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Die Erfindung bezieht sich auf einen DC-AC-Wandler, insbesondere eine
Brückenschaltung für Gasentladungslampen mit einer integrierten Schaltung mit
Anschlußklemmen zum Anlegen einer hohen Gleichspannung und einer niedrigen
Gleichspannung, mit einem ersten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Eiektrode,
dessen Drain-Elektrode mit einer ersten Anschlußklemme verbunden ist, und mit einem
zweiten Feldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode, dessen Source-Elektrode mit
der zweiten Anschlußklemme verbunden ist, wobei die Source-Elektrode des ersten
Feldeffekttransistors und die Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors beide mit
einer Ausgangsklemme verbunden sind, wobei weiterhin ein Steuerkreis vorgesehen ist,
mit dessen Hilfe der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffektransistors ein wechselndes
Steuersignal und in invertierter Form der Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors
zugeführt werden kann, wodurch der erste und der zweite Feldeffektransistor
gegenphasig in den leitenden und gesperrten Zustand gesteuert werden können, wobei dieser
Steuerkreis eine Umkehrstufe aufweist mit einem dritten Feldeffekttransistor mit
isolierter Gate-Elektrode, dessen Source-Elektrode mit der zweiten Anschlußklemme,
dessen Gate-Elektrode mit der Gate-Eiektrode des zweiten Feldeffekttransistors und
dessen Drain-Elektrode mit einem Belastungselement und mit der Gate-Elektrode des
ersten Feldeffekttransistors gekoppelt sind.
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Ein derartiger Wandler ist u.a. aus dem Artikel "A versatile 250/300-V
IC Process for Analogue and Switching Applications" von A.W. Ludikhuize,
veröffentlicht in IEEE Transactions on Electron Devices, Heft ED-33 Nr. 12, Dezember
1986, Seiten 2008/2015 bekannt.
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Bekanntlich können die Stabilität und die Ausbeute von
Gasentladungslampen, wie diese beispielsweise unter dem Namen SL und PL erhältlich sind,
wesentlich verbessert werden, wenn sie mit einer AC-Spannung betrieben werden, deren
Frequenz viel höher ist als die der Netzspannung, beispielsweise mit einer Frequenz
zwischen 1 und 100 kHz. Die Brückenschaltung dient dazu, eine Gleichspannung, die
mittels einer Gleichrichterschaltung dem Speisenetz entnommen werden kann, in diese
HF-AC-Spannung umzuwandeln. Im Grunde besteht diese Brückenschaltung aus zwei
zwischen einer hohen und einer niedrigen Speisespannung reihengesehalteten Schaltern,
die gegenphasig (im Gegentakt) betrieben werden und die Ausgangsklemme
abwechselnd mit einer hohen und einer niedrigen Speisespannung verbinden. In dem Fall, daß
es zwischen der positiven und negativen Speisung nur einen einzigen Zweig von
Schaltern gibt, wird die andere Seite der Enfladungslampe auf einem Gleichstrompegel
in der Mitte zwischen der positiven und negativen Speisung gehalten. Diese Ausbildung,
die sog. halbe Brückenschaltung, ist die einfachste Form und macht die halbe
Speisespannung für die Lampe verfügbar. Die andere Ausführungsform, wie beispielsweise in
Fig. 14 der obengenannten Veröffentlichung dargestellt, umfaßt zwei Zweigen von
Schaltern, wobei der untere Schalter des einen Zweiges mit dem oberen Schalter des
anderen Zweiges gleichzeitig ein- und ausgeschaltet wird. Diese sog. ganze Brücke, die
was den Bau sowie die Wirkungsweise anbelangt, verwickelter ist als die halbe Brücke,
macht die ganze Speisespannung für die Lampe verfügbar. Aus der nachfolgenden
beschreibung dürfte es ohne Weiteres einleuchten, daß die Erfindung in ganzen
Brückenschaltungen sowie in halben Brückensehaltungen anwendbar ist.
