DE3787838T2 - Schaltungen mit mehreren gesteuerten Verstärkerelementen. - Google Patents

Description

• In manchen elektronischen Anlagen müssen die Verstärkungsregelelemente zweier oder mehrerer Verstärkungsregelschaltungen (AGC-Schaltungen) unterschiedliche Rückkopplungsregelkennlinien aufweisen. Ein Beispiel einer solchen Ausrüstung ist ein über einen erweiterten Bereich automatischer Kabel-Entzerrer. Solche Entzerrer sind gewöhnlich aus zwei Verstärkungsregelstufen in Reihenschaltung aufgebaut. Das ist nötig, weil die Verstärkung von JFET-Bausteinen, die typischerweise in den AGC-Schaltungen der Verstärkerstufen als Verstärkungsregelelemente mit variablem Widerstand eingesetzt werden, nur über einen unzulänglichen Bereich einigermaßen linear verläuft. Solche Anordnungen mehrerer Stufen in Reihe sind z. B. beschrieben in den U.S.-Patentschriften 3.824.501 und 3.652.952.
• Ein Problem der existierenden Entzerrer besteht darin, daß sich die JFET-Regelelemente mit variablem Widerstand in den AGC-Schaltungen nicht ohne weiteres zusammen mit den übrigen aktiven Schaltungskomponenten in einen einzigen Baustein integrieren lassen, da sie unterschiedliche Verarbeitungsschritte während der Herstellung erfordern. Ihre Ausführung als diskrete Bauteile außerhalb des Bausteins steigert beträchtlich die Größe und Kosten des Entzerrers und setzt auch die Genauigkeit der Entzerrung herab wegen der verminderten Korrelation zwischen Parametern, die einen Einfluß auf die Verstärkung ausüben.
• Ein weiteres Problem der existierenden Entzerrer besteht darin, daß sogar wenn alle aktiven Bauteile integriert wären, es dennoch nötig wäre, eine relativ hohe Zahl von außerhalb des Bausteins befindlichen Kondensatoren anzuschließen, die in ihrem Wert zu groß sind, als daß sie ohne weiteres auf dem Schaltkreis- Baustein integriert werden könnten. Der Anschluß dieser Kondensatoren bedingt, daß der Schaltkreis-Baustein mit einer größeren Zahl von Verbindungsstiften im Gehäuse versehen wird und trägt auf diese Weise auch zu Größe, Komplexität und Kosten des Entzerrers bei.
• Mit der Erfindung wird eine Verstärkungsregelvorrichtung gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
• Die Erfindung wird verkörpert durch eine integrierbare Schaltung, die problemlos in CMOS-Technik ausgeführt werden kann und aus zwei oder mehr Schaltungen variabler Verstärkung besteht, wobei jede ein Verstärkungsregelelement mit variablem Widerstand in Form eines MOSFET beinhaltet. MOSFETs mit Stromleitungskanälen beider Leitfähigkeitstypen werden eingesetzt, um Vorteile bezüglich der Linearität zu erzielen. Einem Schema entsprechend, das die Regelung aller Schaltungen variabler Verstärkung mit einer einzigen Regelschleife erlaubt, werden den MOSFETs Rückkopplungsregelspannungen zugeführt.
• Die Erfindung wird nachfolgend beschrieben unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen. Es zeigen:
• Fig. 1 teilweise in Blockform das Schaltbild eines automatischen Kabel-Entzerrers;
• Fig. 2 das Schaltbild eines Beispiels für einen Spitzendetektor und ein Tiefpaßfilter aus dem Entzerrer von Fig. 1;
• Fig. 3 das Schaltbild einer Anordnung, die als pegelverschiebender Inverter in einer Rückkopplungsregelschleife der Schaltung von Fig. 1 dienen kann;
• Fig. 4 das Schaltbild eines Beispiels für ein kontinuierlich variables Verstärkungsregel-Widerstandsnetzwerk aus der Schaltung von Fig. 1; und
• Fig. 5 graphisch die Steuerspannungen, die im Beispiel des Entzerrers in Fig. 1 aus der Grundsteuerspannung VH1 abgeleitet werden.
• In einer Verstärkungsregelschaltung, die die Erfindung verkörpert, können die variablen Widerstandselemente durch Steuersignale aus einer einzigen Rückkopplungsschleife geregelt werden. Obwohl die Schleife in ihrem Regelnetzwerk nur einen einzigen Ausgangspegel-Detektor und ein einziges Tiefpaßfilter aus Kondensatoren hohen Wertes enthält, ist sie dennoch in der Lage, die geeigneten Steuersignale für die Veränderung der Verstärkungen der variablen Widerstands-Verstärkungsregelemente in der richtigen Reihenfolge zu erzeugen; d. h. innerhalb eines gegebenen Teils des Signalamplitudenbereiches jeweils nur für einen gewissen Anteil der Verstärkung eine Veränderung zuzulassen. Diese Auftrennung der Steuerung kann veranlaßt werden durch geeignete Pegelverschiebungen und Inversionen der Grundsteuerspannung, sowie durch geeignete Wahl der an die P- und N-Kanal-Transistoren gelegten Steuerspannungen. Die Tatsache, daß nur eine einzige Rückkopplungsregelschleife benötigt wird, gestattet eine Verminderung der Zahl von Kondensatoren außerhalb des Bausteins und senkt damit Größe, Komplexität und Kosten der Schaltung.
