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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Zeitintervall-
Digitalumsetzer, insbesondere im Hinblick auf die Glättung des
digitalen Ausgangssignales, um Synchronisationsfehler zu
eliminieren
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Es ist oftmals im Stand der Technik erwünscht, ein Zeitintervall
in ein digitales Signal umzusetzen. In praktischen Systemen, in
denen eine Umwandlung verwendet werden kann, können Zeit-
Synchronisationsfehler an den Grenzen des Zeitintervalles
veranlassen, daß das Digitalsignal sich ziellos verändert, was
zu einem abnormalen Verhalten des Systems führt. Derartige
Zeitintervalle werden oftmals durch pulsbreitenmodulierte
Signale dargestellt, wobei die Breite der einzelnen Impulse die
Zeitintervalle darstellen, die umzuwandeln sind.
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Eine solche Umwandlung von pulsbreitenmodulierten Signalen in
ein digitales Format wird bei Flugzeug-Radarsystemen
angetroffen, die eine in einer Radarhaube des Flugzeuges
angeordnete Antenne aufweisen, wobei die Antenne hin und
hergehend einen Sektor abtastet. Ein mit der Welle der Antenne
gekoppelter Resolver liefert Wechselspannungen proportional dem
Sinus und dem Cosinus des Azimutwinkels der Antenne. Diese
Sinus- und Cosinusspannungen werden zu einer Anzeigeeinheit in
dem Flugzeug über abgeschirmte Kabel übertragen. In einer
wohlbekannten Weise werden die Sinus- und Cosinussignale in
einen Impuls mit veränderlicher Breite umgesetzt, wobei die
Impulsbreite auf den Azimutwinkel der Antenne bezogen ist. Die
veränderliche Impulsbreite wird in ein Digitalwort durch
bekannte Techniken umgewandelt, um einen XY-Speicher zu
adressieren, der verwendet wird, um die radialen Zeilen der
empfangenen Radarinformation zu speichern. Jeder Speicherplatz
in dem Speicher entspricht einem Azimut-Winkelinkrement. In
einem typischen System können die Sinus- und Cosinusspannungen
in ein paralleles digitales 10 Bit-Azimuth-Adressenwort
umgewandelt werden, wodurch die Möglichkeit der Speicherung von 1024
Radialzeilen von Radardaten in dem Speicher geschaffen wird. Der
Speicher wird schnell ausgelesen, um eine
Kathodenstrahlröhrenanzeige anzusteuern, auf der die Radardaten in einer
PPI-Sektorabtastung geschrieben werden.
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Fehler, wie beispielsweise Rauschen, Brummen und die mechanische
Verzahnung der Antenne führen zu Synchronisationsfehlern in dem
digitalen Adressenwort. Dieser Synchronisationsfehler stört den
gleichförmigen Speicherzugriff, so daß Radialzeilen des
Speichers manchmal nicht geschrieben werden. Dies führt zu einer
abnormalen und unerwünschten zufälligen Ausblendung von
Radialzeilen in der Kathodenstrahlröhrenanzeige und gibt die
Erscheinung einer ungleichen Antennenbewegung vor. Eine solche
ungleiche Bewegung würde dazu führen, daß keine Daten in den
Speicher aus den Azimut-Winkelinkrementen geschrieben werden,
die durch die Zeilen dargestellt sind.
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Verschiedene Techniken sind im Stand der Technik bei einem
Versuch verwendet worden, die Anormalien zu vermeiden, die durch
den Synchronisationsfehler hervorgerufen werden. Analoge
Tiefpaßfilter zur Verarbeitung der Sinus- und Cosinussignale und zum
Ausfiltern der Frequenzfehlersignale führen zu einer
unerwünschten Verzögerung bei der Nachführung. Digitale
Signaltechniken können verwendet werden, um den Antennen-Azimutwinkel
in ein digitales Format an der Antenne umzuwandeln. Dies
erfordert die Hinzufügung eines beträchtlichen Betrages an
Schaltkreisen bei der Installierung in der unwirtlichen Umgebung
der Radarhaube. Eine weitere, im Stand der Technik benutzte
Technik besteht in der Nachführung eines Zählers durch einen
spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Frequenz durch die
Azimutrückführung der Antenne festgelegt ist. Beispielsweise
können Sinus- und Cosinus-Potentiometer bzw. Synchros mit der
Azimutachse der Antenne gekoppelt werden und verwendet werden,
um diese Signale vorzugeben. Eine solche Technik leidet an dem
Nachteil, daß die Richtungsumkehr der den Sektor abtastenden
Antenne an den Endpunkten nicht genau verfolgt werden kann.
