DE3905645A1 - Ansteuerverfahren zur verbesserung des ueberstromabschaltverhaltens von leistungshalbleiterschaltern mit mos-steuereingang - Google Patents

Description

Leistungshalbleiterschalter mit MOS-Steuereingang (Leistungs-MOSFET (DMOS) und IGBT), die als gemeinsames Merkmal einen rein kapazitiv wirkenden Steuereingang (Gate-Source oder Gate-Emitter) besitzen, werden bevorzugt in Stromrichtern, beispielsweise für drehzahlgeregelte Antriebe und unterbrechungsfreie Stromversorgungsanlagen, eingesetzt. Diese Bauelemente ermöglichen hohe Schaltfrequenzen und erfordern nur sehr geringe Steuerleistungen, da zum Schalten nur die Eingangskapazität umgeladen wird. Wegen der günstigen Kurzschlußeigenschaften solcher Leistungshalbleiterschalter lassen sich einfache Schutzkonzepte verwirklichen, die es erlauben, Kurzschlußströme über den Steuereingang abzuschalten.

Im Kurzschlußfall, der z. B. durch einen Klemmenkurzschluß am Wechselrichterausgang verursacht sein kann, wird der Leistungshalbleiterschalter mit einer Kurzschlußstromamplitude i _CKM belastet, die wesentlich von der Verstärkungscharakteristik des Bauelements und damit von der Höhe der am Steuereingang wirkenden Steuerspannung abhängt. Im Kurzschlußfall kann ohne weiteres das Zehnfache des Bauelemente-Nennstroms erreicht werden. Moderne Leistungshalbleiterschalter können eine derartige Belastung aber für kurze Zeit aushalten (Typisch für IGBT: t _us 10 µs).

(Literatur: R. Bayerer, J. Teigelkötter: "IGBT-Halbbrücken mit ultraschnellen Dioden"; etz-Bd. 108 (1987) Heft 19). Schaltet man jedoch derartige große Kurzschlußströme in gleicher Weise ab wie den betriebsmäßig auftretenden Strom, so wird der Leistungshalbleiter mit sehr hoher Stromsteilheit und wegen parasitären Leitungsinduktivitäten auch mit großer Überspannungsspitze u _CEKM beansprucht, wodurch eine Zerstörung des Leistungshalbleiterschalters infolge Einrastens (latch-up), Überhitzung oder Spannungsdurchbruch erfolgen könnte. Mit zunehmendem Stromschaltvermögen der Leistungshalbleiterschalter gewinnt dieses Problem an Bedeutung.

Die üblicherweise bei diesen Leistungshalbleitern angewandte RCD-Klemmbeschaltung, dessen einfachste Variante (s. Zeichnung, Fig. 1) aus den Beschaltungsgliedern R _V, C _V und D _V für ein IGBT-Wechselrichter-Zweigpaar (Halbbrücke) besteht, soll die beim Abschalten eines Leistungshalbleiterschalters freiwerdende magnetische Energie von den parasitären Leitungsinduktivitäten (hier als Ersatzinduktivität L _p dargestellt) aufnehmen und dadurch die Spannungsbeanspruchung für den abschaltenden Leistungshalbleiterschalter auf ein zulässiges Maß herabsetzen.

Beispiele von Klemmbeschaltungen für IGBT sind z. B. in den "TOSHIBA Application Notes - GTR Modules/Bipolar/GMOS/IGBT" von May 1988 in Section 4, Page Nr. 143, Fig. 78b) und c) für ein Wechselrichter- Zweigpaar dargestellt. Damit auch hohe Kurzschlußströme abschaltbar sind, müßten die Klemmbeschaltungen gegenüber dem Nennbetrieb stark überdimensioniert werden. Dies stellt aber in den meisten Anwendungsfällen eine aufwendige Lösung dar.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Ansteuerverfahren der eingangs genannten Art anzugeben, durch das die Belastung des Leistungshalbleiters beim Abschalten von großen Überströmen, einschließlich Kurzschlußströmen, gering gehalten wird, ohne daß dafür die Klemmbeschaltung nennenswert verstärkt werden muß und ohne daß zusätzliche Verluste in der Schaltung anfallen.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Dadurch, daß die Steuerspannung generell am Ende jeder leitenden Phase durch rasche teilweise Entladung der Eingangskapazität des Leistungshalbleiterschalters abgesenkt wird, ist sichergestellt, daß auftretende Kurzschlußströme vor dem eigentlichen Abschalten, nämlich der schnellen Umsteuerung des Leistungshalbleiterschalters vom leitenden in den sperrenden Zustand, zunächst auf einen kleinen, nahe dem betriebsmäßig auftretenden Höchstwert mit geringer Stromsteilheit reduziert werden, bei dem der Leistungshalbleiterschalter dann gefahrlos abgeschaltet werden kann.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach der Erfindung sind in den restlichen Ansprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen erläutert werden. Es zeigt

Fig. 1 ein Wechselrichterzweigpaar aus zwei IGBT mit einer Zweigpaarklemmenbeschaltung,

Fig. 2 das Prinzipschaltbild für eine Ansteuerschaltung eines IGBT zur Durchführung eines Kurzschlußschutzes nach der Erfindung,

Fig. 3 die zeitlichen Signalverläufe an Bauelementen entsprechend dem Schaltbild der Fig. 2,

Fig. 4 bis Fig. 6 Prinzipschaltbilder von weiteren Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Ansteuerung.

In Fig. 1 ist ein Wechselrichterzweigpaar mit IGBT 1 und IGBT 2 eines Wechselrichters gezeigt. Der Wechselrichter wird aus einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung U _d zwecks Speisung einer (nicht gezeigten Last) mit einem Laststrom i _L versorgt.

Dabei werden die beiden IGBT 1 und IGBT 2 jeweils abwechselnd mittels Ansteuerschaltungen A 1 bzw. A 2 durch Anlegen einer positiven Steuerspannung (Gate-Emitterspannung) +u _GE in den leitenden Zustand und durch Anlegen einer negativen Steuerspannung -u _GE an die Gate-Emitterstrecke G-E in den sperrenden Zustand gesteuert. Den jeweiligen Kollektor- Emitterstrecken C-E sind Freilaufdioden D 1, D 2 antiparallelgeschaltet, über die ein Freilaufstrom i _D fließen kann. Die an der Kollektor- Emitterstrecke abfallende Spannung ist mit u _CE bezeichnet.

Zur Aufnahme der beim Schalten eines IGBT freiwerdenden magnetischen Energie, die in den parasitären Induktivitäten (hier im Ersatzschaltbild als diskrete Induktivität L _p dargestellt) der Schaltung gespeichert ist, sind beide IGBT 1 und IGBT 2 gemeinsam mit einer Klemmenbeschaltung versehen, die aus der Reihenschaltung eines Kondensators C _V und einer Diode D _V mit dieser parallelgeschaltetem Widerstand R _V besteht.

Im Fall, daß z. B. ein Kurzschluß zwischen der Lastanschlußklemme (L 1) und einer Leitung der Gleichspannungsquelle (P oder N) auftritt, steigt der Strom i _C im betreffenden IGBT 1 oder IGBT 2 kurzschlußartig an. Dabei ist es nötig, daß der IGBT innerhalb weniger Mikrosekunden so abgeschaltet wird, daß der IGBT vor zu hoher Stromsteilheit und Überspannung bewahrt wird.

Zu diesem Zweck wird das folgende, nunmehr anhand der Fig. 2 beschriebene Verfahren nach der Erfindung eingesetzt:

In Fig. 2 ist ein IGBT mit seinem Kollektoranschluß C, seinem Emitteranschluß E und seinem Gate-Anschluß G gezeigt, an den zur Ansteuerung eine Steuerspannung u _GE gelegt wird, die von der ebenfalls dargestellten Ansteuereinheit A bereitgestellt wird.

Zum Einschalten des IGBT zum Zwecke der Laststromübernahme wird ein Ansteuersignal EA einem UND-Glied U zugeführt. Ist dieses Ansteuersignal H(on), soll der IGBT leitend werden; ist das Ansteuersignal L (off), soll der IGBT sperren. Solange das ebenfalls am UND-Glied U anstehende (unten noch zu erläuternde) Schutzsignal S H-Pegel aufweist (kein Überstrom), wird das Ansteuersignal EA praktisch unverzögert, phasengleich auf einen Impulsbildner I als Signal EA 1 weitergeleitet.

Im Falle eines H-Pegels vom Signal EA gibt der Impulsbildner I ein Einschaltsignal E 1 an einen ersten (elektronischen) Schalter S 1 in der Ansteuereinheit A, so daß eine erste Steuerspannungsquelle U _H1 über einen ersten Gate-Widerstand R _G1 an die Gate-Emitterstrecke G-E des IGBT 1 als positive Steuerspannung gelegt wird.