• Ein Beispiel für eine Vorrichtung, die die Erfindung verkörpert, stellt die automatische Entzerrer-Schaltung 10 der Fig. 1 dar. Die Schaltung 10 enthält einen geregelten Abschnitt 12 geradliniger Verstärkung, der mit einem geregelten Signalformabschnitt 14 in Reihe geschaltet ist. Die Verstärkung der beiden Abschnitte 12, 14 wird geregelt von einem Abschnitt 16 mit Rückkopplungsregelschleife. Sie ist komplementär (in CMOS) ausgeführt, wobei alle Transistoren vom Anreicherungs-MOS-Typ sind. Die allgemeine Topologie der Schaltung 10 ist asymmetrisch, wie Fig. 1 zeigt. Zum Einsatz bei Frequenzen bei oder über der Hörbarkeitsgrenze ist jedoch die Schaltung vorzugsweise in symmetrischer Form zu entwerfen. Die Umwandlung einer asymmetrischen Schaltung in eine symmetrische Form kann problemlos von Fachleuten vorgenommen werden. Daher wird die Schaltung 10, um deren Komplexität so gering als möglich zu halten, nicht in vollem Umfang in symmetrischer Form gezeigt. Dennoch sind symmetrische Ausführungen bestimmter Elemente aus Schaltung 10 besonders vorteilhaft und bilden einen Teil der vorliegenden Erfindung. Diese sind in den Zeichnungen getrennt dargestellt und nachher im Einzelnen beschrieben. Da diese später zu beschreibenden Elemente an bestimmte Steuerspannungen gekoppelt sind, treten diese Steuerspannungen in der Schaltung 10 von Fig. 1 in Paaren auf und verdeutlichen so die Tatsache, daß symmetrische Schaltungen Paare von Steuerspannungen erfordern.
• Die Schaltung kann weitere Filter im Übertragungsweg haben (nicht gezeigt), und der Signalformabschnitt 14 kann als Netzwerk geschalteter Kondensatoren ausgebildet sein.
• Im Verstärkungsabschnitt 12, der eine erste AGC-Schaltung bildet, ist eine Seite des Ankoppelwiderstandes 18 an einen Eingangskontakt 20 angeschlossen. Die andere Seite ist mit dem invertierenden Eingangsknoten 22 eines Operationsverstärkers 24 verbunden, der ein Verstärkungsregel-Widerstandsnetzwerk enthält mit einem Widerstand 26 für den Verstärkungsbereich und einem kontinuierlich variablen Widerstand 28 zur Verstärkungsregelung, parallelgeschaltet zwischen seinem Eingangsknoten 22 und seinem Ausgangsknoten 30, die jeweils auf die Steuerspannungen VH1 und VL1 an den Steuerknoten 32 und 33 ansprechen.
• Im Signalformabschnitt 14 ist der Eingangsknoten 36 einer zweiten AGC-Schaltung 34 mit dem Bandpaßknoten 38 eines biquadratischen Filters ("Biquad") 42 verbunden. Das Biquad 42 erhält sein Signal vom Ausgangsknoten 30 des Verstärkungsabschnitts 12 auf der einen Seite eines Ankoppelwiderstandes 44. Die andere Seite des Ankoppelwiderstandes 44 ist mit dem invertierenden Eingangsknoten 46 eines Operationsverstärkers 48 verbunden. Zur lokalen Rückkopplung liegt ein Widerstand 50 mit einem Kondensator 52 in Parallelschaltung zwischen dem Eingangsknoten 46 und einem Ausgangsknoten des Verstärkers 48, der der Bandpaßknoten 38 des Biquads 42 ist. Der Bandpaßknoten 38 ist über einen Inverter 54 und einen Ankoppelwiderstand 56 mit dem Eingangsknoten 58 eines anderen Operationsverstärkers 60 verbunden, dessen Ausgang einen Tiefpaßknoten des Biquad 42 darstellt. Ein Kondensator 62 zur lokalen Rückkopplung liegt zwischen dem Eingangsknoten 58 des Verstärkers 60 und dem Tiefpaßknoten 61. Ebenso liegt ein Rückkopplungswiderstand 64 zwischen dem Eingangsknoten 46 des Verstärkers 48 und dem Tiefpaß-knoten 61.
• Die zweite AGC-Schaltung 34 enthält am Eingangsknoten 36 einen Ankoppelwiderstand 66, der zum Eingangsknoten 68 eines Operationsverstärkers 70 mit dem Ausgangsknoten 72 führt. Als Verstärkungsregel-Widerstandsnetzwerk sind zwischen dem Ausgangsknoten 72 des Verstärkers 70 und einem Summierungsknoten 78 ein den Verstärkungsbereich begrenzender Widerstand 74 und ein kontinuierlich variabler Verstärkungsregelwiderstand 76 gegenseitig parallelgeschaltet, die jeweils auf die Steuerspannungen VH1 und VL1 an den Steuerknoten 99 und 101 ansprechen. Ferner sind als Verstärkungsregel-Widerstandsnetzwerk zwischen dem Eingangsknoten 68 und dem Ausgangsknoten 72 des Verstärkers 70 ein Widerstand 80 zur Wahl des Verstärkungsbereichs und ein kontinuierlich variabler Verstärkungsregelwiderstand 82 gegenseitig parallelgeschaltet, die jeweils auf die Steuerspannungen VH2 und VL2 an den Steuerknoten 107 und 106 ansprechen. Der Tiefpaßknoten 61 des Biquad 42 ist über einen Inverter 83 und einen Widerstand 84 an den Eingangsknoten 68 des Verstärkers 70 und gleichfalls über einen Widerstand 86 für geringe Niederfrequenz-Verstärkung an den Summierungsknoten 78 angeschlossen. Der Summierungsknoten 78 ist ein invertierender Eingangsknoten des addierenden Transimpedanz-Verstärkers 88, wobei zwischen jenen Eingangsknoten 78 und einen Entzerrer-Ausgangsknoten 92 ein Rückkopplungswiderstand 90 geschaltet ist. Der nichtinvertierende Eingangsknoten 94 des Verstärkers 88 ist mit Masse oder einer anderen Bezugsspannung verbunden.
