DE3751545T2

DE3751545T2 - Gerät zur kommunikation über stromversorgungsleitungen.

Info

Publication number: DE3751545T2
Application number: DE3751545T
Authority: DE
Inventors: David L Propp; Michael B Propp
Original assignee: Adaptive Networks Inc
Current assignee: Adaptive Networks Inc
Priority date: 1986-04-16
Filing date: 1987-04-03
Publication date: 1996-05-02
Anticipated expiration: 2007-04-04
Also published as: JP2647107B2; EP0267930A1; KR920002268B1; KR880701497A; WO1987006409A1; AU7301987A; AU601122B2; EP0267930A4; CA1280483C; EP0267930B1; US4815106A; JPH01500867A; ATE128586T1; DE3751545D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen digitale Kommunikationssysteme. Insbesondere betrifft die Erfindung die Übertragung und den Empfang von digitalen Informationssignalen in binärer Form mit hoher Geschwindigkeit, wie beispielsweise die Übertragung und den Empfang von Computerdaten, wobei dies über mit Rausch behaftetes Leistungsmedium erfolgt, wie beispielsweise einer Wechselspannungsleitung.
Es ist bekannt, daß digitale Informationen, wie beispielsweise Computerdaten, über existierende Wechselspannungsleitungen übertragen werden können. Die möglichen Vorteile einer derartigen Datenkommunikation sind allgemein bekannt, wobei insbesondere die extreme Vielfältigkeit mit der Büroeinrichtungen, wie Datenterminals, entfernte Drucker, PCS und dergleichen miteinander verbunden werden können, geschätzt wird. Jegliche Gerätschaft, die von einem zentralen Computer gesteuert werden könnte, könnte mit diesem Computer über die bereits für die Stromversorgung benötigte Ausrüstung verbunden werden. Bei der ein zentraler Computer könnte verwendet werden, um verschiedene Gerätschaften wie Heizung, Licht und Klimaanlagen zu steuern.
Der heute übliche Weg verschiedene Komponenten miteinander zu verbinden besteht in der Verwendung von entsprechenden Leitungen. Dies ist jedoch teuer, wenig flexibel und stellt höhere Datengeschwindigkeiten zur Verfügung, als sie für den normalen Verbraucher benötigt werden. Da Wechselspannungsleitungen bereits in fast allen, wenn nicht in allen Orten vorhanden sind, an denen eine Datenübertragung benötigt wird, kann eine verläßliche Hochgeschwindigkeitsdigitalübertragung über dieses Medium eine deutliche Kostenersparnis und Systemflexibilität bewirken.
Ein weit verbreitetes Übertragungsmedium stellt eine Wechselspannungsleitung im Frequenzbereich zwischen 100 bis 500 kHz dar. Derartige Leitungen verursachen unvorhersehbare Übertragungscharakteristiken, wie etwa extreme Schwächungen in gewissen Frequenzbändern, Phasenänderungen entlang der Verbindung, Diskontinuität etc. Allgemein kann man zwischen drei übliche Rauscharten unterscheiden: Niederspannungs-Gas- Rauschen, Niederspannungs-Impulsinterferenzen und Hochspannungsspitzen. Unter diesen drei Arten stellt die Niederspannungs-Impulsinterferenzart die dominante Quelle für Datenübertragungsfehler dar. Das bedeutet, eine Datenübertragung könnte verläßlich durchgeführt werden, selbst wenn gausches Rauschen vorliegt. Hochspannungsspitzen sind relativ selten und können am besten mit Fehlererkennungs- und Rückübertragungsverfahren bekämpft werden. Die genannten Charakteristiken können abhängig von der Belastung deutlich variieren, d.h. abhängig davon, ob andere Lasten an die Leitung zugefügt werden oder von ihr entfernt werden. Derartige Lasten schließen industrielle Maschinen, elektrische Motoren und verschiedene andere Gerätschaften wie Dimmer-Schaltkreise, Heizungen und Batterieladegeräte mit ein.