Daher können die bekannten Techniken keine genaue
Digitaldarstellung der Position an den Endpunkten vorgeben, wenn die
Antenne eine Umkehrung von der vollen Abtastgeschwindigkeit in
einer Richtung zu der vollen Abtastgeschwindigkeit in der
entgegengesetzten Richtung erfährt.
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Die Nachteile des Standes der Technik werden durch den
Zeitintervall-Digitalumsetzer der vorliegenden Erfindung
vermieden, welcher in den angefügten Ansprüchen definiert ist
und bei dem der Antennen-Azimutwinkel in eine veränderliche
Impulsbreite umgesetzt wird und ein Auf/Abwärtszähler mit einer
geringen Geschwindigkeit nachgeführt wird, so daß der darin
gespeicherte Zählstand eine digitale Darstellung der
Impulsbreite ist. Ein zweiter Zähler, der auf den Ausgang des
Auf/Abwärtszählers anspricht, wird mit einem Zählstand
entsprechend dem Ausgangssignal des Auf/Abwärtszählers geladen.
Ein Taktsignal wird dem zweiten Zähler zugeführt, um von dem
darin geladenen Wert während der Dauer des nächsten Impulses mit
veränderlicher Breite zu zählen und der endgültige Zählstand des
zweiten Zählers wird verwendet, um den Auf/Abwärtszähler zu
erhöhen bzw. zu erniedrigen, so daß der Ausgang desselben genau
der Breite des Impulses nachgeführt wird. Eine Hysterese kann
bei diesem Nachführprozeß verwendet werden.
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Ein Zeitintervall-Digitalsignalumsetzer gemäß dem
Gattungsbegriff des Anspruches 1 ist durch H. Zander in einer
Veröffentlichung mit dem Titel "Analog-Digital-Wandler in der
Praxis" offenbart, der in dem Verlag Markt δ Technik, München,
1983, Seite 97 veröffentlicht ist. Diese Vorrichtung ist
gemeinsam mit dem anderen Stand der Technik nicht in der Lage,
unter den oben erläuterten Umständen befriedigend zu arbeiten.
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Ein Zeitintervall-Digitalumsetzer gemäß der vorliegenden
Erfindung sei nunmehr in näheren Einzelheiten anhand eines
Beispieles unter Bezugnahme auf die beiliegende einzige Figur
der Zeichnung beschrieben, welche ein schematisches
Blockdiagramm eines Zeitintervall-Digitalumsetzers ist, der gemäß der
vorliegenden Erfindung verwirklicht ist.
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Der in der Zeichnung veranschaulichte Zeitintervall-
Digitalumsetzer kann bei irgendeiner Anwendung verwendet werden,
die die Umwandlung eines Zeitintervalles in eine digitale
Darstellung desselben erfordert. Für die Zwecke der Erläuterung
sei der Umsetzer des bevorzugten Ausführungsbeispieles im
Zusammenhang mit der Vorgabe einer parallelen digitalen
Darstellung des Azimutwinkels einer einen Sektor abtastenden
Antenne beschrieben. Ein Winkel/Impulsbreitenwandler 10 liefert
ein Signal mit veränderlicher Impulsbreite auf einer Leitung 11,
wobei die Breitenintervalle des negativ verlaufenden Impulses
proportional zu dem Azimutwinkel sind. Zwei solcher
Impulsbreitenintervalle sind bei 12 und 13 in der Zeichnung
veranschaulicht. Der Winkel/Impulsbreitenwandler 10 kann
beispielsweise Spannungen proportional zu dem Sinus und dem
Cosinus des Azimutwinkels für die Umwandlung in ein
impulsbreitenmoduliertes Signal auf der Leitung 11 empfangen, wie dies
im Stand der Technik wohlbekannt ist.
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Das impulsbreitenmodulierte Signal auf der Leitung 11 wird dem
Ladeeingang eines 11 Bit-Abwärtszählers 14 zugeführt. Der Daten-
Ladeanschluß des Zählers 14 ist mit A10-A0 bezeichnet, wobei den
10 am wenigsten signifikanten Bits A9-A0 desselben der parallele
Ausgang D9-D0 eines 10 Bit-Auf/Abwärtszählers 15 zugeführt wird.