• Im Regelschleifenabschnitt 16 ist der Entzerrerausgangsknoten 92 als Eingangsknoten eines Spitzendetektors 96 geschaltet. Der Ausgangsknoten 97 des Spitzendetektors ist als Eingangsknoten eines Tiefpaß-Filters mit großer Zeitkonstante 98 geschaltet, das im dargestellten Fall mit Phasenumkehr ausgestattet ist. Der Filter-Ausgangsknoten 100 führt die Steuerspannung VH1 und ist direkt mit dem Steuerknoten 101 des Regelwiderstands 76 und dem Steuerknoten 32 des Regelwiderstands 28 der ersten AGC-Schaltung 12 verbunden. Er ist auch als Eingangsknoten eines Inverters 102 geschaltet, dessen Ausgang VL1 an dem anderen Steuerknoten 99 des Regelwiderstands 76, am Steuerknoten 33 der ersten AGC-Schaltung 12, sowie am Eingangsknoten eines Inverters mit Spannungsoffset 104 liegt. Der Ausgang VL2 des Inverters 104 wird an den Steuerknoten 107 gelegt. Bei einem anderen Inverter mit Spannungsoffset 105 ist ein Eingang mit dem Knoten 101 und ein Ausgang VH2 mit dem Steuerknoten 106 des Regelwiderstands 82 verbunden. Die an die positiven Eingänge der drei Inverter 102, 104 und 105 angelegten Spannungen betragen etwa: VREF1 0, VREF2 1/2 VSS und VREF3 1/2 VDD, wobei VDD und VSS jeweils die positive und die negative Versorgungsspannung darstellen.
• Zum besseren Verständnis der Entzerrerschaltung 10 ist es empfehlenswert, das am Eingangskontakt 20 erhaltene Signal zuerst als sehr schwach anzunehmen. In diesem Fall werden der Verstärkungsabschnitt 12 und der Signalformabschnitt 14 auf maximale Verstärkung eingestellt, d. h. der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 28 des Operationsverstärkers 24 und der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 82 der Operationsverstärker 70 sind auf ihrem höchsten Widerstandswert, während der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 76 seinen kleinsten Widerstandswert annimmt. Diese Grenzwerte ergeben sich daraus, daß die Steuerspannung VH1 am Ausgangsknoten 100 des Steuerabschnitts 16 ihren positiven Grenzwert einnimmt, wie es weiter unten unter Berücksichtigung der Beziehungen der verschiedenen Steuerspannungen untereinander und der Art der geregelten Widerstandselemente genauer erklärt wird.
• Sobald der Spannungspegel, d. h. die Amplitude des Signals am Entzerrer-Ausgangsknoten 92 über eine Schwellenspannung des Spitzendetektors 96 hinaus ansteigt, fängt die Steuerspannung VH1 an, abzufallen. Der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 76 antwortet darauf mit ansteigenden Widerstandswerten, was die Verstärkung des Entzerrers herabsetzt. Der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 82 antwortet mit abnehmenden Widerstandswerten wegen der Spannungsumkehr, hervorgerufen durch die Inverter mit Offset 104, 105, was ebenfalls die Verstärkung herabsetzt. Der Spannungsoffset, mit dem die Inverter 104, 105 ausgestattet wurden, komprimiert den Antwortbereich des Widerstands 82, was die Spannungsverstärkung der zweiten AGC-Schaltung 34 deutlich reduziert, bevor ihre Stromverstärkung wesentlich kleiner wird. Diese Schrittfolge führt zur bestmöglichen Linearität, d. h. zur niedrigsten Signal-Verzerrung.
• Die Signalverstärkung wird auf dem Weg vom Bandpaßknoten 38 zum Summierungsknoten 78 im Verhältnis zum Signalbeitrag vom Tiefpaßknoten 61 zum Summierungsknoten 78 über den Widerstand 86 reduziert. Bei weiterer Zunahme der Signalstärke wird der Signalstrom am Summierungsknoten 78 schließlich vollkommen vom Tiefpaßknoten 61 bestimmt. Im wesentlichen wird in diesem Moment der kontinuierlich variable Verstärkungsregelwiderstand 28 aktiv, um die Verstärkung weiter zu reduzieren. Auf diese Weise wird im Signalformabschnitt 14 die Verstärkung der schwachen Signale automatisch eingestellt; denn sie benötigen Signalformung, nachdem sie große Kabellängen durchquert haben. Die stärkeren Signale durchlaufen im Verstärkungsabschnitt 12 eine einfache Verstärkungsanpassung. Ihre Stärke zeigt an, daß sie auf ihrem Sendeweg nur wenig Abschwächung erlitten haben und daher nicht der Formung bedürfen.