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In der in der obengenannten Veröffentlichung beschriebenen ganzen
Brückenschaltung werden die Schalter durch n-leitende MOS-Transistoren eines nahezu
identischen Baus gebildet. Die Source-Elektrode des einen Transistors (T2/T4) und die
Drain-Elektrode des anderen Transistors (T1/T3) sind mit der negativen (0V) bzw.
positiven Speisung verbunden. Die anderen Source- und Drain-Elektroden sind beide
mit der Ausgangsklemme (1/O2) verbunden. Der Umkehrtransistor (T5/T6) wird
ebenfalls durch einen n-leitenden MOS-Transistor gebildet, dessen Source-Elektrode mit
der negativen Speisung (0V) verbunden ist. Dadurch, daß der Gate- oder
Steuerelektrode des Umkehrtransistors eine positive Spannung zugeführt wird, wird dieser
Transistor leitend und die Steuerelektrode des genannten anderen Transistors (T1/T3)
wird mit der niedrigen Speisespannung (Erde) verbunden. Dieser Transistor ist dann
gesperrt. Das positive Steuersignal wird auch der Steuerelektrode des genannten einen
Transistors (T2/T4) zugeführt, der dann leitend ist. Die Ausgangsklemme befindet sich
dann auf dem niedrigen Pegel. In der anderen Situation, in der den Steuerelektroden des
Umkehrtransistors und des einen Transistors (T2/T4) ein niedriges Steuersignal
zugeführt wird, so daß diese Transistoren gesperrt sind, soll das Steuersignal nicht nur
invertiert werden, sondern muß auch der Spannungspegel verschoben werden, damit
gewährleistet ist, daß die Spannung zwischen der Steuerelektrode und der Source-
Elektrode des Transistors (T1, T3) höher bleibt als die Schwellenspannung. Diese
Pegelverschiebung wird mit Hilfe einer sog. Bootstrapschaltung zwischen der
Ausgangsklemme (O1/O2) und der Steuerelektrode des Transistors (T1/T3) und mit Hilfe der
Gleichrichterdioden erhalten, wodurch eine Steuerspannung erhalten werden kann, die
um fast 15 Volt über der Speisespannung liegt.
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Die Bootstrapschaltung weist eine 15 V Hilfsspannung auf, eine Diode,
einen Kondensator und einen Widerstand. Dieser Widerstand von beispielsweise 5
kOhm hat eine doppelte Aufgabe. An erster Stelle dient er dazu, wenn der
Umkehrtransistor leitend ist, und folglich ein Strom durch die Umkehrschaltung fließt, eine
Spannung an der Bootstrapkapazität zu ermöglichen. Ein zweiter Effekt dieses
Widerstandes ist, daß zusammen mit der Streukapazität der Steuerelektrode von T1/T3 eine
RC-Zeit gebildet wird, die beim Leitend werden von T1/T3 eine Verzögerung
verursacht, wodurch vermieden wird, daß in jedem Zweig die beiden Schalter gleichzeitig
leitend sind. Aus diesem letzteren Grund ist aus die Steuerelektrode von T2/T4 mit
einem Widerstand verbunden und ist über diesen Widerstand eine Diode geschaltet, so
daß das Sperren von T2/T4 schnell vor sich geht.
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Bei versuchen mit der obenstehend beschriebenen Brückenschaltung hat es
sich herausgestellt, daß der Stromverbrauch und die Verlustleistung in der
Umkehrschaltung ziemlich hoch ist, wenn der Einfachheit halber die 15 V Hilfsspannung über
einen Widerstand der hohen Gleichspannung entnommen wird, wodurch die Temperatur
der Schaltungsanordnung auf einen unerwünscht hohen Pegel ansteigen kann.
Erniedrigung der Temperatur durch eine bessere Kühlung ist aus Kostengründen meistens nicht
möglich. Verringerung der Verlusfleistung mittels eines höheren Lastwiderstandes - in
der genannten Brückenschaltung 5 kOhm - ist wegen der damit einhergehenden höheren
RC-Zeiten nicht gut möglich, wodurch der mit der positiven Speisespannung verbundene
Transistor wieder zu spät leitend werden würde.