Der Zählstand des Zählers 15 wird dem Daten-Ladeanschluß des
Zählers 14 über einen 10 Bit-Leitungsbus 16 zugeführt, der
ebenfalls die parallelen digitalen 10 Bit-Ausgangsdaten in einer
zu beschreibenden Weise liefert. Das signifikanteste Bit A10 des
Daten-Ladeanschlusses des Zählers 14 ist an Massepotential
angeschlossen. Ein Taktsignal an einem Anschluß 17 wird dem
Takteingang des Zählers 14 zugeführt, um die Abwärtszählung
desselben zu steuern. Vor dem Beginn eines
Impulsbreitenintervalles, welches umzuwandeln ist, befindet sich das Ladesignal
auf der Leitung 11 auf einem hohen Pegel und die Ausgangsdaten
des Zählers 15 werden kontinuierlich in den Zähler 14 geladen.
Wenn das impulsbreitenmodulierte Signal auf der Leitung 11 den
hohen Pegel mit der Vorderflanke des umzuwandelnden
Zeitintervalles einnimmt, so wird der Zähler 14 für eine Abwärtszählung
gegen Null von dem Zählstand freigegeben, der dann an dem
Daten-Ladeanschluß A10-A0 desselben vorliegt.
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Der 11 Bit-Ausgang D10-D0 des Zählers 14 wird über einen Bus 18
einem Erhöhungs/Erniedrigungs-Entscheidungs-PROM 19 zur
Adressierung zugeführt. Der Ausgang des PROM 19
(programmierbarer Festwertspeicher) ist im dargestellten Ausführungsbeispiel
eine 3 Bit-Nachricht, die einer 3-Bit-Verriegelung 20 über einen
Bus 21 zugeführt wird. Wenn das pulsbreitenmodulierte Signal auf
der Leitung 11 den hohen Pegel mit der Rückflanke des
umzuwandelnden Pulsbreitenintervalles einnimmt, so wird der
Zähler 14 in den Wiederlademodus gesetzt. Gleichzeitig
adressiert der Zählstand, der in dem Zähler 14 am Ende des
umzuwandelnden Zeitintervalles verbleibt, den PROM 19, um die 3
Bit-Nachricht auf dem Bus 21 zu erzeugen. Diese Nachricht wird
in der Verriegelung 20 durch die ansteigende Rückflanke des
impulsbreitenmodulierten Signales verriegelt. Somit ist die
Nachricht auf dem Bus 21, welcher am Ende des umzusetzenden
Zeitintervalles erzeugt wird, ein Ausdruck für den Zählstand,
der in dem Zähler 14 verbleibt.
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Es sei vermerkt, daß die ansteigende Kante des
impulsbreitenmodulierten Signales auf der Leitung 11 den Zähler 14 steuert,
um mit dem erneuten Laden von Ausgangsdaten in den Daten-
Ladeanschluß A10-A0 fortzufahren, während er die Nachricht auf
dem Bus 21 in der Verriegelung 20 verriegelt. Die korrekte
Nachricht wird in der Verriegelung 20 verriegelt, trotz des
augenscheinlichen Wettbewerbszustandes, der beim Auftreten der
Anstiegskante des impulsbreitenmodulierten Signales auf der
Leitung 11 auf Grund der Fortpflanzungsverzögerung des PROM 19
vorliegt.
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Die in der Verriegelung 20 gespeicherte 3 Bit-Nachricht wird
einem Bitmustergenerator 22 an dessen Bitmuster-Befehlseingang
(BPC) über einen Bus 23 zugeführt. Der Bitmusterbefehl auf dem
Bus 23 befiehlt dem Bitmustergenerator 22 die Erzeugung
gesteuerter Gruppen von Impulsen und das Anlegen dieser Impulse
selektiv an den Aufwärtseingang oder den Abwärtseingang des
Zählers 15. Somit wird das Ausgangs-Datensignal auf dem Bus 16
so nahe wie möglich an der laufenden Breite des
impulsbreitenmodulierten Signales auf der Leitung 11 durch Perioden des
Taktsignales gehalten, die dem Anschluß 17 zugeführt werden. Der
Zähler 15 bildet somit die Ausgangsdaten auf dem Bus 16 durch
Erhöhung oder Erniedrigung durch die Gruppe von Impulsen von dem
Bitmustergenerator 22 in einer noch weiter zu erläuternden
Weise.