• Eine besonders vorteilhafte Eigenschaft der Entzerrerschaltung 10 besteht darin, daß sie nur eine einzige Rückkopplungsregelschleife zur Steuerung sowohl der ersten AGC-Schaltung 12, als auch der zweiten AGC-Schaltung 34 hat. Dies beseitigt die Notwendigkeit einer großen Zahl von Kondensatoren relativ hohen Wertes, indem nur ein einziger Spitzendetektor 96 und ein einziges Tiefpaßfilter mit großer Zeitkonstante 98 erforderlich sind, während frühere Anordnungen im allgemeinen mindestens zwei Spitzendetektoren und zwei Filter benötigten, wobei eines von jedem mit jeder AGC-Schleife verknüpft war. Die einzelne Schleife erfährt automatisch eine Zunahme der Schaltungstopologie, wenn die ankommende Signalamplitude ein vorherbestimmtes Maß übersteigt. Die Kombination aus dem einfachen Inverter 102 und den Invertern mit Spannungsoffset 104 und 105 ermöglicht die geeignete Steuerung der drei verschiedenen kontinuierlich variablen Verstärkungsregelwiderstände 28, 76 und 82 durch die alleinige Grundsteuerspannung VH1, wobei sich deren Antworten für jeden über andere Teile des Signalbereiches erstrecken.
• Wenn auch der Spitzendetektor 96 und das Tiefpaßfilter hoher Verstärkung 98 möglicherweise bekannte Schaltungen dieses generellen Typs darstellen, ist in Fig. 2 eine besonders nützliche Anordnung solcher Schaltungen gezeigt. Das Eingangssignal des Vollwellen-Spitzendetektors 96 kommt vom Entzerrerausgangsknoten 92. Ein Signalpfad zum Ausgangsknoten 114 besteht aus einem N-Kanal-Transistor und einem P-Kanal-Transistor 106, 108, die jeweils zwischen dem Knoten 92 und einem positiven Versorgungsspannungsknoten VDD in Reihe geschaltet sind. Dieser Pfad wird vervollständigt durch einen P-Kanal-Transistor 116, dessen Source mit dem positiven Versorgungsspannungsknoten 110 und dessen Gate mit dem Gate und Drain des Transistors 106 verbunden ist, so daß eine Stromspiegelungs-Anordnung zwischen den Transistoren 106 und 116 entsteht, wodurch der dem Ausgangsknoten 114 gelieferte Strom monoton ansteigt mit der Spannung am Entzerrerausgangsknoten 92, nachdem letztere unter eine negative Schwelle gefallen ist, die von der am Gate des Transistors 108 anliegenden negativen Schwellengleichspannung VTN zusammen mit der Schwellenspannung des Transistors 108 selbst bestimmt wird. Ein anderer Signalpfad wird von einem N-Kanal- Transistor 112 gebildet, dessen Drain mit dem positiven Versorgungsspannungsknoten VDD und dessen Source mit dem Ausgangsknoten 114 verbunden ist. Der von diesem Transistor 112 in den Knoten 114 eingespeiste Strom steigt monoton mit der Spannung am Knoten 92 an, nachdem letztere über eine Schwelle hinaus gestiegen ist, die von der am Eingangskontakt des Integrators 128 anliegenden positiven Schwellengleichspannung VTP zusammen mit der Schwellenspannung des Transistors 112 selbst bestimmt wird. Dies trifft jedoch nur zu, wenn der Kondensator 118 durch vorangegangene Stromstöße, die danach über die verstärkungsmindernde Wirkung der Regelschleife gedämpft werden, auf die Spannung VTP aufgeladen wurde. Der Kondensator relativ hohen Wertes 118 hängt mit der einen Seite an einem externen Stift 120 als Ausgangsknoten 114 und mit seiner anderen Seite am Massepotential. Der Widerstand 129 bietet dem Gleichstrom einen Rückflußpfad nach Masse. Das Gate des Transistors 108 liegt auf der negativen Bezugsspannungsschwelle VTN.
• Der Ausgangsknoten 114 des Detektors 96 ist mit dem nicht-invertierenden Eingangsknoten eines Pufferverstärkers 122 verbunden, dessen Ausgangsknoten 124 zu einem Integrator 128 führt. Der Integrator 128 besteht aus einem Eingangswiderstand 126 und einem relativ großen externen Rückkopplungskondensator 130, der über zwei Anschlußstifte 134, 136 zwischen dem einen invertierenden Eingangsknoten 132 an dem einen Stift 134 und dem Knoten 100 an dem anderen Stift 136 hängt. Ein nichtinvertierender Eingangs-knoten des Integrators 128 liegt auf einer positiven Bezugsspannungsschwelle VTP, wie bereits oben erwähnt.
• Die angelegten Spannungen VTP und VTN werden jeweils zu den Schwellenspannungen der Transistoren 112 und 108 addiert, um die positiven und negativen Detektionsschwellen festzulegen. Ist VTP ungefähr gleich der Schwellenspannung eines N-Kanal-Transistors und VTN ungefähr gleich dem Negativen der Schwellenspannung eines N-Kanal-Transistors mit Null Vorspannung am Back-Gate, so liegen die Detektionsschwellen etwa bei + 2 VTN und - 2 VTN, oder in diesem speziellen Fall innerhalb eines Bereichs von + 1,2 Volt.
• Die Inverter 102, 104 und 105 haben alle die Form der Schaltung 134 von Fig. 3. In der Schaltung 134 gibt es vier Widerstandselemente 136, 138, 140 und 142, die die Form von CMOS-Durchlaßsperren annehmen. Das heißt, jedes Element setzt sich aus einem Paar von N-Kanal- und P-Kanal-Bauteilen zusammen, an deren jeweiligen Gates Spannungen gegensätzlichen Vorzeichens liegen. In diesem Fall sind ihre Gates jeweils mit den positiven und negativen Versorgungsspannungsknoten VDD und VSS verbunden. Ein Operationsverstärker 144 hat einen invertierenden Eingangsknoten am gemeinsamen Punkt der Widerstände 136 und 138 und einen nicht-invertierenden Eingangsknoten am gemeinsamen Punkt der Widerstände 140 und 142. Der Ausgangsknoten 146 des Verstärkers 144 ist