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Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine ganze oder eine halbe
Brückenschaltung der eingangs beschriebenen Art zu schaffen mit einer niedrigeren
Verlustleistung als die bekannte Schaltungsanordnung, dies unter Beibehaltung der einwandfreien
Qualitäten der bekannten Schaltungsanordnung.
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Ein erfindungsgemäßer DC-AC-Wandler weist dazu das Kennzeichen auf,
daß in der Stromstrecke der Umkehrstufe zwischen dem Lastelement und dem dritten
Feldeffekttransistor ein Schalter in Form eines vierten Transistors vorgesehen ist, der
gegenüber dem ersten, dem zweiten und dem dritten Feldeffekttransistor vom
komplementären Typ ist und eine Steuerelektrode aufweist, die mit einem Punkt der
Schaltungsanordnung verbunden ist, wobei im Betrieb der Steuerelektrode eine derartige
Spannung zugeführt wird, daß in dem Zustand, in dem der zweite und der dritte
Feldeffekttransistor leitend sind, der vierte Transistor nicht oder wenigstens nahezu
nicht leitend ist, und daß in dem anderen Zustand, in dem der zweite und der dritte
Feldeffekttransistor nicht leitend sind, der vierte Transistor leitend ist.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß zum Schalten eines
Transistors die Spannung zwischen der Steuerelektrode (Gate) und der Zufuhrelektrode
(Source) wesentlich ist, und daß bei konstanter Steuerspannung der Transistor leitend
und gesperrt werden kann, indem das Potential der Zufuhrelektrode (Emitter) geändert
wird. Für einen Schalter in Form eines Transistors vom komplementaren Typ sind die
Spannungsänderungen an der Source-Elektrode derart, daß dieser Transistor zu den
gewünschten Zeitpunkten leitend und gesperrt wird, ohne daß ein zusätzliches
Steuersignal angelegt werden muß. Dadurch, daß in der Stromstrecke der Umkehrstufe
entweder der dritte Feldeffekttransistor oder der vierte Transistor gesperrt ist, wird die
Verlusfleistung im Betrieb wesentlich beschränkt.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 den Schaltplan einer bekannten halben Brückenschaltung,
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Fig. 2 einen Schnitt durch einen Hochspannungstransistor zum Gebrauch
in der Brückenschaltung nach Fig. 1,
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Fig. 3 den Schaltplan der erfindungsgemäßen halben Brückenschaltung,
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Fig. 4 einen Schnitt durch ein erstes Ausführungsbeispiel des Schalters
T4 nach Fig. 3,
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Fig. 5 einen Schnitt durch ein erstes Ausführungsbeispiel des Schalters
T5 nach Fig. 3,
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Fig. 6 eine Draufsicht einer weiteren Ausführungsform des Transistors
T4 oder T5 nach Fig. 3.
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Fig. 1 zeigt eine Brückenschaltung, wie diese in dem bereits genannten
Artikel "A Versatile 250/300-V IC Process for Analogue and Switching Applications"
von A.W. Ludikhuize, veröffentlicht in I.E.E.E. Transactions on Electron Devices,
Heft ED-33 Nr. 12, Dezember 1986, Seiten 2008/2015 beschrieben ist. Fig. 1 zeigt nur
eine halbe Brücke, es dürfte aber einleuchten, daß die Schaltungsanordnung nach Fig. 1
durch Verdoppelung leicht zu einer ganzen Brücke ausgebaut werden kann, wie in Fig.
14 der genannten veröffentlichung.
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Die Schaltungsanordnung kann wenigstens zum großen teil in einer
integrierten Schaltung untergebracht sein und weist zwei Anschlußklemmen 1 und 2 auf
zum Anlegen einer hohen bzw. niedrigen Gleichspannung, in der Zeichnung durch V+
bzw. V- bezeichnet. Die Spannung V- ist beispielsweise Erdpotential; V+ liegt
beispielsweise zwischen 100 und 400 V. Diese Gleichspannung kann auf an sich
bekannte Art und Weise mit einer in der Zeichnung nicht dargestellten
Gleichrichterschaltung dem Versorgungsnetz entnommen werden. Die Schaltungsanordnung weist
zwei Feldeffekttransistoren T1 und T2 auf, die zwischen den Klemmen 1 und 2 in Reihe
geschaltet sind und wobei der gemeinsame Knotenpunkt mit einer Ausgangsklemme 3
verbunden ist. In dem betreffenden Ausführungsbeispiel, in dem beispielsweise die
Transistoren T1 und T2 n-leitend sind, sind die Drain-Elektrode von T1 mit der
Klemme 1 und die Source-Elektrode von T2 mit der Klemme 2 verbunden, während die
Source-Elektrode von T1 und die Drain-Elektrode von T2 mit der Ausgangsklemme 3
verbunden sind.
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Im Betrieb werden die Transistoren T1 und T2 gegenphasig leitend und
gesperrt, wodurch die Klemme 3 wechselweise mit V+ und V- verbunden wird. Dazu
ist eine Steuerschaltung vorgesehen, die Mittel 4 aufweist zum Anlegen eines
Steuersignals S an die Gate-Elektrode von T2. In dem dargestellten Beispiel werden diese Mittel
durch eine Anschlußklemme 4 dargestellt, über die ein außerhalb erzeugtes Steuersignal
S zugeführt werden kann. Es dürfte jedoch einleuchten, daß das Signal S auch in einem
anderen teil der integrierten Schaltung selbst erzeugt werden kann. Die Steuerschaltung
umfaßt weiterhin eine Umkehrstufe mit einem Feldeffektansistor T3 als
Umkehrtransistor und mit dem Widerstand R1 als Lastwiderstand, mit dessen Hilfe das Signal S
invertiert der Gate-Elektrode von T1 zugeführt werden kann.
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In der oben beschriebene Ausführungsform mit identischen Transistoren
T1 und T2 ist die Steuerschaltung außerdem mit einem Spannungspegelschieber
versehen, mit dessen Hilfe der Gate-Elektrode von T1 eine ausreichend hohe Spannung
über der Schwellenspannung zugeführt werden kann. Der Spannungsschieber weist einen
Kondensator C auf, dessen eine Platte mit dem Ausgang 3 und dessen andere Platte
über den Gleichrichter D mit dem Knotenpunkt 5 verbunden ist. Mittels des
Widerstandes R2 und der Zener-Diode 6, die zwischen den Klemmen 1 und 2 in Reihe
geschaltet sind, kann dem Knotenpunkt 5 ein konstantes Potential von beispielsweise 15
V zugeführt werden.
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Die Schaltungsanordnung weist weiterhin drei Zener-Dioden 7 als
Spannungsbegrenzer auf, die jedoch für die Erfindung nicht weiter von Bedeutung sind
und die deswegen nicht weiter beschrieben werden. Zwischen der Klemme 4 und der
Gate-Elektrode von T2 sind ein Widerstand R3 und eine Diode D2 vorgesehen, deren
Aufgabe untenstehend noch näher erläutert wird. Die induktive Belastung mit einer
Gasenfladungslampe ist durch die Induktivität L bezeichnet.