Frühere Versuche, diese Probleme in den Griff zu bekommen, sahen eine Vielzahl von Einzel- oder Vier-Kanal-Schmalbandübertragungstechniken vor. Schmalbandübertragungen begrenzen jedoch die Datenübertragungskapazität der Verbindung. Weiterhin verschlechtern sich ändernde Rauschumgebungen auf Wechselspannungsleitungen deutlich die Verläßlichkeit aller Techniken beeinflußt werden, wenn der Übertragungskanal unterbrochen oder verloren geht. Aus diesen Gründen wurde die Wechselspannungsleitungskommunikation bisher als nichtgenügend schnell oder nichtgenügend zuverlässig angesehen.
Obwohl geeignete Codiertechniken die Zuverlässigkeit und Geschwindigkeit derartiger Kommunikationssysteme erhöht hat, waren die Kosten für diese Verbesserungen zu hoch. Somit wurde das Potential für Versorgungsleitungsdatenübertragungen bisher nicht erreicht oder auch nur annähernd erreicht. Eine im wesentlichen fehlerfreie Datenübertragung war auf Raten unter 10 KB pro Sekunde beschränkt. Selbst bei derartig verbesserten Systemen, ist die Zuverlässigkeit noch nicht zufriedenstellend, da eine oder mehrere vorgesehene Schmalbandübertragungskanäle plötzlich nicht mehr verfügbar sein können, wobei dies ohne vorherige Warnung auftritt und auf unvorhersehbare Variationen der Leitungsübertragungscharakteristiken zurückzuführen ist.
In den vergangenen Jahren wurde die Datenübertragung über Versorgungsleitungen zunehmend schwieriger, was mit den Veränderungen bezüglich den Quellen für die Verzerrungen zu tun hat. Aufgrund der verbreiteten Verwendung von PCS und Drukkern hat die FCC Verordnungen erlassen, die die Abstrahlungen von Computereinrichtungen auf Versorgungsleitungen einschränken. Um diese Verordnungen einzuhalten, verwenden Computerhersteller routinemäßig zusätzliche Filter, die von der Leitungsseite her gesehen als sehr kleine Impedanzen erscheinen, wie beispielsweise sehr hohe Kapazitäten mit Werten in der Größenordnung von 0,1 Mikrofarad. Dies beeinflußt in erheblichem Maße die bei Breitbandsignalen anzutreffenden Verzerrungen und führt darüber hinaus zu starken Schwächungen in gewissen Schmalbandbereichen.
Viele bisherige Formen von Trägersignalmodulation wurden in Zusammenhang mit Versorgungsleitungskommunikationssystemen vorgeschlagen. Bei diesen Vorschlägen wurde die digitale Information auf den Träger aufmoduliert und der Träger dann der Wechselspannungsleitung zugeführt. Ein Empfänger empfängt das modulierte Trägersignal und demoduliert dann das Signal um die digitale Dateninformation zu gewinnen. Zwei oder mehr derartiger bekannter Techniken stellen das ASK (amplitudeshift keying) und das FSK (frequency-shift keying) dar. Beide Techniken sind bekanntermaßen anfällig gegenüber elektromagnetischer Interferenz sowie gegenüber Funkinterferenz. Eine dritte mögliche Modulationstechnik stellt das PSK (phase- shift keying) dar, welches ebenfalls als sehr rauschanfällig angesehen wird.
Aufgrund der genannten Schwierigkeiten wurde die Versorgungsleitungskommunikation bisher nicht als Möglichkeit für ein lokales Netzwerk (LAN) betrachtet, obwohl damit eine Erstrekkung in praktisch jedes Büro in ein Gebäude, in jedes Privathaus oder an jeden anderen Ort, wo Wechselspannungsleitungen verfügbar sind, erreicht werden könnte. Im Gegenteil sind bisherige LANs bisher teuere leitungsgebundene Installationen, die eine Datentransferkapazität zur Verfügung stellen, die die Anforderungen der meisten Benutzer des Netzwerks bei weitem übersteigt.