auch der Ausgangsknoten der Schaltung 134 und mit der dem Widerstand 136 abgewandten Seite des Widerstands 138 verbunden. Die Schaltung 134 hat einen Eingangskontakt 152, der entweder die Steuerspannung VH1 vom Filter 98 oder eine andere Steuerspannung aufnimmt. Die Schaltung besitzt ebenfalls zwei Bezugsspannungskontakte 148 und 150. Damit bilden die beiden Widerstände 140 und 142 einen Spannungsteiler, durch den der geeignete, an den Verstärker 144 angelegte, Eingangsspannungsoffset bestimmt wird, während die Widerstände 136 und 138 die Verstärkung des Verstärkers 144 festlegen. Jeder Eingangskontakt 148, 150 und 152 ist mit drei Spannungen beschriftet, wobei in der jeweiligen Reihenfolge drei Ausgangsspannungen am Ausgangsknoten 146 erscheinen. Werden also die zuerst aufgeführten Spannungen an die Anschlüsse 148, 150 und 152 gelegt, trägt der Ausgangsknoten die Spannung VL1, . . . usw. Wie man sieht, bewirkt die als erste aufgeführte Kombination, daß die Schaltung 134 als Inverter 102 funktioniert. Die als zweite aufgeführte Kombination macht die Schaltung 134 zum Inverter mit Spannungsoffset 104 und die als dritte aufgeführte Kombination macht sie zum Inverter mit Spannungsoffset 105.
• Eine vorteilhafte Eigenschaft der vorliegenden Entzerrerschaltung 10 ist, daß die kontinuierlich variablen Verstärkungsregelwiderstände 28, 76 und 82 durch Widerstandsnetzwerke ausgeführt werden können, die alle ähnliche CMOS-Bauteil-Strukturen aufweisen und die später genauer beschrieben werden. Genauer gesagt, sind es Durchlaß-Sperr-Anordnungen aus Paaren von MOS- Bauteilen mit Stromleitungskanälen unterschiedlicher Polarität, wobei jeweils die Source- und Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sind und die Gate-Spannungen entgegengesetzt laufen. Das gibt den variablen Widerstandsnetzwerken ein relativ lineares Antwortverhalten. Verstärkungen innerhalb der Entzerrerschaltung werden eingestellt durch Variation der Daten der Transistoren in den Durchlaß-Sperr-Anordnungen, ebenso wie durch Steuerspannungen und durch programmierende Schalter, die parallellaufende Zweige zu- oder abschalten.
• Fig. 4 zeigt ein neues Widerstandsnetzwerk 154, das die Funktion eines jeden der Rückkopplungs-Widerstandsnetzwerke übernimmt, die mit den Operationsverstärkern 24 und 70 in Fig. 1 in Verbindung stehen, einschließlich der kontinuierlich variablen Verstärkungsregelwiderstände 28, 76 und 82. Ein symmetrischer Operationsverstärker 156 verfügt über einen invertierenden Eingangsknoten 158, einen nicht-invertierenden Eingangsknoten 160, einen nicht-invertierenden Ausgangsknoten 162 und einen invertierenden Ausgangsknoten 164. Die Eingangsknoten 158 und 160 sind über die festen Ankoppelwiderstände 166 und 168 jeweils mit den Eingangsspannungen +VIN und -VIN verbunden. Die Ankoppelwiderstände 166 und 168 werden jeweils aus einem komplementären Paar von Transistoren in Parallelschaltung gebildet, wobei das Gate des N-Kanal-Transistors an einen positiven Versorgungsspannungsknoten VDD, das des P-Kanal- Transistors an einen negativen Versorgungs-spannungsknoten VSS angeschlossen ist. Ein Paar verstärkungs-begrenzender Widerstände 170, 172 mit ähnlichem Aufbau und ähnlichen Gate-Verbindungen hängen zwischen den jeweiligen Eingangs- und Ausgangsknoten 158, 162 und 160, 164. Ebenfalls zwischen den Eingangs- und Ausgangsknoten 158, 162 und 160, 164 hängen jeweils Reihenschaltungen eines programmierenden Schalttransistors 178, 180 und eines variablen Widerstands 174, 176. Auf jeder Seite des Verstärkers 156 gibt es eine Zahl n solcher Reihenschaltungen. Nur die erste und die n-te sind in der Zeichnung zu sehen. Die Schalttransistoren 178, 180 reagieren auf logische Signale A&sub1;, während die zugehörigen variablen Widerstände 174, 176 alle auf eine kontinuierlich variable Steuerspannung ansprechen. Daher wird für eine bestimmte Betriebsart der Verstärkungsbereich durch einen Satz logischer Signale vorgegeben, dargestellt durch A . . . An, wobei diese festlegen, welche Kombination der variablen Widerstände 174, 176, usw. zwischen dem Eingang 158, 160 und dem Ausgang 162, 164 auf jeder Seite des Verstärkers 156 parallelgeschaltet werden.