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Fig. 2 zeigt einen Schnitt durch den Transistor T1 oder T2 oder durch
einen Teil desselben. Die Schaltungsanordnung ist in einem D-MOS (Double diffused
MOS)-Verfahren ausgebildet mit einem p-leitenden Si-Substrat 8 und einer darauf
angewachsenen n-leitenden Epitaxialschicht 9. Der Transistor T1/T2 ist in einer Insel in
der Epitaxialschicht angebracht, die durch die tiefe p-leitende Inselisolierung 10 lateral
begrenzt wird. Die Transistoren T1/T2 sind vertikale DMOSTen mit einem durch n-
leitende Oberflächenwnen 11 gebildeten Source-Gebiet und einem an der Grenzfläche
zwischen der Epitaxialschicht 9 und dem Substrat 8 liegenden Drain-Zone in Form einer
n-leitenden vergrabenen Schicht, die an der Seite des Transistors über die tiefe n-
leitende Kontaktzone 13 mit der Drain-Elektrode 14 verbunden ist. Die n-leitenden
Source-Zonen 11 sind in p-leitenden Oberflächenzonen 15 angebracht (diffundiert), die
wenigstens teilweise durch dieselbe Maske wie die Zonen 11 aber in größerer Tiefe als
die Zonen 11 in der Epitaxialschicht 9 diffundiert sind. Die schmalen Gebiet 16 in den
Zonen 15, die zwischen den Source-Zonen 11 und der Epitaxialschicht 9 liegen, bilden
die Kanalgebiete des Transistors. Die n-leitenden Zonen 11 und die p-leitenden Zonen
15 sind durch die Source-Elektrode 17 kurzgeschlossen. Über den Kanalgebieten 16 ist
die Gate-Elektrode 18 vorgesehen, die sich bis über das Triftgebiet zwischen den Zonen
15 erstreckt, in dem die Elektronen in vertikaler Richtung zu der vergrabenen Zone 12
triften. Die p-leitenden Zonen 15 sind außerdem an der vom Kanalgebiet 16
abgewandten Seite mit einer schwachdotierten p-leitenden Zone 19 versehen, die, wie in der
genannten Veröffentlichung beschrieben, dazu dient, die Durchbruchspannung zu
erhöhen. Eine derartige Zone ist auch bei der Inselisolierung 10 vorgesehen. Die
Oberfläche des Halbleiterkörpers ist mit einer Oxidschicht 20 bedeckt, die über den
Kanalgebieten 16 dünn (20a) ist, (eine Dicke von etwa 0,1 um) und die über den
umgebenden Teilen dick (20b) ist, (eine Dicke von etwa 0,8 und 3 um). Die Schaltung
läßt sich auf bekannte Weise herstellen, wobei die Zonen 11,15 auf selbstregistrierende
Weise gegenüber dem Gate 18, meistens aus polykristallinem Silizium, angebracht
werden. Die Kontakte 14, 17 können aus einem geeigneten Metall, beispielsweise Al
sein.
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Es sei bemerkt, daß der PN-Übergang zwischen den p-leitenden Zonen 15
und der n-leitenden Epitaxialschicht 9 Parasitär-Dioden bilden, die im Betrieb in der
Vorwärtsrichtung vorgespannt werden können. In Fig. 1 sind diese Dioden durch
gestrichelte Linien dargestellt.
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Der Transistor T3 kann auch durch einen ähnlichen vertikalen DMOST
gebildet werden, kann aber auch, wie in der Veröffentlichung beschrieben, durch einen
lateralen D-MOST gebildet werden. Ein derartiger D-MOST unterscheidet sich im
wesentlichen von der in Fig. 2 dargestellten Konfiguration darin, daß die Drain neben
dem Kanalgebiet liegt, wodurch der Strom hauptsächlich in lateraler Richtung fließt.
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Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung ist im Grunde wie folgt:
Wenn das Signal S hoch ist, sind die Transistoren T2 und T3 leitend und der Transistor
T1 ist gesperrt. Es fließt dann ein Strom über die induktive Last L und über T2 zu V-.