Aus "IEEE Transactions on Power Delivery," vol. FWRD-1, Nr. 1, Januar 1986, Seiten 79-84, IEEE, US, ist ein Versorgungsleitungskommunikationssystem zum Übertragen eines Datensignals zwischen einen Sender und einem Empfänger auf einer Wechselspannungsleitung bekannt. Die Wechselspannungsleitung weist dabei zumindest einen ersten und zweiten Leiter auf. Der Empfänger enthält eine Einrichtung zum Empfangen eines Breitbandsignals mit einer in etwa gleichförmig über einen vorgegebenen Frequenzbereich verteilte Leistung und zum Umwandeln des empfangenen Signals in einen periodischen und seriellen Ausgangsdatenstrom.
Aus JP-A-58 123 239 ist ein automatisches Entzerrungssystem bekannt, bei eine Entzerrung und eine Filterung eines übertragenen Signalspektrums erzielt wird, um nach der Detektion und der Verstärkung ein vorgegebenes Spektrum zu erhalten.
Aus US-A-4 379 284 ist ein Schmalbandkommunikationssystem bekannt, bei dem Rauschen von dem informationstragenden Signal unter Verwendung fester Filter entfernt wird.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Wechselspannungsleitungskommunikationssystem anzugeben, das in der Lage ist, eine im wesentlichen fehlerfreie Datenübertragung sowohl mit geringer als auch mit hoher Datenrate zu gewährleisten, wobei verfügbare existierende Leitungen, wie Wechselspannungsleitungen für die Datenübertragung verwendet werden.
Ihre Aufgabe wird durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein neuartiger Schaltkreis für die Datenkommunikation über Rausch behaftete Leitungen angegeben. Der Schaltkreis enthält einen Sendeabschnitt und einen Empfangsabschnitt, wodurch eine Zweiwegekommunikation mit ähnlichen Schaltkreisen, die über die Leitung verteilt angeordnet sind, ermöglicht wird. Eine intelligente Steuerung der Sender-/Empfängercharakteristiken wird angegeben, um einen verbesserten Empfang und eine verbesserte Übertragung unter sich ständig ändernden Rauschbedingungen, Verzerrungsbedingungen und Schwächungsbedingungen zu ermöglichen.
Es wird ein datenmodulierter Träger verwendet, wobei hierzu Breitbandtechniken und es wird eine Wellenform gewählt, die in jeder Periode etwa eine gleiche Leistungsverteilung über die verfügbare Bandbreite erzielt. Somit ist die Empfindlichkeit für Rauschen, Verzerrungen und Schwächungen verringert, da das Signalfrequenzspektrum wesentlich breiter ist, als das von einem Impulsrauschsignal. Es ist außerdem breit genug, um freguenzabhängige Schwächungsphänomene unschädlich zu machen.
