DE3904511A1 - Spannungswandler - Google Patents
SpannungswandlerInfo
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einem Spannungswandler nach der
Gattung des Hauptanspruchs.
Insbesondere für die Stromversorgung von elektrischen
Geräten sind Spannungswandler bekannt, bei welchen mit
Halbleiterschaltern rechteckförmige Spannungen erzeugt
werden, die transformiert und gleichgerichtet werden. Dabei
können die Transformatoren umso kleiner ausgelegt werden, je
höher die Frequenz ist. Allerdings steigen dabei die
Schaltverluste in den Halbleiterschaltern. Durch die
Anwendung von sogenannten Resonanzwandlern kann jedoch die
Frequenz weiter angehoben werden bei möglichst geringen
Schaltverlusten in den Halbleiterschaltern. Dabei sind
allerdings recht hohe Spitzenströme in den
Halbleiterschaltern erforderlich.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen
Spannungswandler anzugeben, mit welchem hohe Leistungen
erzielbar sind, wobei die Schaltverluste auch bei hoher
Schaltfrequenz möglichst gering sein sollten.
Der erfindungsgemäße Spannungswandler mit den
kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat den
Vorteil, daß trotz hoher Schaltfrequenz und geringen
Verlusten in den Halbleiterschaltern geringere Spitzenströme
als in den bekannten Spannungswandlern nach dem
Resonanzwandlerprinzip auftreten. Dadurch können bei
gegebenen Halbleiterschaltern größere Leistungen als bei den
bekannten Spannungswandlern umgesetzt werden. Außerdem weist
der erfindungsgemäße Spannungswandler den Vorteil auf, daß
der Aufwand an induktiven Bauelementen minimal ist, was
wiederum eine geringe Baugröße und einen geringeren Preis
ermöglicht. Ferner ist der am Ausgang vorgesehene
Ladekondensator mit geringeren Spitzenströmen als bei den
bekannten Spannungswandlern belastet. Schließlich führen die
geringeren Spitzenströme allgemein zu einer erhöhten
Lebensdauer des Spannungswandlers.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind
vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im
Hauptanspruch angegebenen Erfindung möglich.
Durch eine digitale Dreiphasensteuerung ergibt sich eine
äußerst geringe Störanfälligkeit. Die jeweils für eine Phase
vorgesehenen Leistungsteile können identisch sein. Außerdem
ist eine Vereinfachung der Wickeltechnik möglich. Eine
besonders vorteilhafte Weiterbildung besteht darin, daß ein
gemeinsamer Kern für die Transformatoren von drei
Resonanzwandlern verwendet wird. Bei diesem Kern sind
vorzugsweise die Schenkel durch gleichseitige Dreiecke
verbunden, was eine gute Symmetrie ergibt. Dieses ist
wiederum besonders günstig bei einer anderen Weiterbildung,
die darin besteht, eine an sich erforderliche
Resonanzinduktivität durch die Streuinduktivität des
Transformators zu realisieren.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild des Ausführungsbeispiels,
Fig. 2 ein Leistungsteil des Ausführungsbeispiels nach Fig.
1 und die Stellungen der Schalter in mehreren
aufeinanderfolgenden Schaltphasen und
Fig. 3 einen Transformatorkern für einen dreiphasigen
Spannungswandler gemäß einer Weiterbildung der
Erfindung.
Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen
versehen.
Bei dem Spannungswandler nach Fig. 1 ist eine digitale
Dreiphasensteuerschaltung 1 vorgesehen, welche drei
Steuersignale S 0, S 120 und S 240 mit einer Phasenverschiebung
von jeweils 120° über Ansteuerschaltungen 2, 3, 4 an
Resonanzwandler 5, 6, 7 abgibt, die im folgenden
Leistungsteile genannt werden. Die Leistungsteile 5, 6, 7
sind eingangsseitig gemeinsam an eine in Fig. 1 als Batterie
8 dargestellte Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die
Ausgänge der Leistungsteile 5, 6, 7 bilden einen gemeinsamen
Ausgang 9 und sind mit einem Ladekondensator C 1 verbunden.
Der von dem Spannungswandler gespeiste Verbraucher ist als
Widerstand R 1 dargestellt. Zur Regelung der Ausgangsspannung
ist ein Soll/Ist-Vergleicher 10 vorgesehen, welchem bei 11
eine Sollwertspannung zugeführt wird. Um eine galvanische
Trennung zwischen der Ausgangsspannung und der
Eingangsspannung zu ermöglichen, wird das von dem
Soll/Ist-Vergleicher 16 erzeugte Stellsignal über einen
Optokoppler 12 einem Steuereingang 13 der digitalen
Dreiphasensteuerschaltung 1 zugeleitet.