Der Knotenpunkt 3 oder die Ausgangsklemme 3 ist niedrig, wodurch die Kapazität C
über die Diode D bis etwa 15 V aufgeladen wird. Wenn das Steuersignal S niedrig
wird, werden (über die Diode D2) T2 und T3 gesperrt. Die Induktivität L läßt dann die
Spannung am Ausgang 3 sehr schnell ansteigen, wodurch die parasitäre Diode von T1
vorübergehend in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden kann. Gleichzeitig steigt die
Spannung am Knotenpunkt 21 und kann, durch den Gleichrichter D einen Wert über
V+, und zwar V+ + 15V erreichen. Diese hohe Spannung wird über R1 zu der Gate-
Elektrode von T1 weitergeleitet. Bevor der Strom in L seine Richtung umkehrt muß T1
über R1 und die Eingangskapazität des Gates von T1 leitend sein, so daß R1 einen nicht
zu hohen Wert haben darf. Andererseits darf der Wert von R1 nicht zu niedrig sein, da
dieser Widerstand ebenso wie R3 dafür sorgt, daß T1 und T2 nicht gleichzeitig leitend
sind.Wenn T1 ieitend ist, steigt der Strom durch die Belastung L in umgekehrter
Richtung. Wird nun mittels des Steuersignals S, T1 gesperrt und T2 leitend, so sinkt
durch die induktive Belastung das Potential am Ausgang 3, wodurch die innere Diode
von T2 leitend wird. Durch die RC-Zeit der Gate-Elektrode von T2 verzögert wird T2
leitend gemacht, wodurch der Strom durch L wieder sein Richtung umkehrt.
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In praktischen Ausführungsformen der obenstehend beschriebenen
Schaltungsanordnung hat es sich herausgestellt, daß die Verlustleistung relativ hoch ist.
Der Erfindung liegt u.a. die Erkenntnis zugrunde, daß diese hohe Verlustleistung durch
den Verluststrom durch R2 und die Umkehrstufe D, R1, T3 verursacht wird, wenn T3
leitend ist.
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Fig. 3 zeigt dasselbe Schaltbild wie Fig. 1, nun aber mit Mitteln zur
Verringerung der Verlustleistung in der Umkehrstufe R1, T3. Diese Mittel weisen im
wesentlichen einen vierten Transistor T4 oder T5 auf, dessen Source-Elektrode und
Drain-Elektrode (oder Source-Drain-Gebiet) in der Stromstrecke der Umkehrstufe D,
R1, T3 vorgesehen sind, und wobei die Gate-Elektrode (Basis) mit einem Punkt der
Schaltungsanordnung verbunden ist, der im Betrieb ein festes Potential hat. Der
Transistor T4 oder T5 ist vom komplementären Typ gegenüber T3, im vorliegenden
Ausführungsbeispiel daher p-leitend.
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Es sei bemerkt, daß in Fig. 3 zwei verschiedene
Ausführungsmöglichkeiten dargestellt sind, eine mit T4 mit vollen Linien dargestellt, die andere mit T5 mit
gestrichelten Linien dargestellt. Die Ausführungsform mit T4 ist verwendbar bei
Gebrauch eines Feldeffekttransistors vom Anreicherungstyp, die Ausführungsform mit
T5 bei Gebrauch eines Feldeffekttransistors vom Verarmungstyp.
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In dem ersten Fall, in dem der Transistor T4 verwendet wird, ist die
Gate-Elektrode mit der niedrigen Speisespannung, daher mit der Klemme 2 verbunden.
Eine mögliche Ausführungsform des Transistors, in der anhand der Fig. 2
beschriebenen Technologie herstellbar sein muß, ist in Fig. 4 dargestellt. Der Transistor ist in
einer Insel 25 der Epitaxialschicht vorgesehen, wobei diese Insel lateral wieder durch
tiefe p-leitende Zonen 10 isoliert ist. Die Source- und Drain-Zone sind wegen der hohen
Arbeitsspannung mit reduzierten Dotierungsgradienten (Englisch: graded) ausgebildet.