Der Empfänger enthält eine Einrichtung zum Empfangen des rauschenthaltenden, verzerrten, modulierten Trägersignals, welches auf ein Leitungssignal, wie beispielsweise eine 60 Hz. Wechselspannung aufgezwungen wird. Der Empfänger arbeitet auch über tote Leitungen. Das Leitungssignal, sofern es anwesend ist, wird durch geeignete Filtereinrichtungen entfernt, so daß nur das rauschbehaftete, verzerrte, modulierte Trägersignal übrig bleibt. Selektiv gesteuerte Tiefund Hochpaßfilter wirken auf das modulierte Trägersignal in Antwort auf Steuersignale ein, die von einem Mikrocomputer gemäß bekannter Techniken erzeugt werden können. Insbesondere können die Filter so gesteuert werden, daß die Filteranordnung die Verzerrungen, die auf der Übertragungsleitung auftreten, soweit wie möglich, beseitigt. Weiter sind Einrichtungen zum Umwandeln oder Demodulieren des gefilterten Trägersignals in ein digitales Signal oder einen Impulszug der die diskreten Informationsbits repräsentiert, vorgesehen. Das verbleibende digitale Signal enthält die gewünschte wiederzugewinnende Information und dient außerdem zum Steuern verschiedener adaptiver Schaltkreissteuereinrichtungen, einschließlich der o. g. Filter. Ein logischer Schaltkreis untersucht das eingehende Digitalsignal nach erkennbaren Datenmustern, um ein Empfängersynchronisation entsprechend einem jeden neuen Informationsbit und dessen energiereichstem Abschnitt einzurichten. Der logische Schaltkreis kombiniert neue adaptive Filtersteuermaßnahmen, Signalkombinationseinrichtungen und kann darüber hinaus spezielle Fehlerdetektions-/Fehlerkorrektureinrichtungen enthalten, um eine gültige Datenübertragungspräambel zu suchen, zu verfolgen, zu verifizieren oder sich für die weitere Verarbeitung durch den Empfänger-/Sender, eine Host- Einrichtung, wie beispielsweise ein PC, mit der der erfinderische Schaltkreis verbunden sein kann, zu synchronisieren.
Der Sender der Erfindung ist so ausgelegt, daß er einen geeigneten modulierten Trägersignal, das mit der Information, die übertragen werden soll, moduliert ist, erzeugt. Das übertragene Signal ist ein Breitbandsignal mit Energiekomponenten, die im wesentlichen über das verwendbare Frequenzspektrum des Übertragungsmediums verteilt sind. Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist der Breitbandsender schleifengesteuert, um adaptiv die übertragene Signalstärke in Antwort auf sich verändernde Impedanzen auf der Übertragungsleitung, zu steuern.
Gemäß anderen speziellen vorteilhaften Aspekten der Erfindung ist die Mikrocomputereinrichtung so ausgelegt, daß sie eine Vielzahl von Netzwerkszugriffsmoden zur Verfügung stellt, einschließlich master/slave, token bus/token passing und anderer Datentransfersteuervereinbarungen. Die Erfindung kann mit synchronen oder asynchronen Kommunikationsprotokollen über eine RS-232-C Interfaceverbindung mit der Host-Einrichtung betrieben werden. Diese Merkmale, sowie andere spezielle, weiter unter beschriebene Merkmale, stellen eine PLC-Einrichtung zur Verfügung, die für LAN-Anwendungen geeignet ist. Mit der vorliegenden Erfindung wird eine vorher nicht erreichte Geschwindigkeit, Zuverlässigkeit, Flexibilität und einfache Betriebsweise bei geringen Kosten erreichen.
Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen verständlich. Dabei zeigen die Zeichnungen im einzelnen:
Fig. 1 einen im Blockschaltbildform gezeichneten Teil eines Schaltkreises zum Empfangen eines Breitbanddatensignals,
Fig. 2 ein in schematischer Weise wiedergegebenen adaptiven Filterschaltkreis, wobei die Filterung in Antwort auf sich verändernde Leitungsbedingungen gesteuert wird,
Fig. 3 eine Codedarstellung eines Filtersteuersignals,
Fig. 4 einen in schematischer Weise wiedergegebenen Schaltkreis zum Übertragen eines modulierten, Breitbandträgersignals, welches digital codierte Daten trägt, und dessen Leistung adaptiv in Antwort auf sich verändernde Impedanzen des Übertragungsmediums gesteuert wird,
Fig. 5 in Übertragungsspannungssteuerblock der Fig. 4,
Fig. 6 eine Spannungsversorgungsfunktion, wie sie von dem Übertragungsspannungssteuerschaltkreis der Fig. 5 zur Verfügung gestellt wird,
Fig. 7 einen Übertragungsleistungsverstärkerblock der Fig. 4,
Fig. 8 eine Datenbitsperiode gemäß der Erfindung, durch die speziellen Wellencharakteristiken, wie sie in dem Synchronisationsschema verwendet werden, dargestellt werden,
Fig. 9A eine geeignete Wellenform für Breitbandleistungskommunikationssignale,
Fig. 9B ein Leistungsspektrum für die Wellenform der Fig. 9A und
Fig. 10 ein Zustandsdiagramm zum Erklären eines Verfahrens zum Suchen und Verifizieren des Empfangs eines Datensignals.