In der Dreiphasensteuerschaltung 1 befindet sich ein
Taktgenerator 14 zur Erzeugung eines Taktsignals mit relativ
hoher Frequenz f T . Ein steuerbarer Frequenzteiler 15 dient
zur Erzeugung eines weiteren Taktsignals, dessen Frequenz
von dem bei 13 zugeführten Stellsignal abhängig ist. Damit
wirken sich Änderungen der Ausgangsspannung, die
beispielsweise durch Änderungen der Last oder der
Eingangsspannung bedingt sind, auf die Frequenz der
Steuersignale aus. Dieses führt bei den auf eine vorgegebene
Frequenz abgestimmten Leistungsteilen zu einer Ausregelung
der Abweichungen der Ausgangsspannung. Das Ausgangssignal
des Frequenzteilers 15 wird einem Zähler 16 zugeleitet. Mit
einer Logikschaltung 17 wird der jeweilige Zählerstand
derart ausgewertet, daß die um jeweils 120° phasenversetzten
Signale S 0, S 120 und S 240 entstehen.
Die Ansteuerschaltungen 2, 3, 4 erzeugen aus den
Steuersignalen S 0, S 120, S 240 jeweils zwei zueinander
inverse Signale zur Ansteuerung der in den Leistungsteilen
5, 6, 7 enthaltenen Feldeffekttransistoren T 1 und T 2 mit dem
dafür erforderlichen Pegel.
Von den Leistungsteilen 5, 6, 7 ist lediglich das
Leistungsteil 6 detaillierter dargestellt. Die
Leistungsteile 5 und 7 sind mit dem Leistungsteil 6
identisch. Der Transformator Tr weist eine Primärwicklung 21
und eine Sekundärwicklung 22 auf. Eine Mittelanzapfung der
Sekundärwicklung ist mit Massepotential verbunden, während
die beiden Enden über Gleichrichterdioden D 3, D 4 an den
Ladekondensator C 1 angeschlossen sind. Die Primärwicklung 21
ist mit einer Induktivität Lr in Reihe geschaltet, welche
ihrerseits mit Hilfe der Feldeffekttransistoren T 1, T 2
abwechselnd an den positiven oder negativen Pol der
Spannungsquelle 8 angeschlossen wird.
Der von der Induktivität Lr abgewandte Anschluß der
Primärwicklung 21 ist mit dem negativen Pol der
Spannungsquelle 8 über eine Diode D 2 und einen Kondensator
Cr und mit dem positiven Pol der Spannungsquelle 8 über eine
weitere Diode D 1 verbunden. Die Dioden D 1 und D 2 dienen zur
Klemmung der jeweiligen Spannung und werden daher im
folgenden als Klemmdioden bezeichnet.
Zur Erläuterung der Funktion eines der Leistungsteile 5, 6,
7 ist in den Fig. 2a) bis 2d) ein vereinfachtes
Ersatzbild des Leistungsteils in vier Schaltphasen während
einer Periode des Steuersignals dargestellt. Dabei sind
sowohl die Feldeffekttransistoren T 1, T 2 als auch die
Klemmdioden D 1, D 2 und die Gleichrichterdioden D 3, D 4 als
Schalter dargestellt, wodurch der Stromfluß innerhalb der
jeweiligen Schaltphase deutlicher dargestellt wird.
In der in Fig. 2a) dargestellten ersten Schaltphase ist der
Schalter S 1 leitend. Der Strom durch den von der
Induktivität Lr, der Primärwicklung 21 des Transformators Tr
und dem Kondensator Cr gebildeten Resonanzkreis steigt
sinusförmig an. In der Sekundärwicklung 22 entsteht eine
Spannung mit einer derartigen Polarität, daß der Schalter S 5
(Diode D 3) leitend wird und somit dem Ladekondensator Cl
Ladung zuführt. Während dieser Zeit steigt die Spannung am
Resonanzkondensator Cr an, bis zu Beginn der zweiten
Schaltphase (Fig. 2b)) der Schalter S 3 (Diode D 1) leitend
wird. Damit wird in der Sekundärwicklung keine Spannung mehr
induziert, so daß keiner der Schalter S 5, S 6 (Dioden D 3, D 4)
leitet.