Die Source-Zone umfaßt eine hochdotierte p-leitende Oberflächenwne 26a, die
gleichzeitig mit der Zone 15 der Transistoren T1/T2 gebildet werden kann, und eine
hochohmige Erweiterung 26b, die gleichzeitig mit der hochohmigen Zone 19 (Fig. 2)
gebildet werden kann. Die Source-Kontaktelektrode 27 ist außer mit der Source-
Elektrode 26 auch mit der Insel 25 verbunden, und zwar über die n-leitende
Kontaktzone 28 und mit dem Knotenpunkt 21 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 3. Die
Drain-Zone entspricht nahezu der Source und weist eine hochdotierte Zone 29a auf
sowie eine niedrigdotierte Erweiterung 29b und einen Drain-Kontakt 30, der mit dem
Widerstand R1 verbunden ist. Außerhalb der Drain-Zone ist ein Kanalunterbrecher 28A
in Form einer n&spplus;leitenden Obefflächenzone vorgesehen. Die Gate-Elektrode 31,
beispielsweise aus Al, ist auf einem Gate-Oxid 32 vorgesehen, das gleichzeitig mit dem
feld-Oxid 20b hergestellt werden kann und das eine Dicke von beispielsweise 3 um hat.
In spezifischen Ausführungsformen liegt die Schwellenspannung von T4 zwischen 30
und 50 V.
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Wenn im Betrieb T3 (und daher auch T2) leitend wird, sinken die
Potentiale des Ausgangs 3, der Gate-Elektrode von T1 und auf beiden Seiten des
Widerstandes R1 auf einen niedrigen Wert. Die Spannung zwischen der Source-
Elektrode von T4 und der Gate-Elektrode beträgt dann höchstens etwa 15 V, was bei
einer Schwellenspannung von 50 V zu niedrig ist um den Transistor T4 in den leitenden
Zustand zu bringen. Der Transistor T4 ist in diesem Zustand daher nicht leitend. Die
Umkehrstufe D, R1, T3 wird nun stromlos, oder wenigstens nahezu stromlos, wodurch
die Verlustleistung im Vergleich zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sehr stark
reduziert wird. Wenn T3 und T2 ausgeschaltet werden, steigt, wie anhand der Fig. 1
beschrieben, das Potential an der Ausgangsklemme 3 sehr schnell. Über die Kapazität C
steigt das Potential an der Source-Elektrode von T4 auf den Wert V+ + 15 V, daher
auf einen Wert, der wesentlich höher ist als die Schwellenspannung von T4. Der
Transistor T4 wird leitend, wodurch die genannte hohe Spannung, durch R1 verzögert,
zu der Gate-Elektrode von T1 weitergeleitet wird.
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Fig. 5 zeigt schematisch im Schnitt eine Ausführungsform des Transistors
T5. Dieser Transistor unterscheidet sich insbesondere von T4 darin, daß in dem
Kanalgebiet des Transistors eine p-leitende Implantierung 35 durchgeführt worden ist,
wodurch bereits bei einer Source-Spannung von 0 V in dem Transistor Leitung auftritt.
Für diese Implantierung kann wieder der Implantierungsschritt, erforderlich für die
Zonen 19 in Fig. 2, benutzt werden. Die Gate-Elektrode 36, ebenso wie in Fig. 4 auf 3
im dickem Gate-Oxid 32 vorgesehen, ist mit der Klemme 1 verbunden, der die hohe
Spannung zugeführt wird. Damit die Schwellenspannung auf einen günstigen Wert
erhöht wird ist die Insel 25 nicht mit der Source-Elektrode 26, sondern,
gewünschtenfalls über einen Widerstand 37 und eine n-leitende Kontaktzone 38 mit der Gate-
Elektrode 36 verbunden, wodurch im Betrieb die Insel 25 in ihrem Potential erhöht wird
uns als 20 Gate-Elektrode (Englisch: back gate) des Transistors wirksam ist.