Fig. 1 zeigt einen Teil eines PLC (power line communication)-Schaltkreises 10 zum Empfangen und Datensignalen über eine Spannungsleitung 20, welche eine Wechselspannung an eine periphere Einheit 46, wie beispielsweise einen alleinstehenden Drucker, einen PC oder dergleichen versorgt. Separate Datenleitungen werden mit dem erfinderischen Schaltkreis überflüssig. Der Schaltkreis 10 kann entweder mit der Phase und dem neutralen Leiter oder mit der Masse und dem neutralen Leiter (nicht gezeigt) verbunden werden. In einer Ausführungsform wird das Wechselspannungsleiterpaar automatisch ausgewählt, das abhängig davon, wo bessere Signalübertragungscharakteristiken, d. h. weniger Verzerrung und ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis für das datentragende Signal erreicht werden kann.
Ein Netzfilter (line surge protector) 22, wie beispielsweise ein Gasröhrenabsorber kann der Signalleitung zugefügt sein. Die ausgewählten Leiter, im vorliegenden Beispiel die Phase und der neutrale Leiter können mit der Primärwindung eines Kupplungstransformators 24 verbunden sein, wobei der Transformator die 60 Hertz-Wechselspannung der Wechselspannungsleitung 20 entfernt. Die Leitungssignale VH und VL werden von der zweiten Wicklung des Kopplungstransformators 24 abgenommen, wobei die Bedeutung dieser Signale im folgenden im Zusammenhang mit der Kopplungssteuerung des erfinderischen Senderabschnitts erklärt wird.
Ein Übergangsspannungsunterdrücker (transient voltage suppressor) 26 kann zwischen jeden Anschluß des Transformators auf der Sekundärseite und Masse verschaltet werden. Ein Tiefpaßfilter erster Ordnung 28 und ein Hochpaßfilter erster Ordnung 30 filtern die Signale, unter Verwendung bekannter Schilderprinzipien. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist modulierte Träger, der zum Übertragen der Daten verwendet wird, ein PSK-Signal, welches seine Energie im wesentlichen gleichmäßig über den verwendbaren Frequenzbereich verteilt, das heißt, zwischen etwa 100 kHz und 500 kHz. Unter 100 kHz können große Rauschspitzen austreten, die so großen Interferenzen führen, daß eine verläßliche Übertragung schwierig wird. Eine Übertragung bei Frequenzen über 500 kHz kann Energie in das Rundfunk-Amplitudenmodulationsfrequenzband abstrahlen, was zu Verstößen der FCC-Bestimmungen führen kann. Entsprechend stellen Tief- und Hochpaßfilter 28, 30 sicher, daß die Signalfrequenz im gewünschten Band liegt. Es sollte klar sein, daß die Signalumgebung außerhalb der Wechselspannungsleitungen der definierte verwendbare Frequenzbereich anders sein kann, und daß in diesem Fall das Breitbanddatensignal seine Energien über das bestimmte Band verteilen muß.