• Fig. 5 zeigt ein Diagramm, das die Beziehungen der vier Spannungen VH1, VH2, VL1 und VL2 darstellt. Aus dem Diagramm wird im Zusammenhang mit Fig. 1 klar, daß unter der Bedingung eines schwachen Signals für den Entzerrer 10 VH1 ungefähr der positiven Versorgungsspannung VDD und sein komplementärer Wert VL1 ungefähr der negativen Versorgungsspannung VSS entspricht. Dies stellt die kontinuierlich variablen Widerstandsnetzwerke auf Widerstandswerte für maximale Verstärkung ein. Die Steuerspannungen VL2 und VH2 sind ebenfalls auf ihre Extremwerte, also Null, eingestellt, damit auch der Wert des kontinuierlich variablen Widerstands zur lokalen Rückkopplung 82 in der zweiten AGC-Schaltung 84 sein Maximum für maximale Verstärkung einnimmt. Die Steuerspannungen VL1 und VH1 werden auch an den Regelwiderstand 28 der ersten AGC-Schaltung 12 gelegt, wobei jedoch die Rollen der N- und P-Kanal-Transistoren vertauscht sind, so daß die erste und zweite AGC-Schaltung nicht beide auf dieselbe Bereichshälfte der Grundsteuerspannung VH1 ansprechen. Wenn die Steuerspannung VH1 absinkt, werden die kontinuierlich variablen Verstärkungswiderstände 28, 76 und 82 beeinflußt, wie aus der Beziehung der Steuerspannungen im Hinblick auf ihre Verbindungen gemäß Fig. 3 hervorgeht. Man kann erkennen, daß sich die Steuerspannungen monoton verhalten. Das bedeutet, die Änderung jeder der einzelnen Steuerspannungen wechselt nicht das Vorzeichen.
• In den bisherigen Anordnungen gibt es keine genau definierte untere Grenze für die Verstärkung irgendeines Abschnitts. Die Steuerspannungen in den zwei Regelschleifen können sich viel weiter in Richtung kleiner werdende Verstärkung bewegen als es für normale Signalpegel-Maxima an den Eingängen angebracht ist. Der Verstärker mit geradliniger Verstärkung sitzt vor dem Signalformabschnitt 14, und in jeder der Regelschleifen befinden sich die Detektoren an den Ausgängen der jeweiligen Abschnitte. Die Schleifen sind topologisch vollkommen getrennt. Steigt beim normalen Betrieb der bisherigen Anordnung der Signalpegel auf die Höhe an, die den Detektor am Ausgang des ersten Abschnitts aktiviert, so übernimmt der Abschnitt mit geradliniger Verstärkung die Regelung des Empfänger-Ausgangspegels, und die vom Signalformabschnitt erzeugte Kennlinie ändert sich nicht mehr. Jedoch können bei starker Übersteuerung beide Abschnitte weit unter die normalen Grenzen der Verstärkung getrieben werden, und die Schaltung braucht dann relativ lange, um sich zu erholen.
• In der neuen Anordnung besitzt der Signalformabschnitt gut definierte untere Grenzen für die Verstärkung ohne wesentliche Restform. Die Grenzen werden für gesteigerte Bitraten auf niedrigere Werte programmiert, um die benötigten erweiterten Bereiche der Formentzerrung zu gewährleisten. Des weiteren entsprechen die Übersteuerungsgrenzen der Steuerspannungen im wesentlichen den normalen Bedingungen eines Empfängers für minimale Verstärkung. Dies fördert die Erholung von einer Übersteuerung. Wenn die Signalamplitude angestiegen ist, um für den Bereich des Signalformabschnitts die Grenze zu setzen, verändern sich die vom Empfängerausgang abgeleiteten Steuerspannungen weiter, jetzt eher plötzlich, bis die Einsatzschwelle des Abschnitts mit geradliniger Verstärkung überschritten und die richtige Gesamtverstärkung des Empfängers erreicht ist. Also umfaßt die Regelschleife bei mäßigen Signalpegeln den Signalformabschnitt, nicht aber den Abschnitt mit geradliniger Verstärkung. Bei stärkeren Signalpegeln wird der Abschnitt mit geradliniger Verstärkung hinzugenommen, aber erst nachdem der Signalformabschnitt nicht mehr auf die Steuerspannungen anspricht.
• Es ist nicht unbedingt notwendig, daß der Abschnitt mit geradliniger Verstärkung im Signalweg dem Signalformabschnitt vorangeht. Dies stellt jedoch eine natürliche Konfiguration dar, weil der Abschnitt mit geradliniger Verstärkung einen kleineren Bereich der Verstärkungsvariation hat und so ausgelegt werden kann, daß er mit niedrigerer Verzerrung arbeitet. Weiterhin schließen die Filter des Signalformabschnitts einen hohen Anteil des Rauschens aus, das der Abschnitt mit geradliniger Verstärkung erzeugt.
• Während das oben beschriebene Beispiel die Form einer Entzerrerschaltung hat, in der zwei voneinander verschiedene Verstärkungsstufen in Reihe geschaltet sind, ist es für Fachleute offensichtlich, daß die Erfindung nicht auf eine solche Anordnung beschränkt ist und für andere Schaltungen genutzt werden kann, bei denen variable, mit einer Rückkopplungsanordnung geregelte Wider-stände gebraucht werden. Die Verstärkungsregelschaltungen können auch einander ähneln und eventuell zueinander parallel- oder in irgendeiner anderen Weise geschaltet werden, um jeden gewünschten besonderen Zweck zu erfüllen. Auf jeden Fall können ihre Wirkungen getrennt werden durch den Gebrauch variabler Widerstandselemente mit unterschiedlichen Steuerspannungs- Ansprechbereichen, die, wie oben beschrieben, durch in monotoner Beziehung zueinander stehende von einer einzigen Rückkopplungsregelschleifenspannung abgeleitete Steuerspannungen geregelt werden. Die Verwendung von Invertern und/oder Pegelschiebern für die Steuerspannung bietet weitere Möglichkeiten der Auftrennung.