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Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung mit T5 entspricht nahezu
der obenstehend beschriebenen Wirkungsweise mit T4. Wenn T3 und T2 leitend sind,
ist das Potential an der Source-Elektrode und der Drain-Elektrode von T5 so niedrig,
daß der Kanal in T5 völlig abgeschnürt ist, wodurch in der Strecke D, T5, R1, T3 kein
Strom fließen kann. Wenn T2 und T3 ausgeschaltet werden, steigt das Potential an der
Ausgangsklemme 3 wieder schnell, wodurch die Source-Zone 26 von T5 auf V+ +
15V steigen kann. Der p-leitende Kanal des Transistors T5 wird wieder leitend,
wodurch die hohe Spannung V+ + 15V zu der Gate-Elektrode von T1 weitergeleitet
werden kann. Weil die Source-Elektrode 26 von T5 im Potential über V+, d.h. das
Potential der n-leitenden Insel 25, hervorgehoben wird, kann der PN-Übergang
zwischen der Zone 26 und der Insel 25 in die Durchlaßrichtung gelangen. Damit dieser
Strom beschräkkt wird, ist der Widerstand 37 in der Stromstrecke der Insel 25 bei V+
erwünscht. Dieser Widerstand kann gewünschtenfalls in derselben Insel wie T5
vorgesehen werden. Ggf. kann das Potential zu der Zone 25 über eine Diode
weitergeleitet werden; das gebiet 38 soll dann p-leitend sein. Der Abstand von den Gebieten 26-
30 soll groß sein und ggf. kann unterhalb der Zone 38 eine vergrabene n&spplus;-Schicht
vorgesehen werden um die parasitäre PNP-Wirkung niedrig zu halten.
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Fig. 6 zeigt in Draufsicht eine weitere Ausführungsform des vierten, den
Strom beschränkenden Feldeffekttransistors. Der Transistor kann vom
Anreicherungstyp, vom Typ T4 also, sein, aber auch vom Verarmungstyp T5. Der Transistor weist
wieder p-leitende Source- und Drain-Zonen 26 bzw. 29 auf mit beispielsweise einer
interdigitalen Form. Die Gate-Elektrode 31 wird durch ein Rechteck gebildet, das die
Finger der Source- und Drain-Zonen und den zwischeniiegenden Kanal völlig bedeckt.
Auf der rechten Seite sind die Source- und Drain-Zone durch ein Gebiet oder eine Zone
40 miteinander verbunden, wobei dieses Gebiet bzw. diese Zone wieder gleichzeitig mit
der hochohmigen p-leitenden Zone 19 und mit den Source-/Drain-Erweiterungen 26a
(Fig. 4) oder mit dem Kanalgebiet 35 (Fig. 5) implantiert werden kann. Das Gebiet 40
ist als Leckwiderstand (Englisch: bleeder) wirksam und weist einen Widerstandswert
von beispielsweise 100 kOhm auf, der höher ist als der Widerstand des Transistors
T4/T5 im leitenden Zustand (0,5 kOhm) aber viel niedriger als der Widerstand von
T4/T5 in gesperrtem Zustand. Durch diesen Widerstand gibt es immer eine
Leckstrecke, so daß wenn die Spule nicht mit Strom geladen sein sollte wenn T2 und T3
gesperrt werden, und auf diese Weise die Spannung an der Ausgangsklemme nicht
ansteigen sollte, dennoch ein Startstrom oder Ladestrom zu der Steuerelektrode von T1
fließen wird. Andererseits ist der Widerstandswert des Widerstandes 40 so hoch, daß
die Verlustleistung in dem Zustand, in dem T3 leitend ist dennoch nahezu
vernachlässigbar ist. Der Widerstand 40 kann selbstverständlich auch auf andere als die
dargestellte Art und Weise ausgebildet werden, und beispielsweise durch die aufgedampfte
polykristalline Siliziumschicht gebildet werden. Der Widerstand 40 kann auch durch ein
äußerliches, d.h. außerhalb der integrierten Schaltung vorhandenes Widerstandselement
gebildet werden.
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Es dürfte einleuchten, daß für den Fachmann viele Abwandlungen
möglich sind. So läßt sich die Verlustleistung auch dadurch verringern, daß statt eines
Feldeffekttransistors T4 ein bipolarer pnp-Transistor verwendet wird, wobei der Strom
vom Emitter zum Kollektor geführt wird und die Basis auf ein geeignet gewähltes festes
Potential gebracht wird.
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Weiterhin kann, gewünschtenfalls, R1 aus Fig. 1 auch in den
Kanalwiderstand des Transistors nach den Fig. 4 und 5 aufgenommen werden.