Die gefilterten Signale werden den Eingängen eines Differenzverstärkers 32 zugeführt, wobei dieser beispielsweise durch einen JFET-Eingangs-OP-Verstärker gebildet sein kann, um das modulierte Trägersignal 33 ohne Rauschen zur Verfügung zu stellen. Dieses Signal 33 wird in hohem Maße verzerrt und wird erhebliche Rauschkomponenten aufweisen, trotz der bereits stattgefundenen Signalkonditionierung. Tief- und Hochpaßfilter zweiter Ordnung 34, 38 können zur Entzerrung verwendet werden, und das modulierte Trägersignal 33 zusätzlich filtern, wodurch eine weitere Signalverarbeitung einschließlich einer zuverlässigen Demodulation ermöglicht wird. Besonders bevorzugter Weise werden selektiv steuerbare Stellen Sallen-Key-Filter mit gleichen Komponenten werden verwendet. Die digitale Schaltsteuerung 36 stellt adaptiv sowohl die Grenzfrequenz als auch die Dämpfung des Tiefpaßabschnitts 34 ein. In ähnlicher Weise ist die digitale Steuerung 40 vorgesehen, um den Hochpaßabschnitt 38 bezüglich seiner Grenzfrequenz und Dämpfung einzustellen, wie dies anhand der folgenden Erläuterung noch besser verständlich wird.
Nach der adaptiven Entzerrung wird das Signal von einem analogen, modulierten Träger in ein digitales Pulssignal 43 durch eine geeignete Einrichtung 42 umgewandelt. Bezüglich einer einfachen und billigen Ausführungsform wird die Umwandlung durch eine Zweistufenverstärkung des Trägersignals 41 erreicht, wobei der Ausgang des zweiten Verstärkers dann dem Eingang eines Hochgeschwindigkeitskomperators in einem Schaltkreis mit Hysteresis zugeführt wird. Das digitale Pulssignal 43 wird am Ausgang des Komparators zur Verfügung gestellt. In einer anderen Ausführungsform kann der A/D- Wandler eine größere Bitlänge aufweisen, um die Verarbeitung zu verbessern.
Die digitalen Pulse 43 werden einem logischen Steuerschaltkreis 44 zur Synchronisationsdetektion und Demodulation (Decodierung) zugeführt, um die in dem Pulszug eingebetteten Daten wiederzugewinnen. Dies wird im folgenden im Zusammenhang mit einigen Aspekten des logischen Verarbeitungsschaltkreises deutlich. Wenn die Information in Form decodierter Daten 45 vorliegt, kann sie durch den erfindungsgemäßen PLC an die periphere Einheit 46 weitergeleitet werden, die mit der Wechselspannungsleitung 20 verbunden ist, wodurch die beabsichtigte Nutzung der Spannungsleitung 20 sowohl für die Leistungsversorgung als auch für die Datenkommunikation erreicht wird.
In Fig. 2 sind Details eines bevorzugten adaptiven gesteuerten Sallen-key-Filterabschnitt gezeigt. Während die Auswahlkriterien für die verschiedenen Schaltkreiselemente bekannt sind, ist ersichtlich, daß die Anordnung der Fig. 2 eine schnelle Einstellung der Grenzfrequenzen und Dämpfungseffekte der Filterabschnitte ermöglicht. Bezüglich des ersten Tiefpaßfilterabschnitts, können die Widerstände R2 und R5 sowie R3 und R6 selektiv geändert werden, um die Grenzfrequenz des Filters durch Schalter 54 und 52, welche analoge CMOS-Schalter sein können, zu verändern. Die sechs Widerstände R1-R6 können somit vier unterschiedliche Frequenzen zur Verfügung stellen, jeweils abhängig von den Schalterpositionen. Die Kondensatoren C1 und C2 sind in üblicherweise verschaltet. Der Rückführungsgewindesverstärkers 50, welcher einen JFET-Eingangs-OP-Verstärker aufweisen kann, wird durch die Widerstände R7-R10 gesteuert. Durch das selektive Koppeln eines oder beider Widerstände R8 und R9 mit den Schaltern 56 und 58, wird die Tiefpaßdämpfung gesteuert. Der OP-Verstärkungsausgang 37 wird dann über die Kondensatoren C3 und C4 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Hochpaßabschnitts-OP-Verstärkers 60 