Zum Abschalten des IGBT, ausgelöst durch den Übergang des Ansteuersignalpegels von H nach L, öffnete in bisher üblicher Weise der Impulsbildner I den Schalter S 1 (das heißt, die positive Steuerspannung wurde abgeschaltet) und schloß durch ein Signal A 2 statt dessen einen dritten (elektronischen) Schalter S 3, wodurch von einer dritten Steuerspannungsquelle U _H3 über einen dritten Gate-Widerstand R _G3 eine negative Steuerspannung an die Gate-Emitterstrecke gelegt wurde, so daß der IGBT umgehend in den Sperrzustand versetzt wurde.

Abweichend von dieser Vorgehensweise wird nun beim Verfahren nach der Erfindung stets nach einem Wechsel des Ansteuersignalpegels (EA) von H nach L, mit dem der Schalter S 1 abgeschaltet wird, zunächst durch ein vom Impulsbildner I erzeugtes Signal A 1 das Schließen eines zweiten (elektronischen) Schalters S 2 bewirkt, wodurch eine zweite Steuerspannungsquelle U _H2 über einen zweiten Gate-Widerstand R _G2 (der klein, aber auch Null sein kann) an die Gate-Emitterstrecke G-E gelegt wird, bevor dann schließlich der Schalter S 3 ein- und der Schalter S 2 wieder abgeschaltet werden. Die durch die zweite Steuerspannungsquelle U _H2 bereitgestellte Gate-Emitterspannung u _GE ist kleiner als die von der ersten Steuerspannungsquelle U _H1 zur Verfügung gestellte Spannung. Die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke wird durch diese Absenkung der Steuerspannung teilweise entladen, allerdings nur so weit, daß sich der Leistungshalbleiter im ungestörten Betrieb noch nicht entsättigen kann. Im ungestörten Betriebsfall ändert sich daher nichts im Vergleich zu einer herkömmlichen Abschaltweise, bis auf die in den meisten Fällen unbedeutende Tatsache einer kleinen Verlängerung der Abschaltverzugsdauer um höchstens 1 bis 2 µs.

Im Kurzschlußfall hingegen wird durch die teilweise Gate-Entladung vor dem Abschalten der Kurzschlußstrom auf einen Bruchteil seines sonstigen Wertes vermindert und kann daher gefahrlos abgeschaltet werden. Dadurch, daß bei jedem Abschaltvorgang, unabhängig davon, ob ein gestörter oder ungestörter Betriebsfall vorliegt, in der beschriebenen Weise verfahren wird, können auch die Störfälle beherrscht werden, die kurz vor dem Setzen des von einer zentralen Wechselrichter-Pulsmustersteuerung Z für den normalen Betriebsfall vorgegebenen Abschaltsignals (EA-Pegel von H auf L) eintreten. Wegen unvermeidlicher Verzugszeiten (T _V) bei der Überstromerkennung und Signalverarbeitung könnte andernfalls das periodische Abschaltsignal vor dem Schutzabschaltsignal (S) anstehen und den mit hohem Kurzschlußstrom belasteten IGBT ohne vorherige Gatespannungsabsenkung "hart" abschalten und damit gefährden.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht also einen lückenlosen Kurzschlußschutz. Im folgenden soll die Funktion im Kurzschlußfall näher erläutert werden:

Zur Erkennung von Überstrom wird ein stromproportionales Signal I _C mit einem Referenzsignal I _C,krit einem Vergleichsglied V zugeführt. Liegt der Pegel von I _C unter dem Wert des Referenzsignals (kein Überstrom), sind die Ausgangssignale SO und S des Vergleichsglieds V und eines nachgeschalteten Speicherglieds SP auf H-Pegel. Übersteigt der Strom IGBT den Wert i _C=I _C,krit (t=t₁ in Fig. 3), so springt das Signal SO auf L-Pegel, welches seinerseits das Speicherausgangssignal S auf L-Pegel setzt. Der Schutzsignalspeicher SP verbleibt unabhängig von der Störungsdauer in diesem Zustand. Erst durch ein Reset-Signal kann er zurückgesetzt werden.

Vom Ausgang des Schutzsignalspeichers SP geht das Signal S zur Anzeige des Speicherstatus an die übergeordnete Zentralsteuerung Z, an die ebenfalls andere, nicht gezeigte Signalleitungen der übrigen IGBT des Wechselrichters angeschlossen sind. Der Schutzsignalspeicher SP liefert dieses Signal S auch an das UND-Glied U. Dieses wirkt als Pulssperre für das Ansteuersignal EA im Störfall, wodurch das Signal EA 1 am Ausgang des UND-Glieds auf L-Pegel gesetzt wird und damit in beschriebener Weise die Abschaltung des IGBT einleitet.