Zu Beginn der dritten Schaltphase (Fig. 2c)) wird der
Schalter S 1 in den nichtleitenden Zustand und der Schalter
S 2 in den leitenden Zustand gesteuert. Damit wird der
Resonanzkondensator Cr über die Primärwicklung 21 entladen,
wobei in der Sekundärwicklung 22 eine Spannung induziert und
über den leitenden Schalter S 6 dem Ladekondensator Cl
zugeführt wird. Die Spannung am Resonanzkondensator Cr sinkt
dann etwa linear, bis bei einem Nulldurchgang der Schalter
S 4 leitend wird, womit die vierte Phase (Fig. 2d))
eingeleitet wird, in welcher beide sekundärseitigen Schalter
S 5 und S 6 nichtleitend sind.
Fig. 3 zeigt eine vorteilhafte Ausgestaltung eines
Transformatorkerns, der aus zwei Hälften mit jeweils drei
Schenkeln besteht, wobei jeweils ein Schenkel (31, 31′; 32,
32′; 33, 33′) mit den Wicklungen des Transformators Tr eines
der Leistungsteile 5, 6, 7 (Fig. 1) versehen werden kann.
Eine gute Symmetrierung wird dadurch erreicht, daß die drei
Schenkel durch gleichseitige Dreiecke 34, 34′ verbunden
sind. Somit haben die Transformatoren aller Phasen gleiche
Kopplungsbedingungen. Dieses ist besonders dann vorteilhaft,
wenn gemäß einer Weiterbildung der Erfindung
Resonanzinduktivität durch die Streuinduktivität des
Transformators gebildet wird. Dazu sind möglichst enge
Toleranzen der Streuinduktivitäten erforderlich, was durch
die dargestellte Form des Kerns ermöglicht wird.
Claims (9)
1. Spannungswandler, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere
Resonanzwandler (5, 6, 7) ein- und ausgangsseitig
parallelgeschaltet und mit gegeneinander phasenverschobenen
Steuersignalen steuerbar sind.
2. Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß drei Resonanzwandler (5, 6, 7)
vorgesehen sind und daß die Steuersignale um jeweils 120°
gegeneinander phasenverschoben sind.
3. Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß jeweils ein Resonanzwandler (5, 6, 7)
von einem Transformator (Tr) mit einer Primärwicklung (21)
gebildet ist, deren einer Anschluß in Reihe mit einer
Induktivität (Lr) über zwei Halbleiterschalter (T 1, T 2)
abwechselnd mit einem der Pole einer Spannungsquelle (8)
verbindbar ist und daß der andere Anschluß der
Primärwicklung (21) über je eine Gleichrichterdiode (D 1, D 2)
mit den Polen der Spannungsquelle verbunden ist.
4. Spannungswandler nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Kondensator (Cr) einer der Dioden
(D 2) parallelgeschaltet ist.
5. Spannungswandler nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß den Resonanzwandlern (5, 6, 7) ein
gemeinsamer Ladekondensator (Cl) zugeordnet ist.
6. Spannungswandler nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung der Resonanzwandler
(5, 6, 7) als Istwert einem Regelkreis zuführbar ist,
welcher die Frequenz der Steuersignale in Abhängigkeit von
der Regelabweichung steuert.
7. Spannungswandler nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Transformator mit einem
dreischenkligen Kern vorgesehen ist und daß jeweils auf
einem Schenkel (31, 31′; 32, 32′; 33, 33′) die Wicklungen
(21, 22) des Transformators (Tr) eines Resonanzwandlers (5,
6, 7) angeordnet sind.
8. Spannungswandler nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schenkel (31, 31′; 32, 32′; 33, 33′)
durch zwei im wesentlichen gleichseitige Dreiecke (34, 34′)
verbunden sind.
9. Spannungswandler nach Anspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß die Streuinduktivität der Primärwicklung
des Transformators derart gewählt ist, daß sie zusammen mit
einem Resonanzkondensator einen Schwingkreis mit einer zum
Betrieb des Resonanzwandlers erforderliche Resonanzfrequenz
bildet.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893904511 DE3904511A1 (de) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Spannungswandler |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893904511 DE3904511A1 (de) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Spannungswandler |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3904511A1 true DE3904511A1 (de) | 1990-08-16 |
Family
ID=6374117
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19893904511 Withdrawn DE3904511A1 (de) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Spannungswandler |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3904511A1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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EP2398139A1 (de) * | 2010-06-18 | 2011-12-21 | Alstom Technology Ltd | Verfahren zum Betrieb von elektrostatischen Staubabscheidern |
-
1989
- 1989-02-15 DE DE19893904511 patent/DE3904511A1/de not_active Withdrawn
Cited By (7)
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CN102934347A (zh) * | 2010-06-18 | 2013-02-13 | 阿尔斯通技术有限公司 | 用于操作静电除尘器的方法 |
CN102934347B (zh) * | 2010-06-18 | 2016-02-17 | 阿尔斯通技术有限公司 | 用于操作静电除尘器的方法 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |