DE3887667T2

DE3887667T2 - Radioelektrischer Sensor zur Erstellung einer radioelektrischen Karte einer Landschaft.

Info

Publication number: DE3887667T2
Application number: DE3887667T
Authority: DE
Inventors: Roland Allezard; Serge Paturel
Original assignee: Thomson TRT Defense
Current assignee: Thomson TRT Defense
Priority date: 1987-11-24
Filing date: 1988-11-23
Publication date: 1994-05-19
Anticipated expiration: 2008-11-24
Also published as: EP0322005B1; US4912474A; EP0322005A1; DE3887667D1; FR2623631B1; FR2623631A1

Description

EP0322005
Die Erfindung betrifft einen radioelektrischen Sensor, der mit einem Träger und einer Sende-/Empfangsantenne versehen ist, für die Herstellung einer radioelektrischen Karte einer Landschaft nach einer Erfassung der Dauer TM, wobei die Antenne, die am Träger des Sensors starr befestigt ist, vom Typ mit seitlicher Strahlschwenkung um den Winkel αd ist, wobei die Strahlung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz F hervorgerufen wird, wobei der Sensor, der bei einer Frequenz im Bereich von 1 bis 100 GHz arbeitet, vom Typ mit frequenzmodulierter kontinuierlicher Welle ist und hierzu versehen ist mit einem Spannungsrampen-Generator, der einen Generator für Höchstfrequenzsignale steuert, welche die Frequenz F besitzen und während der einer Frequenzauswanderung ΔF entsprechenden Dauer TM gemäß einem Sägezahn annähernd linear frequenzmoduliert sind, wobei TM und ΔF fest vorgegeben sind, sowie wie mit Mitteln, um eine Interferenz zwischen der ausgesandten Welle und der als Echo empfangenen Welle auszuführen, um ein subtraktives Interferenzsignal Fb mit der Frequenz fb zu erzeugen, wobei der Sensor außerdem ausgangsseitig zu den Interferenzmitteln eine analoge Signalverarbeitungsschaltung enthält, die Mittel für die Verstärkung und die Filterung des Signals Fb enthält.
Die Erfindung kann sowohl zivile als auch militärische Anwendungen haben. Wenn ein solcher radioelektrischer Sensor an einem Flugzeug befestigt ist, kann er bei niedriger Höhe für die Erzeugung eines Bildes der vor dem Flugzeug befindlichen nahen Landschaft verwendet werden. Ebenso kann derselbe Sensor, wenn er auf dem Dach einer Fabrik angeordnet ist, eine Überwachungsfunktion durch die Erzeugung eines oder mehrerer radioelektrischer Bilder von der Umgebung der Fabrik gewährleisten.
Die hier betrachtete Art von radioelektrischen Karten ist in der englischen Sprache unter dem Namen PPI für "Plan Position Indicator" bekannt. Es sind Einrichtungen des im Oberbegriff erwähnten Typs bekannt, mit denen radioelektrische Karten des Bodens verwirklicht werden können, wie beispielsweise der sogenannte "Antilope"- Radar, der in den französischen Jagdflugzeugen "Mirage 2000" verwendet wird und von den Gesellschaften ELECTRONIQUE SERGE DASSAULT und THOMSON-CSF hergestellt wird. Diese bekannten Einrichtungen sind Impulsradare, die eine bewegliche Antenne enthalten, um die für die Herstellung der Karte in Polarkoordinaten erforderliche sektorielle Strahlschwenkung auszuführen. Es handelt sich in diesem Fall um eine Sende-/Empfangsantenne, deren Träger durch eine stabilisierte Plattform gebildet ist. Um die parasitären Nick-, Roll- und Gierbewegungen zu kompensieren, wird die Position der stabilisierten Plattform so gesteuert, daß diese Plattform in einer vorgegebenen Richtung ständig zu sich selbst parallel bleibt. Die Nachteile dieser Einrichtung des Standes der Technik sind deren Komplexität, deren Empfindlichkeit und deren hohe Kosten, die wesentlich durch die kombinierten relativen Bewegungen der Antenne bedingt sind.
Das Patent US-A 3 500 403 beschreibt einen radioelektrischen Sensor vom FMCW-Typ, der mit einem festen Träger und mit einer festen Sende-/Empfangsantenne versehen ist und die Sichtbarmachung einer Landschaft auf dem Schirm eines Oszilloskops in Form eines Kreissektors erlaubt, indem er ein analoges Signal erreugt, das sich aus der Verschachtelung von zwei Sägezähnen mit deutlich verschiedenen Perioden ergibt. Es ist außerdem die folgende Veröffentlichung bekannt: International Conference, RADAR 87, London, 19.-21. Oktober 1987, Seiten 448-452; M BARRET u.-a.: "An X-band FMCW navigation radar". Dieses letztere Dokument lehrt, wie eine radioelektrische Karte vom PPI- Typ mittels eines FMCW-Radars verwirklicht wird, der Digitaltechniken verwendet und durch einen Motor gedreht wird.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Verwirklichung eines radioelektrischen Sensors für die Herstellung einer radioelektrischen Karte, der eine feste Antenne verwendet.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Verwirklichung eines radioelektrischen Sensors für die Herstellung einer radioelektrischen Karte, der eine feste Antenne mit einem Radar des Typs mit linear frequenzmodulierter kontinuierlicher Welle (FM-CW) in Beziehung setzt.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Verwirklichung eines radioelektrischen Sensors für die Herstellung einer radioelektrischen Karte, der keine stabilisierte Plattform benötigt, wenn er an einer beweglichen Maschine befestigt ist.
Diese Ziele werden erreicht und die Nachteile des Standes der Technik werden verringert oder beseitigt durch die Tatsache, daß der im ersten Abschnitt definierte radioelektrische Sensor dadurch ausgezeichnet ist, daß er außerdem für die Herstellung der radioelektrischen Karte in Polarkoordinaten enthält:
- Mittel für die Digitalisierung wenigstens des verstärkten und gefilterten Signals Fb
- einen Speicher für Zeit-Abtastwerte, der wenigstens die q Abtastwerte des Signals Fb enthält, die während der Dauer TM oder deren Vielfachen (mehrere TM) abgegriffen werden,
- einen Speicher von Frequenz-Abtastwerten der raciioelektrischen Karte und
- digitale Verarbeitungsmittel, die an den Folgen SU von aufeinanderfolgenden Zeit-Abtastwerten, die mit einer leichten Verzögerung in bezug auf die Dauer TM im Speicher für Zeit-Abtastwerte abgegriffen werden, wenigstens eine Zeit-Frequenz- Transformation ausführen, wobei jede Folge SU einer Änderung Δadc der seitlichen Strahlschwenkung entspricht, die gleich der seitlichen Öffnung θd von 1 Grad bis 2 Grad des Strahlungsbüschels entspricht, wobei die Folgen SU mit der Anzahl p, die pischerweise im Bereich von 20 bis 50 liegt, und zum Frequenz-Abtastwert-Speicher Folgen SV von Frequenz-Abtastwerten in dem Verhältnis liefern, in dem jeder Folge SU eine Folge SV entspricht, wobei die Amplitude eines jeden Frequenz-Abtastwertes einen Punkt der Landschaft darstellt und wobei seine Adresse die Polarkoordinaten dieses Landschaftspunktes darstellt, derart, daß jede Folge SV wenigstens zum Teil einen radialen Teil der Karte bildet.
Die Grundidee der Erfindung besteht darin einen FM-CW-Radar zu verwenden, der einen Frequenz-Sägezahn beispielsweise mit negativer Steigung aussendet, der hohe Werte mit fester Dauer und fester Frequenzauswanderung aufweist, die beispielsweise gleich TM = 40 ms bzw. ΔF = 300 MHz sind. Jedem besonderen Wert fc der ausgesandten Frequenz F entspricht eineindeutig und linear ein entsprechender Wert α dc des Seitenwinkels αd der Achse des von der Antenne ausgesandten Strahlungsbüschels, wobei ein kleiner Bereich Δfc um den Wert fc betrachtet wird, für den sich der Seitenwinkel während einer Dauer ATM um einen Wert Δαdc ändert. Es wird so verfahren, daß für diesen Bereich ein Winkelwert für eine Halbgerade der herzustellenden radioelektrischen Karte gewählt wird, der in derselben Größenordnung wie die seitliche Öffnung θd des Strahlungsbüschels liegt, nämiich ungefähr 1º bis 2º. Das Interferenzsignal Fb mit der Zwischenfrequenz fb während der Dauer ΔTM wird abgetastet, so daß eine Folge von Zeit-Abtastwerten gebildet wird, dann durch eine Zeit-Frequenz-Transformation beispielsweise mittels einer schnellen Fourier-Transformation (SFT) in Frequenz-Abtastwerte umgewandelt, die, wie weiter unten erläutert wird, durch das sie charakterisierende Amplituden-Abstands-Paar Punkte oder elementare Flächen darstellen, die sich auf der betrachteten herzustellenden Halbgeraden befinden. Wenn auf diese Weise verschiedene Bereiche des Signals Fb, die ebensovielen Bereichen Afc entsprechen, die in der Frequenzauswanderung ΔF des Sägezahns des ausgesandten Signals enthalten sind, sowie der zugehörige Mittelwert αd des Seitenwinkels übernommen werden, ist es möglich, die gesuchte radioelektriche Karte herzustellen. Die Hauptmerkmale des beschriebenen Sensors sind die folgenden: seine Funktion basiert auf einer radioelektrischen Bildherstellung vom PPI-Typ des Bodens mit der Beobachtungsfrequenz, die typischerweise bei 15 GHz zentriert ist, sowie mit dem Beobachtungs-Einfallswinkel, wobei der Höhenwinkel θs des ausgesandten Strahlungsbüschels in der Größenordnung von 20 bis 30 Grad unterhalb der Horizontalen liegt. Für diese Frequenz von 15 GHz und streifendem Einfall ist der Rückstreukoeffizient noch immer um ungefähr zehn dB zwischen Beton und Gras verschieden. Wie bereits weiter oben angegeben, verwendet die Bilderzeugung eine Antenne, die weder eine mechanische Strahlschwenkung noch eine Stabilisierung längs zweier oder dreier Achsen benötigt, falls die Unterdrückung auch dieser Stabilisierung gewünscht ist. Dies führt zu den Vorteilen: eine große Vereinfachung bei der Verwirklichung des Sensors, eine große Unempfindlichkeit sowie eine Verringerung der Wartung während der Betriebslebensdauer des Sensors, wobei diese Vorteile alle mit der teilweisen oder vollständigen Unterdrückung von komplizierten mechanischen Bewegungen in Beziehung stehen, welche der Antenne gewöhnlich auferlegt werden.
Der Sensor kann am Boden oder an einem festen Gebäude befestigt sein; er kann auch an einem Fahrzeug wie etwa einem Schiff, einem terrestrischen Fahrzeug oder einem Flugzeug angebracht sein. Das Trägerfahrzeug wird im Betrieb zu Bewegungen um seinen Schwerpunkt angetrieben; im allgemeinen sind diese Bewegungen langsam, wenn sie mit der Geschwindigkeit der Erfassung und der Berechnung des radioelektrischen Sensors verglichen werden; wenn es sich indessen um ein Flugzeug handelt, können diese Bewegungen ausreichend schnell sein, um die radioelektrische Karte hinsichtlich der Position der Punkte um einige Prozent zu verfälschen und um eine Korrektur erforderlich zu machen. Wie weiter unten deutlich werden wird, ist eine Korrektur der Nickschwingung niemals erforderlich, was einen zusätzlichen Vorteil des Sensors gemäß der Erfindung bildet; dagegen kann es sich als notwendig erweisen, die Gierbewegungen zu korrigieren.
Eine erste Ausführungsform der Erfindung besitzt die Merkmale, daß das den Sensor tragende Flugzeug mit einem Trägheitsnavigationssystem versehen ist und daß der Sensorträger eine mit dem Flugzeug verbundene stabilisierte Plattform ist, deren Stabilisierung anhand des Trägheitsnavigationssystems des Flugzeugs erhalten wird; es handelt sich hierbei um einen an sich bekannten Korrekturtyp von parasitären Bewegungen des Trägerfahrzeugs, der auf den Sensor gemäß der Erfindung anwendbar ist. Wenn indessen von einer mit der Funktionssicherheit in Beziehung stehenden Vereinfachung ausgegangen wird, die für die Herstellung einer radioelektrischen Karte einer Landschaft eingeführt werden soll, ist es vorteilhaft, daß der Trägr des Sensors seinerseits am Flugzeug selbst dann starr befestigt ist, wenn dieses letztere schnellen Nick- und Gierbewegungen unterworfen ist.
Folglich besitzt eine weitere Gierschutz-Ausführungsform eines radioelektrischen Sensors, der an einem mit einem Trägheitsnavlgationssystem versehenen Flugzeug angebracht ist, die Merkmale, daß die p Folgen SU benachbart sind und während der Dauer TM jeweils dieselbe Anzahl von Abtastwerten enthalten, so daß die Gleichheit pn = q erfüllt ist und die Ordnungszahl i (i läuft von 1 bis p) einer jeden Folge SU die Adresse der Halbgeraden ist, die von der Folge SV gebildet ist, die aus jeder betrachteten Folge SU abgeleitet wird, und daß die digitalen Verarbeitungsmittel die Anzahl n berechnen, so daß sie zum Wert αdmax - θ&sub1; proportional ist, wobei θ&sub1; der Wert des Gierwinkels ist, der als algebraischer Wert während der Dauer TM gewählt wird.
Eine weitere Gierschutz-Ausführungsform eines radioelektrischen Sensors, der an einem mit einem Trägheitsnavigationssystem versehenen Flugzeug angebracht ist, besitzt die Merkmale, daß die Digitalisierungsmittel das vom Spannungsrampen- Generator ausgesandte Signal SG abtasten, wobei die Abtastwerte des Signals SG in dem Zeit-Abtastwert-Speicher gespeichert sind, und daß die Verarbeitungsmittel den Anfang einer jeden Folge SU unter Berücksichtigung eines Abtastwertes des Signals SG und gegebenenfalls eines dem Gierwinkel θ&sub1; zugehörigen Wertes berechnen.
Die Korrektur der parasitären Gierbewegungen können somit auf einfache Weise in dem Digitalverarbeitungsteil des Sensors ausgeführt werden.
Die folgende Beschreibung, die auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug nimmt und insgesamt beispielhaft gegeben wird, wird gut verständlich machen, wie die Erfindung ausgeführt werden kann.
Fig. 1 zeigt einen radioelektrischen Sensor, der mit einem Träger und mit einer Sende- /Empfangsantenne versehen ist.
Fig. 2 veranschaulicht die Position in vertikaler Richtung des von der Antenne ausgesandten Strahlungsbündels.
Fig. 3 veranschaulicht die Position in horizontaler Richtung des von der Antenne ausgesandten Strahlungsbündels.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines Sensors, der mit seinem elektronischen Signalverarbeitungskasten versehen ist.
Fig. 5a zeigt in Abhängigkeit von der Zeit die Frequenz des ausgesandten Signals und des als Echo empfangenen Signals, während Fig. 5b das resultierende Signal Fb zeigt.
Fig. 6 ist ein Zeitdiagram, das die Veränderungen des Seitenwinkels des Strahlungsbündels und der Frequenz des ausgesandten Signal im Vergleich zeigt.
Fig. 7 veranschaulicht perspektivisch eine Halbgerade der herzustellenden radioelektrischen Karte.
Fig. 8a ist eine graphische Darstellung einer Folge SV von Frequenz-Abtastwerten.
Fig. 8b zeigt schematisch die herzustellende Karte der Landschaft.
Fig. 9 ist eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform der Antenne, die für den Sensor gemaß der Erfindung geeignet ist.
Fig. 10 ist eine Draufsicht mit Freigabe des Innenraums der Hälfte der Antenne von Fig. 9.
Fig. 11 ist eine Ansicht längs der Schnittlinie XI-XI von Fig. 10.
In Fig. 1 ist auf sehr schematische Weise ein radioelektrischer Sensor 1 gezeigt, der mit einer Empfangsantenne 2 versehen ist, wobei die Gesamtheit an einem Träger 3 starr befestigt ist. Der Träger 3 kann fest auf dem Dach eines nicht gezeigten Gebäudes wie etwa einer Fabrik angeordnet sein. Der Träger 3 kann ebenso von einer beweglichen Maschine, einem terrestrischen Fahrzeug, einem Schiff oder einem Flugzeug, die nicht gezeigt sind, getragen werden, wobei in diesem Fall der Träger entweder eine von einem Trägheitsnavigationssystem der beweglichen Maschine gesteuerte stabilisierte Plattform oder ein gyrostabilisierter Träger oder aber ein starr an der beweglichen Maschine befestigter Träger sein kann.