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Der Bitmustergenerator 22 empfängt ferner das
impulsbreitenmodulierte Signal auf der Leitung 11 an seinem
Synchronisationseingang sowie das Taktsignal an dem Anschluß 17 an seinem
Takteingang. Wenn das impulsbreitenmodulierte Signal auf der
Leitung 11 den niedrigen Pegel aufweist (während eines
Intervalles 12 oder 13), so wird der Bitmustergenerator 22 in
einem zurückgesetzten Zustand gehalten, während welchem Zustand
keine Impulse zu dem Zähler 16 geliefert werden. Wenn das
impulsbreitenmodulierte Signal auf der Leitung 11 den hohen
Pegel einnimmt, so wird die Gruppe von Impulsen gesteuert dem
Aufwärts- oder Abwärtseingang des Zählers zugeführt, so daß der
Zählstand des Zählers 15 der Breite der Impulse auf der Leitung
11 nachgeführt wird. Der Bitmustergenerator 22 kann so aufgebaut
sein, daß er Impulsgruppen gemäß der folgenden Tabelle 1
vorgibt:
Tabelle 1
Verbleibender Fehler im Zähler 14 Nachricht Korrektur des Zählers 15 11 oder mehr 2 bis 10 -2 bis 10 -11 oder mehr Erniedrigung um 8 Keine Veränderung Erhöhung um 1
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Wenn gemäß Tabelle 1 der in dem Zähler 14 am Ende eines
umzuwandelnden Impulsbreitenintervalles verbleibende Fehler 11
oder mehr Zählstände beträgt, so wandelt der PROM 19 diesen
Zählstand in die Bitmuster-Befehlsnachricht der Tabelle 1 um,
welche den Bitmustergenerator 22 steuert, um 8 Impulse an den
Abwärtseingang des Zählers 15 anzulegen. Der Bitmustergenerator
22 wird freigegeben, um diese Umpulse zu liefern, wenn das
Synchronisationssignal den hohen Pegel einnimmt. In gleicher
Weise liefert der Bitmustergenerator 22 8 Impulse an den
Aufwärtseingang des Zählers 15, wenn der in dem Zähler
verbleibende Fehler -11 oder mehr beträgt. Es sei aus der
Tabelle 1 entnommen, daß in dem Fall, wo der Wert in dem Zähler
15 exakt an die Breite des impulsbreitenmodulierten Signales auf
der Leitung 11 angepaßt ist, sich der Zähler 14 auf dem
Zählstand Null am Ende des Pulsintervalles befindet. Der PROM 19
liefert eine Nachricht, die in dem Bitmustergenerator 22 als
"Keine Änderung" interpretiert wird und der Zähler 15 wird weder
erhöht, noch erniedrigt. Wenn sich jedoch der Zähler 14 nicht
auf dem Zählstand Null am Ende des umzuwandelnden
Impulsbreitenintervalles befindet, so stellt der in dem Zähler 14
verbleibende Wert den Fehler zwischen dem Wert in dem Zähler 15
und der Breite des umzuwandelnden Impulsintervalles dar, was
dazu führt, daß der PROM 19 eine Nachricht erzeugt, die die
gesteuerte Erhöhung oder Erniedrigung des Zählers 15 gemäß der
Tabelle 1 vorgibt.
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Die obere und untere Zeile der Tabelle 1 stellt einen
Nachführungsmodus der Vorrichtung dar. Wenn die verbleibenden Fehler
oberhalb eines vorbestimmten Schwellwertes liegen (in der
Tabelle 1 beträgt der Schwellwert 11), so wird die Vorrichtung
in einem Hochgeschwindigkeits-Nachführungsmodus betrieben, der
zu einer raschen Ausrichtung führt. Es sei ferner aus der
Tabelle 1 vermerkt, daß in dem Fall, wo der Fehler 11 oder mehr
beträgt, eine Gruppe von 8 Impulsen benutzt wird, um den Zähler
15 rasch auf die Breite der Impulse auszurichten. Diese
Anordnung wird in erster Linie beim Anlauf verwendet. Die durch
den Bitmustergenerator 22 zu dem Zähler 15 gelieferten Impulse
sind synchron zu dem Taktsignal, das dem Takteingang desselben
zugeführt wird.