Claims (5)

1. Verstärkungsregelanordnung (10) mit einem Eingangsknoten (20), dem ein zu steuerndes Eingangssignal zuführbar ist, und einem Ausgangsknoten (92) zur Lieferung eines Ausgangssignals, das ein verstärkungsgeregeltes Abbild des Eingangssignals ist,

mit einer ersten Verstärkungsregelschaltung (12), die ein erstes, kontinuierlich steuerbares, variables Widerstandsnetzwerk (28) umfaßt, das aus MOS- Feldeffekttransistoren aufgebaut ist und erste Steuerknoten (32, 33) zur Steuerung der Verstärkung der ersten Verstärkungsregelschaltung (12) besitzt,

mit einem Signalformabschnitt (14), der ein zweites, kontinuierlich steuerbares Widerstandsnetzwerk (76) umfaßt, das aus MOS-Feldeffekttransistoren aufgebaut ist und zweite Steuerknoten (99, 101) zur steuerbaren Änderung der Amplitude eines angelegten Signals besitzt, wobei der Signalformabschnitt (14) und die erste Verstärkungsregelschaltung (12) in Reihe geschaltet sind, und

mit einem einzelnen Steuerschleifen-Definitionsnetzwerk (16), dem das Ausgangssignal (OUT) vom Ausgangsknoten (92) der Verstärkungsregelanordnung (10) zugeführt ist, um eine erste Vielzahl von Steuersignaien einschließlich eines ersten und eines zweiten monotonen Steuersignals (VL1, VH1) zu erzeugen, die zueinander komplementär und dem ersten und dem zweiten Steuerknoten zugeführt sind, wobei

das erste und das zweite, kontinuierlich steuerbare Widerstandsnetzwerk auf die erste Vielzahl von Steuersignalen (VL1, VH1) ansprechen, so daß eine Amplitudenänderung des Eingangssignals durch das zweite, kontinuierlich steuerbare Widerstandsnetzwerk (76) für Eingangssignal-Amplitudenwerte kleiner als ein vorbestimmter Wert und durch die erste Verstärkungsregelschaltung (12) für Eingangssignal- Amplitudenwerte größer als der vorbestimmte Wert gesteuert wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, bei der der Signalformabschnitt (14) eine zweite Verstärkungsregelschaltung (34) aufweist, die ein drittes, kontinuierlich steuerbares Widerstandsnetzwerk (82) umfaßt, das aus MOS-Feldeffekttransistoren aufgebaut ist und dritte Steuerknoten (107, 106) zur Steuerung der Verstärkung der zweiten Verstärkungsregelschaltung (34) enthält, bei der das Signalsteuerschleifen-Definitionsnetzwerk (16) eine zweite Vielzahl von Steuersignalen einschließlich eines dritten und eines vierten monotonen steuersignals (VL2, VH2) erzeugt, die komplementär zueinander und den dritten Steuerknoten (107, 106) zugeführt sind, die zweite Verstärkungsregelschaltung (34) in Reihe mit dem zweiten, kontinuierlich steuerbaren Widerstandsnetzwerk (76) geschaltet ist, und bei der das dritte, kontinuierlich steuerbare Widerstandsnetzwerk (82) auf die zweite Vielzahl von Steuersignalen (VL2, VH2) anspricht, um die Verstärkung der zweiten Verstärkungsregelschaltung (34) zu steuern, und in Verbindung mit dem zweiten, kontinuierlich steuerbaren Widerstandsnetzwerk (76) unter Ansprechen auf die erste Vielzahl von steuersignalen (VH1, VL1) die Änderung der Eingangssignalamplitude für Eingangssignal-Amplitudenwerte kleiner als der vorbestimmte Wert steuert.

3. Anordnung nach Anspruch 2, bei der das einzelne Steuerschleifen-Definitionsnetzwerk (16) aufweist:

einen Spitzendetektor (90), dem das Ausgangssignal (OUT) der Verstärkungsregelanordnung zur Erzeugung eines Spitzensignals (bei 97) zugeführt wird, das die Amplitude des Ausgangssignal darstellt,

ein Tiefpaßfilter (98), dem das Spitzensignal zur Erzeugung eines geglätteten Abbildes (VH1) als Filterausgangssignal (bei 100) zugeführt wird,

einen ersten Inverter (102), dem das Filterausgangssignal zur Erzeugung eines ersten invertierten Signalabbildes (VL1) zugeführt wird, wobei das Filterausgangssignal (VH1) und das erste invertierte Signal (VL1) die erste Vielzahl von Steuersignalen bilden,

einen zweiten Inverter (104) mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang, wobei das Filterausgangssignal (VH1) dem ersten Eingang des zweiten Inverters und ein erstes vorbestimmtes Bezugspotential (VREF3) dem zweiten Eingang des zweiten Inverters (104) zugeführt sind, um ein pegelverschobenes zweites invertiertes Signal (VL2) am Ausgang des zweiten Inverters zu erhalten, und

einen dritten Inverter (105) mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei das erste invertierte Signal (VL1) dem ersten Eingang des dritten Inverters und ein zweites vorbestimmtes Bezugspotential (VREF2) dem zweiten Eingang des dritten Inverters (105) zugeführt sind, um ein pegelverschobenes drittes invertiertes Signal (VL2) am Ausgang des dritten Inverters zu erhalten, wobei das zweite und das dritte invertierte Signal die zweite Vielzahl von Steuersignalen (VH2, VL2) umfassen.

4. Anordnung nach Anspruch 3, bei dem das erste und das zweite, kontinuierlich steuerbare Widerstandsnetzwerk (28, 76) je einen ersten und einen zweiten MOS- Feldeffekttransistor umfassen, die komplementär zueinander sind, deren Stromleitungskanäle parallel zueinander geschaltet sind und deren Gate-Elektroden so geschaltet sind, daß ihnen entsprechende Signale der ersten Vielzahl von Steuersignalen zugeführt sind, und bei dem das dritte, kontinuierlich steuerbare Widerstandsnetzwerk (82) einen ersten und einen zweiten MOS-Feldeffekttransistor umfaßt, die komplementär zueinander sind, deren Stromleitungskanäle parallel zueinander geschaltet sind und deren Gateelektroden so verbunden sind, daß ihnen entsprechende Signale der zweiten Vielzahl von Steuersignaien zugeführt sind.

5. Anordnung nach Anspruch 4, bei der jeder Inverter aufweist:

einen Operationsverstärker (144) mit einem invertierenden Eingang, einem nicht invertierenden Eingang und einem Ausgang,

einen ersten Festwiderstand (138), der zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers geschaltet ist,

einen zweiten Festwiderstand (136), der zwischen den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und einen ersten Eingang des Inverters geschaltet ist,

einen dritten Festwiderstand (140), der zwischen einen zweiten Eingang des Inverters und den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers geschaltet ist, wobei der zweite Invertereingang ein erster Bezugsspannungsknoten ist,

und einen vierten Festwiderstand (42), der zwischen den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und einen zweiten Bezugsspannungsknoten des Inverters geschaltet ist, wobei jeder Festwiderstand einen ersten und einen zweiten MOS-Feldeffekttransistor aufweist, die komplementär zueinander sind und deren Stromleitungskanäle parallel zueinander geschaltet sind, um ein komplementäres Paar zu bilden, und deren Gate-Elektroden mit einer ersten und einer zweiten Bezugsspannung verbunden sind.