Der Sensor 1 ist dazu bestimmt, ein radioelektrisches Bild der umgebenden Landschaft zu erzeugen. Hierzu wird von der Sende-/Empfangsantenne 2 ein elektromagnetisches Strahlungsbündel ausgesandt. Dieses Strahlungsbündel (4, Fig. 2), das die Form eines Büschels hat, besitzt eine Höhenöffnung θs in der Größenordnung von 20 bis 30 Grad und eine seitliche Öffnung 8d in der Größenordnung von 1,5 bis 3 Grad. Es sei Δ die Längsachse des Sensors, die horizontal ist, wenn sich der Sensor in seiner Nennposition befindet, und es sei αs der Winkel, den die Achse δ des nach unten gerichteten Strahls mit der Achse Δ bildet. Außerdem wird der Neigungswinkel i betrachtet, den eine durch die Achse Δ verlaufende horizontale Ebene mit der Achse X der Trägermaschine gebildet, wobei dieser Winkel i, der positiv oder negativ gezählt wird, nur berücksichtigt werden muß, wenn der Sensor 1 an einem Fahrzeug fest angebracht ist. Der Wert von αs ist so gewählt, daß der Strahl 4 insgesamt stets nach unten gerichtet bleibt. Dies ist gleichbedeutend damit, daß, wenn imax der maximale Wert von i ist, die folgende Beziehung gilt:
αs> θs/2 + imax.
Beispielsweise wird für θs = 20º und imax = 7º αs > 17º gewählt. In Fig. 2 ist in unterbrochenen Linien die Orientierung des Strahls 4 für einen Neigungswinkel i nach oben gezeigt. Unter diesen Bedingungen ist sichergestellt, daß stets ein Teil des Strahls 4 vorhanden ist, der zwischen einigen 10 Metern und einigen 100 Metern vor dem Sensor zum Boden gerichtet ist. Außerdem führt der Strahl 4 eine seitliche sektorielle Schwenkung in der Größenordnung von einigen 10 Grad beiderseits der Achse Δ aus, wobei die seitliche Öffnung αd der Achse δ des Strahls beispielsweise zwischen + 15º und -15º (oder zwischen 0 und 30º, also zwischen 0 und admax) liegt, wie durch den Doppelpfeil 5 in Fig. 3 angezeigt ist. Im Stand der Technik wird diese Schwenkung des Strahlungsbüschels durch mechanische Einwirkung auf die Antenne, das heißt durch eine Drehsteuerung dieser letzteren durch einen Motor erhalten, was teuer ist, Ausfallrisiken hervorruft und eine sorgfältige Wartung erfordert. Gemäß der Erfindung wird die seitliche Schwenkung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz F erhalten. Es wird bemerkt, daß dieser Strahlschwenkungstyp an sich bekannt ist, insbesondere aus der Arbeit "Radar Handbook" von Skolnik, herausgegeben von McGraw-Hill, Kapitel 13, nicht jedoch im Hinblick auf seine Anwendung auf die Herstellung einer radioelektrischen Karte. Ein Beispiel einer für die Ausführung der Erfindung zu verwendenden Antenne wird weiter unten mit Bezug auf die Fig. 9, 10 und 11 beschrieben.
Der verwendete Sensor wird im folgenden mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben. Das Funktionsprinzip ist dasjenige eines Radars mit kontinuierlicher oder aufrechterhaltener, linear frequenzmodulierter Welle (FM-CW). Die Struktur dieses Radars ist an diejenige eines FM-CW-Funkhöhenmessers mit zwei Antennen, wovon eine dem Senden und die andere dem Empfang dient, beispielsweise an die Struktur des in dem französischen Patent 1 557 670 beschriebenen Funkhöhenmessers, oder an diejenige mit einer einzigen Sende-/Empfangsantenne angelehnt, wobei diese letztere Klasse von Funkhöhenmessern, die insbesondere eine zunehmende Verdichtung der Hardware erlaubt, neuer ist.
Die grundlegenden Formeln, die die Funktion eines Funkhöhenmessers oder eines FM-CW-Radars kennzeichnen, sind in dem Fall, in dem die Frequenzmodulation strikt proportional zur Zeit ist, die folgenden:
fb=τ ΔF/Te (1)
τ=2d/c
wobei in den Formeln:
fb: Frequenz der subtraktiven Interferenz zwischen der ausgesandten Welle und der als Echo (vom Boden oder von einem Gegenstand) empfangenen Welle im Ausgangssignal des Mischers,
τ: Verzögerungszeit zwischen der ausgesandten Welle und der als Echo empfangenen Welle,
ΔF: festgehaltene Auswanderungsfrequenz des Sägezahns des ausgesandten Signals,
Te: Dauer des Sägezahns des ausgesandten Signals,
d: Abstand vom Boden oder von einem Gegenstand,
c: Fortpflanzungsgeschwindigkeit einer elektromagnetischen Welle in der Luft.
Es gelten äquivalente Beziehungen, wenn die Frequenzmodulation nicht strikt linear ist. Beispielhaft wird nur der einfache Fall von linearen Beziehungen beschrieben.
Für einen Funkhöhenmesser wird im allgemeinen die Wahl getroffen, daß die charakteristische Interferenzfrequenz fb des Bodens auf einem festen Wert fb0 gehalten wird. Daraus folgt, daß die Dauer Te des Sägezahns des ausgesandten Signals ein Maß für den gesuchten Abstand d bildet, der leicht aus der Kombination der Formeln (1) und (2) abgeleitet werden kann und der eine Proportionalität zwischen d und Te aufdeckt. Übrigens wird der Sägezahn systematisch auf wiederholte Weise ausgesandt.
Dagegen wird in dem Radar gemäß der Erfindung die Dauer Te zusätzlich zu der Frequenzauswanderung ΔF auf einem konstanten Wert TM gehalten, so daß dann die Interferenzfrequenz fb ein Maß für den Abstand d gemäß der folgenden Formel bildet:
fb= 2ΔF/c T d (3)
In den Fig. 5a und 5b sind in Abhängigkeit von der Zeit die Frequenz F des ausgesandten Signals bzw. das resultierende Signal Fb gezeigt, das in der Überlagerung von verschiedenen Echos besteht, die vom Boden gleichzeitig empfangen werden. In Fig. 5a ist die Augenblicksfrequenz fb des Signals Fb gezeigt, die die Ordinatendifferenz ist und zwischen der Frequenz FSE des ausgesandten Signals und der Frequenz des zurückkehrenden Signals oder Echosignals FSR konstant ist, wobei bemerkt wird, daß das Signal FSR und die Frequenz fb fiktiv sind, weil sie ein nicht vorhandenes mittleres Echo kennzeichnen.
Dies führt zu einer einfacheren Struktur des Radars, weil eine mit einem Frequenzdiskriminator versehene Regelschleife zwischen dem Mischer und dem Höchstfrequenzsignal-Generator nicht mehr notwendig ist. In diesem Fall kann die Information über den Abstand d durch eine Analyse des Frequenzspektrums erhalten werden, was einer Radaranwendung besser entspricht, weil eine gleichzeitige Information von sämtlichen vorhandenen Zielen erhalten wird. Ein Nachteil dieses Prinzips ist das für den Empfänger notwendige breite Durchlaßband, und zwar in dem Maß, in dem die Ausführung einer Erfassung von Gegenständen in einem ausgedehnten Abstandsfenster gewünscht ist. Für die in Betracht gezogenen Anwendungen, die den Radar gemäß der Erfindung betreffen, liegen die gewünschten Abstandsfenster jedoch zwischen einigen zehn und einigen hundert Metern, was den obenerwähnten Nachteil eingrenzt.
Es sind Radare wie etwa die oben erwähnten bekannt, die die Besonderheit besitzen, daB sie nicht notwendig periodisch sein müssen, d.h., daß die Aussendung eines Sägezahns in einem gegebenen Zeitpunkt für einen Funktionszyklus ausreichend ist, weshalb sie als intermittierende oder unterbrochene FM-CW-Radare qualifiziert werden. Der Radar, der den wesentlichen Teil des erfindungsgemäßen Sensors bildet, kann diese Besonderheit aufweisen und arbeitet mit einer Frequenz F, die zwischen 1 und 100 GHz liegt.
Der in Fig. 4 gezeigte Sensor umfaßt zwei Haupt-Untereinheiten, die gegeben sind durch einen Radar 6 des in den vorhergehenden Abschnitten beschriebenen Typs, der in der Figur oben dargestellt ist, sowie durch einen elektronischen Kasten 7 zur Verarbeitung, der im unteren Teil der Figur in einem Rahmen aus Strichlinien 8 dargestellt ist.
Der Radar 6 arbeitet beispielsweise im 15 GHz-Band und enthält die folgenden Elemente:
- eine direkte Kette, die durch die in Kaskade geschaltete Folge aus einem Spannungsrampen-Generator 11, aus einem Höchstfrequenz-Kopf 12, der seinerseits einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 13, einen Verstärker 14 und einen Mischer 15 enthält, und aus der Sende-/Empfangsantenne (2) gebildet ist, und ausgehend vom zweiten Ausgang 16 des Mischers,
- eine Verstärkungs- und Frequenzkorrektur-Zwischenkette 17, die aus einem Verstärker 18, einem ersten Bandpaßfilter 19 und einem zweiten Bandpaßfilter 21 gebildet ist, und
- einen Analog-/Digital-Umsetzer 22, der die Digitalisierungsmittel bildet und an seinem ersten Eingang 23 das vom Rampengenerator 11 ausgesandte Signal und an seinem zweiten Eingang 24 das Ausgangssignal des Filters 21 empfängt.
In dem Schema von Fig. 4 sind die Mittel für die Interferenz zwischen ausgesandten und empfangenen Wellen einfach durch Verwendung des Mischers 15 verwirklicht, der ein homodyner Mischer ist. Auf nicht gezeigte bekannte Weise kann anstelle des Mischers 15 auch ein Zirkulator oder ein Richtkoppler verwendet werden, der mit einem Mischer verbunden ist, der an einem zweiten Eingang von einem Koppler als Überlagerungsoszillation einen Bruchteil des vom VCO 13 ausgesandten Signals empfängt, wobei der Ausgang dieses Mischers mit der Leitung 16 von Fig. 4 verbunden ist.
Der Generator 11, der den VCO 13 steuert, wird von einem vom Verarbeitungskasten 7 ausgegebenen Sendesignal SE gesteuert. Die Leistungsabgabe des Höchstfrequenz- Kopfes 12 beträgt bei der Nutzfrequenz ungefähr 1,5 W. Der Höchstfrequenz-Kopf empfängt an einem getrennten Eingang des Verstärkers 14 ein Abgabebeendigung- Steuersignal AE, das vom Verarbeitungskasten 7 ausgeht. Die Antenne 2 sendet wie oben bereits beschrieben, ein Strahlungsbüschel aus, das eine Frequenzauswanderung ΔF in der Größenordnung von 300 MHz beiderseits einer Mittenfrequenz FM, die gleich 15,2 GHz ist, aufweist.
Am Ausgang 16 des Mischers 15 liegt ein subtraktives Interferenzsignal Fb an. Das Signal Fb wird zum Verstärker 18 geliefert, dessen Verstärkung durch ein Steuersignal CG geliefert wird, das vom Verarbeitungskasten 7 ausgeht, um den Signalpegel optimal an die ausgangsseitig befindliche Codierungsdynamik anzupassen. Das Bandpaßfilter 19 wählt den Frequenzbereich aus, der den vorgesehenen Beobachtungsabständen entspricht, die von dmini in der Größenordnung von einigen zehn Metern bis zu dmaxi in der Größenordnung von einigen hundert Metern reichen; bei hohen Frequenzen hat es die Aufgabe eines Verzerrungsschutz-Filters für die folgende Abtastoperation. Das Bandpaßfilter 21 hat das Ziel, die gesetzmäßige Abhängigkeit von 1/d³ des Pegels des Radarechos vom Abstand teilweise auszugleichen; durch progressives Hochziehen des Pegels der Signale bei hohen Frequenzen trägt es dazu bei, sämtlichen im Abstandsbereich von dmini bis dmaxi befindlichen Echos denselben Amplituden- Veränderungsbereich und somit dieselbe Codierungsauflösung zu verleihen.
Die Information in der ausgesandten Frequenz, die vom Leiter 23 geführt wird, sowie die auf die Echos bezogene Information werden in digitaler Form durch den Umsetzer 22 mittels eines Busses 25 zum elektronischen Verarbeitungsgehäuse 7 übertragen. Hierzu enthält der Umsetzer 22 eine Abtastschaltung, die beispielsweise mit der Frequenz von 250 kHz die obenerwähnten Informationen abtastet, die in analoger Form über die Leiter 23 und 24 erhalten werden. Die Sägezahn-Aussendung mit der Dauer TM ist fest, beispielsweise TM = 40 ms, wobei die Frequenz zwischen zwei vorgegebenen festen Schwellenwerten liegt. In dem gewählten numerischen Beispiel beträgt die Anzahl der Abtastungen des gefilterten und digitalisierten Interferenzsignals für einen gegebenen Sägezahn 4000. Nun wird mit Bezug auf Fig. 6 untersucht, was in der in der Dauer TM enthaltenen Dauer ΔTM lokal geschieht, wobei sich in dieser Dauer das ausgesandte Signal um eine Frequenz Fc entwickelt, die sich in dem Band
Fc - ΔFc/2, Fc + ΔFc/2
zwischen FM + ΔF/2 und FM - ΔF/2 befindet.
Es wird bemerkt, daß in Fig. 6 oben ein Sägezahl-Sendesignal mit negativer Steigung gezeigt ist; es könnten auch Sägezähne mit positiver Steigung verwendet werden.
Der Radarstrahl 4 hat eine seitliche Orientierung αd, die sich um den Wert Δαdc beiderseits von αdc ändert. Die betrachtete Winkelveränderung Δαdc hat dieselbe Größenordnung wie die seitliche Öffnung θd, nämlich einige Grad. Diesen Veränderungen von analogen Größen ist auf dem Bus 25 eine Folge von N Abtastwerten des wie oben beschrieben verstärkten und gefilterten Interferenzsignals Fb zugeordnet. Wenn auf diese N Abtastwerte ein Spektralanalyse-Verfahren, beispielsweise eine Fourier-Transformation angewendet wird, wird eine Zeit- Frequenz-Transformation erhalten, wobei die Gesamtheit der betrachteten Frequenzen die Frequenzen fb sind, die die Echos des Bodens während der Zeit ΔTM darstellen, wobei die Frequenzen selbst den Abstand d der Echos darstellen, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Jeder Dauer ΔTM kann somit ein schmaler Streifen des Erdbodens zugeordnet werden, der sich in radialer Richtung vor dem Sensor befindet und der in erster Näherung mit einer Halbgeraden der in Polarkoordinaten analysierten Landschaft vergleichbar ist; es ist möglich, zwischen dieser Halbgeraden und einem den zugehörigen Winkel αdc darstellenden Abtastwert durch den Leiter 23 und den Umsetzer 22 auf dem Bus 25 eine Entsprechung herzustellen. Es wird bemerkt, daß bei der beschriebenen Vorgehensweise in strenger Hinsicht keine Karte der Landschaft in Polarkoordinaten erhalten wird; damit dies nämlich der Fall wäre, müßte das Strahlungsbüschel eine schrittweise Höhen-Strahlschwenkung ausführen, wobei das Büschel während der Dauer ATM fest ist, während diese Strahlschwenkung kontinuierlich ist. Andererseits ist der Abstandswert in Polarkoordinaten eines Landschaftspunktes gleich D, wobei dieser Abstand D mit dem Abstand d über die Beziehung
D = [d² - h²]
verbunden ist, in der h die Höhe des Sensors gegenüber dem Boden ist. Die erhaltene Halbgerade erzeugt daher gegenüber den theoretischen Halbgeraden sehr wenig gestörte Echos, wobei bei einer gegebenen, festen Abstandsschrittweite Δd die Abstandsschrittweite ΔD so veränderlich ist, daß sie leicht abnimmt, wenn der Abstand d längs der Halbgeraden anwächst. Diese beiden Ungenauigkeiten beeinflussen indessen die Topologie der zu analysierenden Landschaft nicht, außerdem können sie wenigstens in erster Ordnung durch geeignete digitale Verarbeitungen in dem elektronischen Verarbeitungskasten 7, die dem durchschnittlichen Informatik- Fachmann bekannt sind, korrigiert werden. Weitere Ungenauigkeiten und Verformungen der radioelektrischen Karte kommen zu den oben erwähnten hinzu, wenn der Sensor von einer beweglichen Maschine getragen wird, die sich vor allem aus dem Doppler-Effekt sowie aus Gier- und Rollbewegungen der Trägermaschine ergeben.
Wenn mit der Spektralanalyse des Signals Fb fortgefahren wird, können somit für jede seitliche Position des Strahlungsbüschels die Informationen entnommen werden, die einer Halbgeraden der Karte entsprechen. Um eine gute Homogenität der Verteilung der Bildelemente (oder Felder) der herzustellenden Karte zu erhalten, werden vorzugsweise Folgen SU gewählt, die sämtlich die gleiche Anzahl n von Abtastwerten enthalten, beispielsweise n = 256. Indem auf diese 256 Abtastwerte und in dem Verhältnis, in dem ein Punkt einem Paar von Abtastwerten entspricht, eine schnelle Fourier-Transformation SFT angewendet wird, werden als Ausgang der SFT 128 Spektrallinien erhalten, die um 975 GHz beabstandet sind. Jede Spektrallinie wird in einen digitalen Frequenz-Abtastwert überführt, dessen Ordnungszahl unter den 128 den Abstand einer im wesentlichen eine rechtwinklige Form besitzenden Bodenzelle zur Halbgeraden darstellt und dessen Amplitude das Radar-Oberflächenäquivalent (SER) der betrachteten Zelle darstellt. Diese Amplitude ist proportional zu [SER] ist. Für 4000 Zeitabtastwerte pro Sägezahn der Dauer TM und eine seitliche Öffnung, die von + 15º bis -15º läuft, wird somit eine Karte von 15 Halbgeraden erhalten, wobei der Winkelabstand zwischen zwei benachbarten Halbgeraden gleich 20 ist, nämlich im wesentlichen gleich der seitlichen Öffnung θd des Strahlungsbüschels.
Der in Fig. 4 gezeigte elektronische Verarbeitungskasten 7 enthält einen Zeit- Abtastwert-Speicher 28, der mit dem Bus 25 und über einen Bus 29 mit einer Gruppe von spezialisierten Signalverareitungsprozessoren 31 verbunden ist, die die Spektralanalyse des Interferenzsignals und eventuell Bildverarbeitungen ausführen. Die Gruppe von Prozessoren 31 ist über einen bidirektionalen Bus 32 mit einem Frequenz-Abtastwert-Speicher 33 für die radioelektrische Karte verbunden. Der bidirektionale Bus 32 ist seinerseits über einen bidirektionalen Bus 34 mit einem nicht spezialisierten Steuerprozessor 35 verbunden, der für die Steuerung des Verhaltens des gesamten Sensors 1 und für die Berechnung bestimmter Parameter sorgen muß. Der Steuerprozessor 35 ist über einen Bus 36 mit einer Steuerschnittstelle 37 verbunden, die die Signale SE, AE und CG erzeugt, und umfaßt einen Ausgangsbus 38. Die Gruppe der Prozessoren 31 ist beispielsweise aus 3 Prozessoren vom Typ PSM gebildet, die aus dem integrierten Signalprozessor PSI abgeleitet sind, der gemeinschaftlich von den französischen Gesellschaften TRT und EFCIS entwickelt worden ist. Diese Prozessoren haben CMOS-Technologie und besitzen eine Taktzeit in der Größenordnung von 100 ns. Als Steuerprozessor 35 kann ein Prozessor vom Typ 68000 verwendet werden.
Der vollständige Prozeß der Erzeugung der Karte wird nun mit Unterstützung eines besonderen numerischen Beispiels beschrieben.
Aufgrund des Steuersignals des Prozessors 35, das automatischen oder manuellen Ursprungs sein kann, wird ein Sende-Auslösebefehl über den Bus 36 und die Schnittstelle 37 in Form eines logischen Signals SE zum Rampengenerator 11 übertragen, der seinerseits in einem Zeitpunkt t&sub1; an den VCO 13 ein Spannungssignal liefert, das geeignet ist, am Ausgang dieses letzteren ein Hochfrequenzsignal mit der Frequenz FM + ΔF/2 hervorzurufen, siehe Fig. 4 und 6. Das ausgesandte Hochfrequenzsignal wird beginnend im Zeitpunkt t&sub1; gemäß einer abnehmenden Frequenz bei 300 MHz linear frequenzmoduliert, wobei die mittlere Frequenz FM des Sägezahns mit negativer Steigung 15 GHz beträgt. Die Modulationsdauer ist auf TM = 40 ins festgelegt. Das Ende des Aussendens des Sägezahns, das im Zeitpunkt t&sub2; durch das logische Signal zum Steuern des Endes der Sendung AE, das von der Schnittstelle 37 zum Verstärker 14 geliefert wird, ausgelöst wird, kann durch eine monostabile Einwirkung durch den Steuerprozessor 35, beispielsweise durch Zählen der Zeit wie etwa: t&sub2; = t&sub1; + 40 ms, erhalten werden. Diese Frequenzauswanderung von 300 MHz ruft eine seitliche Schwenkung des Strahlungsbüschels um 30º hervor. Das Analyseband des beobachteten Interferenzsignals, das von den Bandpaßfiltern 19 und 21 ausgewählt wird, liegt beispielsweise im Bereich von 25 kHz bis 125 kHz, was einem Abstandsbereich von dmini = 250 m bis dmaxi = 2000 m entspricht. Es wird hierzu bemerkt, daß das Verfahren zur Messung der Abstände durch den FM-CW-Radar gegen Einfallswinkelveränderungen in einer vertikalen Ebene des Sensorträgers, das heißt gegen Nickbewegungen unempfindlich ist, vorausgesetzt, daß die zu erforschende Zone am Boden vollständig im Radarbüschel liegt; die Höhenöffnung des Büschels, die beispielsweise 23º beträgt, wird berechnet, um den Nickwinkel des Trägers, der beispielsweise im Bereich von 0 bis 7º liegt, zu berücksichtigen. Bei 22 in Fig. 4 wird das Interferenzsignal mit einer Abtastfrequenz Ts von 250 kHz, also mit einer Abtastperiode von 4 µs abgetastet und durch 12 parallele Bits auf dem Bus 25 codiert, was eine Codierungsdynamik von ungefähr 72 dB ergibt. Die Gesamtanzahl q von zu verarbeitenden Abtastwerten für die Erzeugung einer Karte beträgt in diesem numerischen Beispiel 10000. Die Abtastwerte werden vom Spektralanalyse-Prozessor 31 in aufeinanderfolgenden Gruppen von n Abtastwerten abgegriffen und verarbeitet, wobei beispielsweise n = 256 Abtastwerte aufeinanderfolgend gewählt werden, was die Erzeugung einer Halbgeraden des Bildes für jede Gruppe erlaubt. Die Zeit für die Integration der Energie beträgt ungefähr 1 ms für jeden Bildpunkt oder jedes Feld der Karte; dies hat die folgenden Konsequenzen:
- Die seitliche Ablenkung des Radarstrahls während der Messung beträgt ungefähr 0,75º, was in der Größenordnung eines Viertels der seitlichen Öffnung des Analysebüschels liegt. Es kann daher gut angenommen werden, daß es sich um denselben Streifen des Erdbodens handelt, der den Gegenstand der Analyse auf einer Halbgeraden des Bildes darstellt.
- Die spektrale Auflösung der Frequenzanalyse liegt in der Größenordnung von 975 Hz (975 = 106/256 4).
Im Prinzip ist die auf der radiologischen Karte erhaltene Auflösung ausreichend hoch, damit es nicht notwendig ist, ein Gewichtungsfenster vom Hamming- oder Kosinus-Typ für das dem SFT-Algorithmus im Prozessor 31 unterwoffene Signal zu verwenden. Die Nebenkeulen einer auf ein beobachtetes Signal in einem rechteckigen Fenster angewendeten Spektralanalyse, wie dies hier der Fall ist, befinden sich nämlich um ungefähr 13 dB unterhalb der Hauptkeule. Diese Nebenkeulen könnten nur dann stören, wenn versucht würde, zwei eng beieinandefliegende Ziele anzuzeigen, deren Echos sehr verschieden sind, das heißt einen Unterschied von mehr als 13 dB haben. Die Aufnahme einer Landschaft benötigt nun aber im allgemeinen keine solchen Kontraste. Das Nichtvorhandensein des Gewichtungsfensters ruft weder eine Verbreiterung der Hauptkeule der von der SFT ausgegebenen elementaren Spektrallinie noch einen Amplitudenverlust hervor, was zu einer Abnahine der Verarbeitungsleistung führen würde.
Jede Gruppe von 256 Zeit-Abtastwerten, die um TS = 4 µs getrennt sind, ergibt nach einer SFT-Verarbeitung auf dem Bus 32 in Form einer Folge SV von n/2 = 128 Frequenz-Abtastwerten 128 Spektrallinien, die um 975 Hz beabstandet sind. Somit wird die in dem Interferenzsignal enthaltene Energie von 25 bis 125 kHz mit einer Schrittweite von 975 Hz analysiert, was einer Abstandsschrittweite d von 19,5 m entspricht, wie aus Formel (3) abgeleitet wird. In Fig. 8a ist eine Folge SV von 128 Frequenz-Abtastwerten 41 für eine gegebene Halbgerade gezeigt, welche in dem Frequenz-Abtastwert-Speicher 33 (Fig. 4) zusammen mit ihrer Hüllkurve 42 gespeichert sind, wobei diese Folge aus einer Folge SU oder Gruppe von 256 Zeit- Abtastwerten abgeleitet ist. Auf der Abszisse ist der Abstand d in Metern aufgetragen, während auf der Ordinate die Energie oder Amplitude A einer jeden Spektrallinie aufgetragen ist. Die Abtastwerte sind im Speicher 33 in derselben Reihenfolge wie in Fig. 8a gezeigt angeordnet. Die Folgen SU werden nacheinander in der zeitlichen Reihenfolge der Ankunft der Zeit-Abtastwerte verarbeitet, wobei die resultierenden Folgen SV in derselben Reihenfolge im Speicher 33 angeordnet werden. Der Zeit- Abtastwert-Speicher enthält p Folgen SU, die in der Dauer TM benachbart sind, so daß die Gleichheit pn = q gilt und die Ordnungszahl i (i läuft von 1 bis p) einer jeden Folge SU die Adresse der Halbgeraden bildet, die aus der Folge SV gebildet wird, die aus der betrachteten Folge SU abgeleitet ist. Somit wird auf einfache Weise eine Bijektion zwischen der Gesamtheit der Adressen der Frequenz-Abtastwerte 41 und der Gesamtheit der Polarkoordinaten der Punkte der Karte erhalten. Jede Adresse ist aus zwei Vektoren aufgebaut, wovon einer, der das Argument θ des Punktes oder Feldes darstellt, der Ordnungszahl i (i läuft von 1 bis p) einer Folge SV entspricht und der andere, der den Abstandswert p des Punktes oder Feldes darstellt, der Ordnungszahl j (j läuft von 1 bis n/2) eines Abtastwerts in der betrachteten Folge SV entspricht. Jeder Punkt stellt ein im wesentlichen rechtwinkliges Feld des Bodens dar, wobei die Seite des Rechtecks in radialer Richtung ungefähr 20 m lang ist und die Seite in Querrichtung ungefähr 13 10&supmin;³d beträgt.
Die erhaltene Konfiguration oder Karte, die in Fig. 8b gezeigt ist, ist aus 40 Halbgeraden aufgebaut, die durch eine Winkelschrittweite von 0,75º voneinander getrennt sind, wobei jede Halbgerade ungefähr 130 Felder enthält. Wie weiter unten deutlich werden wird, kann es sich als notwendig erweisen, die Abmessungen der Karte zu verringern, um Teile zu beseitigen, die infolge von parasitären Bewegungen, welche von dem Sensorträger erzeugt werden, wenn sich dieser letztere an Bord einer beweglichen Maschine befindet, allzu starken Verzerrungen unterworfen sind. Es wird bemerkt, daß diese zu unterdrückenden Teile mehr den Umfangsbereich der Konfiguration von Fig. 8b als deren Zentrum betreffen.
Oben ist gesehen worden, daß die systeminternen Takte für sich die Gewinnung einer richtigen Adressierung erlauben, die Punkte der Karte darstellt. Dies trifft zu für eine korrekte Entwicklung des Seitenwinkels αd, der einer Halbgeraden mit einer gegebenen Ordnungszahl zuzuordnen ist, wenn eine vorherige Abtastung zwischen der Frequenzauswanderung ΔF und der daraus resultierenden Veränderung des seitlichen Winkels αd gemittelt wird. Tatsächlich haben die Veränderungen des Winkels αd, die in bezug auf die Achse Δ symmetrisch sind, für denselben Wert von TM und für zwei verschiedene Werte ΔF und ΔF', jedoch mit derselben Mittenfrequenz FM, unterschiedliche Amplituden, was von der dem Verarbeitungskasten internen Adressierung nicht berücksichtigt wird. Eine Adressierung der Halbgeraden im Speicher 33, die eine korrekte Angabe des seitlichen Winkels αd einer jeden Halbgeraden der Karte ergibt, wird dadurch erhalten, daß das Ausgangssignal SG des Generators 11 abgegriffen und abgetastet wird. In dem beschriebenen Beispiel ist dieses Spannungssignal in sehr guter Näherung direkt proportional zur ausgesandten Frequenz und daher zum seitlichen Winkel αd der Strahlachse, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Wenn die Frequenzmodulation nicht streng linear ist, ist ebenso eine Korrespondenz- Gesetzmäßigkeit vorhanden, die zwischen der Spannung und der Strahlachse definiert und prognostizierbar ist. Ein Abtastwert des Signals SG für jede Folge SU etwa aus n Abtastwerten kann ausreichen, was eine Abtastfrequenz des Signals SG darstellt, die gleich TS/p ist. Es kann sich als notwendig erweisen, die Folge SU mit dem Ziel der Ausführung von Korrekturen in bezug auf die Folge der oben angegebenen Folgen SU zu verzögern: Beispielsweise ist es möglich, die Folgen SU' zu wählen, die eine Anzahl n' von Abtastwerten besitzen, die größer oder kleiner als der ursprünglich gewählte Nennwert n ist, was im gleichen Maß die Anzahl de;r Felder in radialer Richtung erhöht oder verringert. Die Adresse einer jeden Halbgeraden im Speicher 33 wird dann durch Interpolation von n Abtastwerten für seitliche Winkel abgeleitet, wobei die Berechnung vom Prozessor 35 ausgeführt wird. Die Adressen der Halbgeraden und der Punkte in der Halbgeraden sind in einem Adressenspeicher enthalten, der in den Steuerungsprozessor 35 eingebaut ist.
Die Punkte der radioelektrischen Karte in Form von digitalen Abtastwerten im Speicher 33 können aus diesem letzteren vom Prozessor 35 entsprechend der obenbeschriebenen Adressierung entnommen und beispielsweise zum Zweck der Anzeige auf einem Fernsehschirm oder einer Kathodenstrahlröhre, die nicht gezeigt sind, an den Bus 38 ausgegeben werden. Es wird bemerkt, daß die Verarbeitung der Zeit-Abtastwerte mit einer geringen Verzögerung nach der Dauer TM ausgeführt wird, wobei die Verarbeitungsgeschwindigkeit mit der Erfassungsgeschwindigkeit vereinbar ist. Dadurch können die Sende-Sägezähne zusammenhängend gelassen werden, vorausgesetzt, daß die Kapazitäten der Speicher 28 und 33 ausreichend groß gewählt sind, daß die Auswertung der auf einen Sägezahn bezogenen Abtastwert ausgeführt werden kann, während die Abtastwerte des folgenden Sägezahns im Speicher 28 gespeichert sind. Wenn der Träger 3 des Sensors am Boden oder an einem festen Gebäude oder aber in einer beweglichen Maschine befestigt ist, deren Geschwindigkeit und deren parasitäre Gier- und Rollbewegungen langsam sind, ist der obenbeschriebene Sensor geeignet, ohne daß Korrekturen oder Ausblendungen der Karte notwendig wären. Dasselbe gilt auch dann, wenn die Trägermaschine ein Flugzeug ist, das mit einer gyrostabilisierten Plattform oder mit einer durch ein Trägheitsnavigationssystem gesteuerten stabilisierten Plattform versehen ist und diese letztere den Träger des Sensors bildet, wobei eine gyrostabilisierte Plattform durch Anbringung einer Gruppe von Gyroskopen an der Plattform erhalten wird. Es kann auch der Fall sein, daß der Träger 3 des Sensors am Flugzeug starr befestigt ist; wenn in diesem letzteren Fall die Gier- und Rollbewegungen schnell sind, beispielsweise in der Größenordnung von 20º/s für den Gierwinkel um eine vertikale Achse und in der Größenordnung von 50º/s für den Rollwinkel um die Achse Δ, muß man sich entweder mit einer verformten Karte zufrieden geben oder es dürfen bestimmte Halbgeraden nicht berücksichtigt werden, wobei die durch die Verformung am meisten beeinflußten Halbgeraden diejenigen sind, die sich aus den letzten abgetasteten Punkten im Verlauf eines Sägezahns des ausgesandten Signals ergeben.
Nun werden Ausführungsformen des Sensors gemäß der Erfindung beschrieben, die es in dem Fall, in dem der Träger des Sensors am Flugzeug starr befestigt ist, erlauben, sich von den Gierbewegungen des Flugzeugs zu befreien, wenn das letztere mit einem Trägheitsnavigationssystem versehen ist. Im Verhältnis zu einem Gierwinkel, der sich während 40 ms, die die Integration der Energie des Radars für die Bildung der Karte dauert, um 20º/s verändert, hat sich das Flugzeug und infolgedessen die Antenne 2 des Sensors, die mit ihm starr verbunden ist, um eine vertikale Achse um einen maximalen Winkel von 40 10&supmin;³ 20 = 0,8º gedreht. Je nachdem, ob die Drehung des Flugzeuges in derselben Richtung oder in der zur Ablenkung des Strahlungsbüschels entgegengesetzten Richtung stattfindet, wird der untersuchte Sektor auf dem Boden 30,8º oder aber 29,2º betragen. Die Gierbewegung erzeugt daher eine parasitäre Entfernung oder Annäherung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Halbgeraden der Karte, die höchstens gleich 0,8/40 = 0,02º ist, was bei einer Winkelschrittweite zwischen zwei Halbgeraden von 0,75º eine Veränderung von ungefähr 2,7% ergibt (0,8/30 = 0,02/0,75 = 2,7%). Für diese Berechnung ist angenommen worden, daß die Winkelgeschwindigkeit der Gierbewegung während der 40 ms, die der Sägezahn dauert, konstant bleibt, was in sehr guter Nährung zutreffend ist.
Um die Gierwirkung zu kompensieren, ist es daher ausreichend, die Anzahl n der Abtastwerte einer jeden Folge SU für eine Gierbewegung in derselben Richtung wie der Radarstrahl zu kontrahieren bzw. für Bewegungen in entgegengesetzten Richtungen auszudehnen. Mit anderen Worten, die digitalen Verarbeitungsmittel, in diesem Fall der Steuerprozessor 35, berechnen die Anzahl n der Abtastwerte einer jeden Folge SU so, daß sie zum Wert αdmax - θ&sub1; proportional ist, wobei θ&sub1; der Wert des Gierwinkels ist, der als algebraischer Wert während der Dauer TM gezählt wird, wobei θ&sub1; positiv gezählt wird, wenn der Gierwinkel in derselben Richtung wie die Strahlschwenkung entsteht, und negativ im entgegengesetzten Fall. Wenn von einer Nennfolge mit 256 Abtastwerten ausgegangen wird, wird die Korrektur der im vorhergehenden Abschnitt als Beispiel angenommenen Gierbewegung durch Operieren mit den Folgen SU erhalten, derart, daß:
n'= 256 1,027 = 263 oder
n'= 256 0,973 = 249.
Hierzu wird der Wert θ&sub1; des Gierwinkels während der Dauer TM in digitaler Form vom Trägheitsnavigationssystem zum Prozessor 35 geliefert, der die notwendigen Berechnungen ausführt. Diese Vorgehensweise läuft in einer weiteren Gierschutz- Ausführungsform des Sensors darauf hinaus, daß vom seitlichen Winkel αdi des Strahlungsbüschels, der zum Zeitpunkt ti proportional ist, welcher den Anfang einer jeden Folge SU angibt, der Wert subtrahiert wird, der als algebraischer Wert θ1i des vom Trägerheitsnavigationssystem angegebenen Gierwinkels ausgehend vom Zeitpunkt t&sub1; gezählt wird, was eine Folge SU in eine Folge SU' überführt, wie sie oben angebenen worden ist, wobei die Folge SU' anschließend durch eine SFT in eine Folge SV' transformiert wird, die als Adresse der Halbgeraden den Wert αdi - θ1i besitzt.
Die Richtantenne 2 ist beispielsweise diejenige, die in der europäischen Patentanmeldung 0 110 479 beschrieben ist. Diese letztere Antenne ist eine flache Schlitzantenne, die die Technologie von gedruckten Schaltungen verwendet, bei einer Nennfrequenz in der Größenordnung von 10 GHz arbeitet, eine lineare Ablenkung des Strahlungsbündels in der Größenordnung von 60º schafft und deren Hauptabmessungen diejenigen eines Rechtecks mit einer Länge von ungefähr 20 cm und einer Breite von 2 cm sind. Da das Strahlungsdiagramm die Form einer konischen Halbschale um die Hauptachse der Antenne besitzt, ist nur der mittlere Teil des Bündels, der sich in der Nahe der Mittelebene der Antenne befindet, mit einer Ebene vergleichbar, und kann in seiner Eigenschaft als Radarstrahl als Strahlungsbüschel 4 von Fig. 2 verwendet werden. Es ist wünschenswert, eine verhältnismäßig schnelle seitliche Strahlschwenkung des Radarstrahls zu erhalten, was durch eine herkömmliche Phasenverschiebung in einer Streuleitung erhalten werden kann, wie in dem bereits zitierten Werk Radar Handbook von Skolnik, Kapitel 13, beschrieben ist. Im folgenden wird mit Bezug auf die Fig. 9, 10 und 11 eine Antenne beschrieben, die bei 15 GHz arbeitet und speziell für den Sensor der Erfindung beschaffen ist.
Das bereits mit Bezug auf Fig. 2 beschriebene Höhenwinkel-Diagramm wird dadurch erhalten, daß nach der Anregung ein Trichter in Form eines Zweiflachs mit einer Öffnung von 50 mm angeordnet wird, die in Fig. 9 mit dem Doppelpfeil 45 bezeichnet ist und bei der Hälfte der Leistung ein Diagramm von ungefähr 30º gewährleistet, das in einer Richtung von -12,5º von der Achse Δ des Sensors orientiert ist. Die Wahl der Abmessungen des Wellenleiters 46, der für die Strahlung verwendet wird und in diesem Fall auf sich selbst zurückgebogen ist, lautet folgendermaßen: Es ist gesehen worden, daß der Winkelausschlag von mehr als 15º bis zu weniger als 15º reicht, wenn sich die Frequenz bei einer Mittenfrequenz von 15 GHz um 300 MHz verändert. Um die Nebenkeulen zu vermeiden, die durch die Wirkung der Strahlergruppe hervorgerufen werden, muß der Abstand 47, der die beiden Strahler 48 trennt, kleiner als 14,6 mm sein, wenn die Strahler aufeinander ausgerichtet sind. Um die Ausbreitung einer orthogonalen Mode im Leiter zu vermeiden, muß die Höhe des Leiters kleiner als 9,9 mm sein. Es werden beispielsweise eine Höhe 49 von 8,3 mm, was geringe Verluste erlaubt, und eine Wanddicke 51 von 3 mm gewählt, was einen Abstand zwischen zwei benachbarten Strahlern 48 von 11,3 mm ergibt. Die Phasenverschiebung ist um so schneller, je näher sich der Leiter bei der Kappungsfrequenz befindet. Die Verluste sind ebenfalls um so größer, je näher sich das System bei der Kappungsfrequenz befindet. Außerdem muß die Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Strahlern gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der Halbwellenlänge sein. Die drei zuletzt angegebenen Zwangsbedingungen führen bei einer Höhe über alles von 150 mm zu einer inneren Breite LI des Leiters von 11,47 mm. Die Antenne kann aus einer bearbeiteten Leichtmetallegierung verwirklicht sein; sie umfaßt beispielsweise 29 unabhängige Strahler, die um 11,3 mm beabstandet sind, was einen Abstand von ungefähr 316 mm zwischen den Achsen des ersten und des letzten Strahlers bedeutet. Der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Strahlern längs des Leiters beträgt 14,3 mm, wobei die Verluste im Leiter ungefähr 0,79 dB pro Lahgenmeter betragen. Damit das Strahlungsdiagramm so schmal wie möglich ist, strahlen sämtliche Strahler mit derselben Energie. Die seitliche Öffnung der Antenne θd ist bei der halben Leistung gleich 2,55º. Die geometrische Verstärkung der Antenne ist ungefähr 29,5 dB. Die tatsächliche Verstärkung ist bei Berücksichtigung von 1,70 dB für Verluste in der Struktur und 0,7 dB für Verluste in einer eventuellen Kuppel ungefähr 27 dB. Die Antenne mit seitlicher Strahlschwenkung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz kann auch durch eine Streuleitung in der Technologie gedruckter Schaltungen auf einem Substrat gebildet sein, was erlaubt, gegebenenfalls höhere Betriebsfrequenzen zu erhalten.
Die digitale Verarbeitung, die an den Abtastwerten des Signals Fb ausgeführt wird, erlaubt aufgrund ihrer Flexibilität und ihrer Schnelligkeit, Korrekturen an der Karte auszuführen, wenn diese letztere durch Verformungen aufgrund von parasitären Verschiebungen des Sensors während der Meßzeit TM wie etwa dem Doppler-Effekt oder der Rollwirkung beeinträchtigt wird. Die Kenntnis der momentanen Rollgeschwindigkeit oder des momentanen Rollwinkels des Sensors erlaubt die Ausführung der notwendigen Berechnungen und die Einwirkung entweder auf die Folge der Zeit-Abtastwerte des Signals Fb oder auf die Folgen der resultierenden Frequenz-Abtastwerte und auf deren Adressierung im Sinne der Korrekturen der Karte, wobei diese Berechnungen im Bereich des Wissens des durchschnittlichen Informatik-Fachmanns liegen und diese Korrekturen im allgemeinen im Rahmen der Erfindung bleiben. Für diese Korrekturen kann es vorkommen, daß die ausgewählten Folgen von Zeit-Abtastwerten für die SFT-Verarbeitung weder notwendigerweise benachbart sind noch dieselbe Anzahl von Abtastwerten enthalten und daß in den Folgen der resultierenden Frequenz-Abtastwerte nur bestimmte Bereiche von Punkten beibehalten werden, während die anderen als Ausreißer beseitigt werden. Außerdem ergibt sich aus der Tatsache, daß die seitliche Öffnung der Antenne im allgemeinen größer als der zwischen zwei benachbarten Halbgeraden der Karte vorgesehene Winkelabstand ist, eine Redundanz. Diese Redundanz kann ausgenutzt werden, indem die Folgen von Zeit-Abtastwerten verschachtelt werden und indem eine Korrelation für die Folgen der erhaltenen, resultierenden Frequenz-Abtastwerte ausgeführt wird; diese digitalen Verarbeitungen, die übrigens an sich bekannt sind, bleiben ebenfalls im Rahmen der Erfindung.
Was die Linearität der Frequenz bei der Sendung des Sägezähns durch den Radar betrifft, wird bemerkt, daß diese Linearität gesucht ist, tun die Erfindung auszuführen, daß es jedoch nicht notwendig ist, sie streng zu erhalten. Es ist nämlich ausreichend, ein angenähert lineares, bekanntes Gesetz der zeitlichen Abhängigkeit der Frequenz zu erhalten, dessen Verzerrungen, die im voraus definiert oder in einer internen Verzögerungsleitung gemessen werden, durch die Stufen des Bordrechners berücksichtigt sind.

Claims

1. Radioelektrischer Sensor (1), der mit einem Träger (3) und einer Sende/Empfangsantenne (2) versehen ist, für die Herstellung einer radioelektrischen Karte einer Landschaft nach einer Erfassung der Dauer TM, wobei die Antenne (2), die am Träger (3) des Sensors starr befestigt ist, vom Typ mit seitlicher Strahlschwenkung um den Winkel αd ist, wobei die Strahlung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz F hervorgerufen wird, wobei der Sensor (1), der bei einer Frequenz im Bereich von 1 bis 100 GHz arbeitet, vom Typ mit frequenzmodulierter kontinuierlicher Welle ist und hierzu versehen ist mit einem Spannungsrampen-Generator (11), der einen Generator (12) für Höchstfrequenzsignale steuert, welche die Frequenz F besitzen und während der einer Frequenzauswanderung ΔF entsprechenden Dauer TM gemäß einem Sägezahn annähernd linear frequenzmoduliert sind, wobei TM und ΔF fest und vorgegeben sind, sowie mit Mitteln (15), um eine Interferenz zwischen der ausgesandten Welle und der als Echo empfangenen Welle auszuführen, um ein subtraktives Interferenzsignal Fb mit der Frequenz fb zu erzeugen, wobei der Sender außerdem ausgangsseitig zu den Interferenzmitteln enthält:

a - eine analoge Signalverarbeitungsschaltung (17), die Mittel für die Verstärkung (18) und die Filterung (19, 21) des Signals Fb enthält, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem für die Herstellung der radioelektrischen Karte in Polarkoordinaten enthalt:

b - Mittel für die Digitalisierung wenigstens des verstärkten und gefilterten Signals Fb (22),

c - einen Speicher für Zeit-Abtastwerte (28), der wenigstens die q Abtastwerte des Signals Fb enthält, die während der Dauer TM abgegriffen werden,

d - einen Speicher von Frequenz-Abtastwerten (33) der radioelektrischen Karte und

e - digitale Verarbeitungsmittel (31), die an den Folgen SU von aufeinanderfolgenden Zeit-Abtastwerten, die mit einer leichten Verzögerung in bezug auf die Dauer TM im Speicher für Zeit-Abtastwerte (28) abgegriffen werden, wenigstens eine Zeit-Frequenz- Transformation ausführen, wobei jede Folge SU einer Änderung Δαdc der seitlichen Strahlschwenkung entspricht, die gleich der seitlichen Öffnung θd von 1º bis 2º des Strahlungsbündels entspricht, wobei die Folgen SU mit der Anzahl p, die typischerweise im Bereich von 20 bis 50 liegt, eine Anzahl n von Abtastwerten enthalten, wobei n typischerweise im Bereich von 200 bis 300 liegt, und zum Frequenz-Abtastwert-Speicher (33) Folgen SV von Frequenz-Abtastwerten in dem Verhältnis liefern, in dem jeder Folge SU eine Folge SV entspricht, wobei die Amplitude eines jeden Frequenz-Abtastwertes einen Punkt der Landschaft darstellt und wobei seine Adresse die Polarkoordinaten dieses Landschaftspunktes darstellt, derart, daß jede Folge SV wenigstens zum Teil einen radialen Teil der Karte bildet.

2. Radioelektrischer Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Träger (3) am Boden oder an einem festen Gebäude befestigt ist.

3. Radioelektrischer Sensor, der in einem mit einem Trägheitsnavigationssystem versehenen Flugzeug angebracht ist, gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Träger (3) eine mit dem Flugzeug verbundene, stabilisierte Plattform ist, deren Stabilisierung anhand des Trägheitsnavigationssystems des Flugzeugs oder aber anhand einer Gruppe von an der Plattform angebrachten Gyroskopen erhalten wird.

4. Radioelektrischer Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Träger (3) am Flugzeug starr befestigt ist.

5. Radioelektrischer Sensor, der in einem Flugzeug angebracht ist, gemäß einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Folgen SU in der Anzahl p benachbart sind und jeweils dieselbe Anzahl von Abtastwerten während der Dauer TM enthalten, so daß die Gleichheit pn = q erfüllt ist und die Ordnungszahl i (i läuft von 1 bis p) einer jeden Folge SU die Adresse der Halbgeraden ist, die von der Folge SV gebildet ist, die aus jeder betrachteten Folge SU abgeleitet wird.

6. Radioelektrischer Sensor, der in einem mit einem Trägheitsnavigationssystem versehenen Flugzeug angebracht ist, gemäß der Gesamtheit der Ansprüche 1, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Verarbeitungsmittel (31) die Anzahl n berechnen, so daß sie zum Wert αdmax - θ&sub1; ist, wobei θ&sub1; der Wert des Gierwinkels ist, der als algebraischer Wert während der Dauer TM gezählt wird.

7. Radioelektrischer Sensor, der in einem mit einem Trägheitsnavigationssystem versehenen Flugzeug angebracht ist, gemäß der Gesamtheit der Ansprüche 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalisierungsmittel (22) das vom Spannungsrampen-Generator (11) ausgesandte Signal SG abtasten, wobei die Abtastwerte des Signals SO in dem Zeit-Abtastwert-Speicher (28) gespeichert sind, und daß die Verarbeitungsmittel (31) den Anfang einer jeden Folge SU unter Berücksichtigung eines Abtastwertes des Signals SO und gegebenenfalls eines dem Gierwinkel θ&sub1; zugehörigen Wertes berechnen.

8. Radioelektrischer Sensor gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne mit seitiicher Strahlschwenkung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz (2) eine Streuleitung ist, die von einem auf sich selbst zurückgebogenen Wellenleiter (46) gebildet ist und Strahlungsquellen (48) enthält, die voneinander durch eine ungerade Anzahl von Halbwellenlängen getrennt sind, wobei die Quellen in einer Reihe angeordnet sind und in einem Trichter in Form eines Zweiflachs (45) strahlen.

9. Radioelektrischer Sensor gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, in dem die Antenne mit seitlicher Strahlschwenkung durch Auswanderung der ausgesandten Frequenz eine Streuleitung ist, die mit einer Technologie der bedruckten Substrate verwirklicht ist.