verbunden. Die Widerständer R11-R16 können mit dem nichtinvertierenden Eingangssignal in jeder beliebigen von vier Kombinationen verbunden sein, um verschiedene Hochpaß-Grenzfrequenzen zur Verfügung zu stellen, jeweils abhängig von der Stellung der Schalter 66 und 68. Die Dämpfung wird gesteuert, indem der Rückführungsgewinn quer die die Widerstände R17-R20 zur Verfügung gestellt wird, über die Schalter 62 und 64 in einer ähnlichen Weise, wie dies für den Tiefpaßabschnitt beschrieben wurde, geändert wird. Diese Erklärung ist nur illustrativ und es ist klar, daß es verschiedene Verfahren für das Entzerren und Filtern von verzerrten Signalen gibt. Es könnten auch noch mehr schaltbare Widerstände dazugenommen werden, die Anzahl der möglichen Filtereinstellkombinationen zu erhöhen. Die adaptive Steuerung der Filtercharakteristiken kann durch die im folgenden beschriebenen logischen Steuerschaltkreis 44 erreicht werden, um somit ein stark entzerrtes Signal zu erhalten. In Fig. 3 ist ein codiertes Steuersignal zum Schalten der verschiedenen Widerstände der Fig. 2 gezeigt. Dieses Format ist jedoch nur beispielhaft angeführt. In einem Steuerdatenbit 70, welches acht Bit 72 aufweist, korrespondiert jedes Bit 72 mit einem der COMS-Analog-Schalter (52,54,56,62,64,66,68) der Fig. 2. Wenn ein Bit einen Wert logisch "0" aufweist, ist der entsprechende analoge Schalter geschlossen. Wenn das Bit eine logische "1" darstellt, dann ist der entsprechende Schalter offen. Somit können, wenn die PLC-Einrichtung keine ordnungsgemäß gefilterten Daten empfängt, wie dies durch eine hohe Bitfehlerrate, eine fehlende Synchronisation, oder andere spezielle Bedingungen angezeigt wird, die Filtercharakteristiken geändert werden, indem ein neues Filter-Befehlswort in Form einer unterschiedlichen Sequenz von logischen Einsen und Nullen herausgegeben wird. In einer Ausführungsform, kann jeder von 256 möglichen Befehlen, während einer bestimmten Zeitperiode in Form von etwa 5 bis 10 msec ausprobiert werden, bis ein zufriedenstellender Datenempfang erreicht wird. Dies drückt sich dann durch eine im Bereich der Synchronisation, eine geringe Bitfehlerrate sowie durch andere Kriterien aus. Abgehend von der Logik und dem Mikroprozessor- Schaltkreis, wird im folgenden auf den Übertragungsabschnitt der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit Fig. 4 eingegangen. Allgemein ist ein Übertrager so ausgelegt, daß er aus einem digitalen Pulszug, der von dem logischen Verarbeitungsschaltkreis zur Verfügung gestellt wird, eine geeignete Wellenform erzeugt. Der Übertrager weist dabei die Eigenschaften, daß er die Wellenform mit einer über ein weites Frequenzspektrum verteilten Energie, z. B. zwischen 100 und 500 kHz verteilt, ohne dabei das Signal in irgendeinem Schmalband zu schwächen. Zusätzlich ist der Übertrager so ausgelegt, daß er eine geeignete Spannung auf das Übertragungsmedium aufzwingt, unabhängig von der Impedanz des Mediums, selbst dann, wenn die Impedanz variiert.
In Fig. 4 ist eine periphere Einheit 46, wie beispielsweise ein PC gezeigt, welcher Datensignale 80 für die Übertragung an den logischen Steuerschaltkreis 44 für die Codierung zur Verfügung stellt. Bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung, stellt der logische Steuerschaltkreis 44 zwei digitale Pulszüge 82, 84 entsprechend den positiven und negativen Abschnitten der übertragenen Wellenform zur Verfügung. Die Wellenform wird einem Anschluß eines Kopplungstransformators 24 auf der Sekundärseite zugeführt, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist, um damit über die Versorgungsleitung 20 übertragen zu werden.