In Fig. 3 sind die Signalverläufe zu der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung bei der Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung gezeigt. Solange das Schutzsignal S "H" ist, erfolgt die Ansteuerung des IGBT gemäß dem Ansteuersignal EA. Entsprechend der gewünschten Einschaltdauer für den IGBT, d. h. EA bzw. EA 1 auf H-Pegel, gibt der Impulsbildner I das Signal E 1 zum Anlegen der positiven Steuerspannung von der ersten Spannungsquelle U _H1 an die Gate-Emitterstrecke des IGBT ab.

Unmittelbar nach einem Wechsel des Ansteuersignalpegels EA von "H" nach "L" wird stets das Signal A 1 vom Impulsbildner I abgegeben, wodurch, wie an dem Verlauf der Steuerspannung u _GE zu erkennen ist, eine Absenkung dieser Steuerspannung auf den durch die zweite Steuerspannungsquelle U _H2 vorgegebenen Wert der Steuerspannung erfolgt. Danach wird der IGBT, wenn der Impulsbildner I das Signal A 2 auf H setzt, durch Anlegen der negativen Steuerspannung U _H3 abgeschaltet. An Stelle der bei Wechselrichteranwendungen bevorzugten Abschaltung mit negativer Steuerspannung kann prinzipiell auch mit U _H3=0 V abgeschaltet werden.

Tritt ein Kurzschlußstrom (d. h. Strom i _C über dem kritischen Wert I _C,krit) zum Beispiel während der leitenden Phase des IGBT (Signal EA auf "1") ein, spricht die Kurzschlußerkennung an (t=t₁), d. h. das Signal S wird zu Null und sperrt die Weitergabe des Ansteuersignals EA durch das UND-Glied U. Dementsprechend beendet der Impulsgeber I das Signal E 1 vorzeitig, d. h. das Anlegen der postiven Steuerspannung der Steuerspannungsquelle U _H1 wird sofort beendet, und statt dessen gibt der Impulsbildner I genauso wie bei Abschaltung im ungestörten Fall das Signal A 1 ab, so daß die Steuerspannung u _GE nach Ablauf der Signalverzugszeit T _V bei t=t₂ abgesenkt wird. Damit aber erfolgt eine Verminderung des Kurzschlußstroms i _CK. Der dementsprechend verminderte Kurzschlußstrom i _CKOFF kann nun ohne Gefährdung des IGBT durch Anlegen negativer Steuerspannung, die mit Hilfe des Signals A 2 "H" an den Steuereingang des IGBT gelegt wird, gelöscht werden (t=t₃).

Aus dem Verlauf der ebenfalls in Fig. 3 abgebildeten Kollektor-Emitterspannung u _CE des IGBT ist zu erkennen, daß die beim Abschalten auftretende Überspannungsspitze u _CEKM durch das Ansteuerverfahren nach der Erfindung klein gehalten wird.

In den Fig. 4 bis 6 sind Beispiele von Realisierungsmöglichkeiten von IGBT-Ansteuerschaltungen dargestellt, die eine Absenkung der Steuerspannung u _GE an der Gate-Emitterstrecke eines IGBT im Sinne des Erfindungsgedankens ermöglichen. Der Gate-Widerstand ist jeweils mit R 1 bezeichnet. Bei den Schaltungsanordnungen nach den Fig. 4 und 5 erfolgt die Ansteuerung des IGBT mit Hilfsspannungsquellen, die mit dem Lastpotential (Emitter des IGBT) verbunden sind. Dazu sind in üblicher Weise zwei Spannungsquellen U _H1 und U _H3 vorgesehen, wobei durch Ansteuerung eines Einschalttransistors S 1 die positive Steuerspannung von der Spannungsquelle U _H1 zum Einschalten des IGBT und durch Ansteuerung eines Ausschalttransistors S 3 die negative Steuerspannung von der Spannungsquelle U _H3 zum Abschalten des IGBT an die Gate-Emitterstrecke gelegt werden.

