingang an einen Steuerausgang einer Steuerschaltung angeschlossen ist, die die Folgefrequenz und/oder der Dauer der an ihrem Steuerausgang angegebenen Einschaltimpulse steuert, dadurch gekennzeichnet,
daß die Dauer der Einschaltimpulse in vorgegebener Abhängigkeit von wenigstens einer Störgröße veränderbar ist und
daß die Folgefrequenz durch eine wenigstens einen Regler enthaltende Regelvorrichtung einstellbar ist.

2. Umrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Dauer der Einschaltimpulse in vorgegebener Abhängigkeit von der Eingangsspannung (U_E) veränderbar ist und
daß die Folgefrequenz durch eine wenigstens einen Regler (10, 15) enthaltende Regelvorrichtung einstellbar ist.

3. Umrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Ausbildung des Umrichters als Durchflußumrichter die Dauer der Einschaltimpulse umgekehrt proportional der Eingangsspannung (U_E) ist.

4. Umrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß bei Ausbildung des Umrichters als Sperrumrichter die Dauer der Einschaltimpulse in derartiger Abhängigkeit von der Eingangsspannung steuerbar (U_E) ist,
daß der Quotient aus dem Tastverhältnis (γ) und der Differenz aus dem Wert 1 und dem Tastverhältnis (γ) umgekehrt proportional der Eingangsspannung (U_E) ist.