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Es sei vermerkt, daß, obgleich die Verwendung des
programmierbaren Bitfolgegenerators, wie er in der zugehörigen Anmeldung
beschrieben ist, bei der Verwirklichung des Bitmustergenerators
22 bevorzugt wird, jeder herkömmliche Schaltkreis verwendet
werden kann, um die in Tabelle 1 vorgegebene Funktion
vorzugeben. Der Entwurf von Schaltkreisen für die steuerbare
Zuführung von Impulsgruppen zu den Aufwärts- und
Abwärtseingängen des Zählers 15, wie anhand der Tabelle 1 beschrieben,
liegt im Bereich des fachmännischen Könnens.
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Es ist aus dem Vorangegangenen ersichtlich, daß die Vorrichtung
der beiliegenden Zeichnung einen digitalen Servokreis umfaßt,
wobei das Fehlersignal in dem Zähler 14 zu der Einstellung des
Zählers 15 über den Bitmustergenerator 22 führt, der den
Digitalwert des Zählers 15 der Breite der auf der Leitung 11
angelegten Impulse nachführt. Die Aufwärts- und
Abwärtseinstellungen des Zählers 15 sind solcher Art, daß sie bestrebt
sind, das Fehlersignal in dem Zähler 14 gegen Null zu führen.
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Es sei darauf verwiesen, daß Fehler von 2 bis 10 Zählständen
jeweils zu 2 Erhöhungen oder Erniedrigungen des Zählers 15
führen. Da bei dieser Verwirklichung das System im Mittel 1,6
Zählstände für jeden Zyklus des impulsbreitenmodulierten
Signales 11 erzeugt, kann der Zähler 15 rasch Veränderungen am
Eingang folgen. Da fehlende Radialzeilen nur sichtbar werden,
wenn Sprünge von mehr als 4 Zählständen auftreten, verhindert
diese Erfindung ihr Auftreten durch Verhinderung von Sprüngen
von mehr als zwei Zählständen.
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Eine Hysterese kann dem System hinzugefügt werden durch die
einfache Verwendung von zusätzlichen Nachrichten "Keine
Veränderung" in der folgenden Weise:
Tabelle 2
Im Zähler 14 verbleibender Fehler Nachricht Korrektur des Zählers 15 11 oder mehr 3 bis 10 -3 bis 10 -11 oder mehr Erniedrigung um 8 Keine Veränderung Erhöhung um 1
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Wenn eine Hysterese gemäß der Tabelle 2 hinzugefügt wird, so
zeigt die Nachführung zwischen dem impulsbreitenmodulierten
Signal auf der Leitung 11 und den Ausgangsdaten auf der
Leitung 16 eine kleine Verzögerung. Kleine anormale rückwärtige
Verläufe in der Breite der Impulse auf der Leitung 11 werden
jedoch mit der hinzugefügten Hysterese mit sehr viel geringerer
Wahrscheinlichkeit verfolgt als ohne diese.
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Die vorliegende Erfindung wandelt den Impuls mit variabler
Breite auf der Leitung 11 in ein paralleles digitales Wort auf
dem Bus 16 um. Die Geschwindigkeit, mit der die Ausgangsdaten
sich verändern können, ist begrenzt und ein gesteuertes Ausmaß
an Hysterese kann hinzugefügt werden. Wenn somit die Breite des
Eingangsimpulses auf der Leitung 11 ziellos anwächst oder
abnimmt, so folgen die Ausgangsdaten auf dem Bus 16 sanft dieser
Änderung. Rauschen und Synchronisationsfehler in der
Impulsbreite werden durch die vorliegende Erfindung eliminiert. Der
digitale Servokreis der vorliegenden Erfindung ist in seiner
Folgegeschwindigkeit begrenzt, wodurch die hier erläuterten
Vorteile vorgegeben werden.
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Obgleich der Entscheidungs-PROM 19 als ein einziger Speicher
dargestellt ist, sei vermerkt, daß die Nachrichten auf dem Bus
21 durch zwei kleine PROMS erzeugt werden können. Die sieben
signifikantesten Ausgangsbits D10-D4 des Zählers 14 können
verwendet werden, um den ersten PROM zu adressieren und die vier
am wenigsten signifikanten Ausgangsbits D3-D0 des Zählers 14
können verwendet werden, um den zweiten PROM zu adressieren. Der
erste PROM erzeugt sodann eine 4 Bit-Nachricht zur Verwendung
bei der Adressierung des zweiten PROM zusammen mit dem Ausgang
des Zählers 14. Die Nachricht von dem ersten PROM zu dem zweiten
PROM kann tatsächlich eine 2 Bit-Breite aufweisen, aber 4 Bits
können vorgesehen sein für eine flexiblere Programmierung.