Zur Absenkung der Steuerspannung u _CE ist bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 zwischen den Punkten a und b ein Entlade-Netzwerk, bestehend aus einer Z-Diode Z und einem Entladetransistor S 2, vorgesehen. Der Entladetransistor S 2 wird dazu unmittelbar nach dem Sperren des Ansteuertransistors S 1 für kurze Zeit leitend gesteuert, bis sich die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke über die Z-Diode Z auf eine Spannung annähernd u _GE≈U _Z (Schwellspannung der Z-Diode Z) entladen hat. Nach dem Sperren des Entladetransistors S 2 wird dann der Abschalttransistor S 3 zum Abschalten des IGBT eingeschaltet.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 wird unmittelbar nach dem Sperren des Einschalttransistors S 1 zur Absenkung der Steuerspannung u _GE der Abschalttransistor S 3 im Pulsbetrieb mit hoher Schaltfrequenz bei kleinem Tastverhältnis τ (τ=T _on/T _puls) so lange betrieben, bis die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke stufenweise auf den gewünschten Wert entladen ist. Anschließend wird durch dauerhaftes Aufsteuern des Abschalttransistors S 3 die volle negative Steuerspannung der Spannungsquelle U _H3 am Steuereingang des IGBT wirksam, wodurch dieser dann schnell abschaltet. Diese Lösung hat den Vorteil, daß kein zusätzlicher Schalttransistor (wie z. B. S 2) mit den notwendigen Ansteuerkopplern (z. B. Optokoppler) erforderlich ist. Vorteilhafterweise ist der Gate-Widerstand R 1 durch eine in Richtung auf den Abschalttransistor S 3 gepolte (nicht näher bezeichnete) Diode in Reihe mit einem weiteren Widerstand R 2 überbrückt.

Fig. 6 zeigt als ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lösung eine Ansteuerschaltung mit Impulsübertrager, die daher keine Steuerspannungsquellen (U _H) auf IGBT-Potential benötigt.

Bei normalem Betrieb wird zum Einschalten des IGBT die Spannung einer einzigen Spannungsquelle U _H an der primärseitigen Wicklung eines Einschalt-Impulsübertragers Ü _E über den Einschalttransistor S 1 mit einer Impulskette geschaltet. Auf der Sekundärseite dieses Übertragers wird die induzierte Wechselspannung mit einer Diode D 1 gleichgerichtet und über einen Transistor T 4 und den Gate-Widerstand R 1 an die Gate-Emitterstrecke als positive Steuerspannung gelegt.

Ähnlich wie bei der Schaltung nach Fig. 5 wird der Abschalttransistor S 3 sowohl zur Gatespannungsabsenkung als auch zum Abschalten des IGBT benutzt. Dazu ist der Abschalttransistor S 3 in Reihe mit der Spannungsquelle U _H an die Primärwicklung eines Abschalt-Impulsübertragers Ü _A angeschlossen. Die Sekundärwicklung des Abschalt-Impulsübertragers Ü _A liegt (mit entgegengesetztem Wicklungssinn wie die Sekundärwicklung des Einschalt-Impulsübertragers) in Reihe mit einer weiteren Diode D 2 und einem weiteren Transistor T 5 und dem Gate-Widerstand R 1 an der Gate-Emitterstrecke des IGBT.

Nach dem Sperren des Einschalttransistors S 1 wird der Abschalttransistor S 3 mit hoher Schaltfrequenz bei geringem Tastverhältnis geschaltet, so daß die Eingangskapazität des IGBT stufenweise entladen wird. Wenn die Steuerspannung U _GE auf die gewünschte Höhe abgesenkt ist, wird der Abschalttransistor S 3 mit größerem Tastverhältnis geschaltet, so daß die Eingangskapazität des IGBT schnell auf die gewünschte negative Steuerspannung umgeladen und der IGBT abgeschaltet wird.

Claims (5)

1. Ansteuerverfahren zur Verbesserung des Überstromabschaltverhaltens von Leistungshalbleiterschaltern mit MOS-Steuereingang, die mit einer Steuerspannung eingeschaltet und leitend gehalten werden und durch Wegnahme der Steuerspannung oder durch Wechsel der Steuerspannungspolarität abgeschaltet und gesperrt werden, dadurch gekennzeichnet, daß unabhängig von der momentanen Strombelastung des Leistungshalbleiterschalters die zum Einschalten und Leiten benötigte Steuerspannung unmittelbar vor jedem Abschalten derart abgesenkt wird, daß zwar eine deutliche Entladung der bauelementeigenen Eingangskapazität erfolgt, dabei aber noch keine nennenswerte Erhöhung der Durchlaßspannung (Entsättigung) im Hauptpfad des Leistungshalbleiterschalters auftritt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei erkannter Stromüberlastung des Leistungshalbleiterschalters die Absenkung der Steuerspannung vorzeitig eingeleitet wird.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters durch ein gesteuertes Überbrücken des Steuereingangs abgesenkt wird (Fig. 4).

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters abgesenkt wird, indem die für das Abschalten dienende Steuerspannung in Form hochfrequenter, schmaler Pulsblöcke an den Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters geschaltet wird (Fig. 5).

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerung zur Absenkung der Spannung an der Gate-Emitterstrecke potentialfrei mittels magnetischer Pulsübertrager erfolgt (Fig. 6).