Die digitalen Pulszüge 82, 84 können verwendet werden, um den Betrieb der tri-state-Puffer 86, 88 zu steuern, so daß die gewünschte Wellenform, welche positive, negative, oder Nullwerte aufweisen kann, erzeugt wird. Die tri-state-Puffer 86, 88 sind in zwei Moden betreibbar, in einem mit hoher Impedanz und in einem mit geringer Impedanz. Beispielsweise ist dann, wenn das digitale Signal 82 einen positiven Pulswert + V aufweist, der Puffer 86 als Block mit hoher Impedanz aktiv, wodurch ein Spannungssignal auf dem Leiter 91 erzeugt wird, das bezogen ist auf die gesteuerte Spannung auf dem Leiter 89 über den Widerstand R30. Die Bedeutung des Leiters 89 wird im folgenden klar werden. In gleicher Weise kann ein Spannungssignal auf den Leiter 93 vom Leiter 89 über den Widerstand R31 gegeben werden, wenn das digitale Pulssignal 84 den Puffer 88 in seinem Hochimpedanzzutand hält. Wenn die digitalen Pulssignale 82, 84 einen Nullwert aufweisen, weisen die Puffer 86, 88 geringe Durchgangswiderstände auf, wodurch die Spannungen auf den Leitern 91 und 93 zu Null werden. Somit wird, da die Leiter 91 und 93 unterschiedlichen Verstärkern zugeführt werden, eine Wellenform auf dem Leiter 95 erzeugt, die zwischen positiven und negativen Spannungspegeln variieren kann, so wie eine Sinuswelle sich um die Nullage verändert. Die Verstärker können einen JFET-Eingangs-OP-Verstärker aufweisen.
Die erzeugte Wellenform weist eine über das gesamte nutzbare Spektrum verteilte Energie auf. Somit ist es notwendig, diese gewünschte Wellenform für jede Trägerzeitperiode zu erzeugen. Ein Informationsbitintervall kann eine oder mehrere Trägerperioden lang sein, jeweils abhängig von der Komplexität des verwendeten Synchronisationsschaltkreises. Eine geringere Anzahl von Trägerperioden pro Bitintervall stellt eine breitere Signalbandbreite zur Verfügung, wobei die größte Bandbreite erzeugt wird, wenn die Trägerperiode jedes Bitintervall verwendet wird. Die Synchronisationskomplexität wird stark verringert, wenn zwei Trägerperioden pro Bit verwendet werden. Eine Zeitperiode des Trägers kann unter Verwendung bekannter Fourier-Transformationen auf das Frequenzspektrum übertragen werden. Um die Wellenform zu erzeugen, sollte die Trägerperiode in eine Auszahl diskreter Unterintervalle (z.B. 16) unterteilt werden, von denen jede n-diskrete Werte annehmen kann, wie beispielsweise drei Spannungen. Außerdem kann eine nichtsymmetrische Wellenform bessere Übertragungscharakterististiken bieten als eine symmetrische.
Wenn 16 Unterintervalle für eine nichtsymmetrische Wellenform verwendet wird, und ein Muster mit drei Pegeln gewünscht ist, wird das Leistungsspektrum eine Funktion eines Vektors mit acht Komponenten sein, wobei jede Komponete aus drei Werten gewählt werden kann. Dies führt zu einer begrenzten Anzahl möglicher Wellenformen mit unterschiedlichen Leistungsspektren. Aus dieser Gruppe kann dann eine Wellenform gewählt werden, die mit den relevaten FCC-Bestimmungen, der Leistungsverteilung über die beabsichtigte Bandbreite und mit den verfügbaren Schaltkreiskomponenten übereinstimmt. Eine bestimmte Wellenform, die sich als geeignet herausgestellt hat, ist in Fig. 9A angegeben, wobei Fig. 9B das entsprechende Leistungsspektrum angibt.
In Fig. 9A ist eine verwendbare Wellenform 200 gezeigt, die ein antisymmetrisches Muster mit 16 Pulsen aufweist. Die Wellenform 200 ist nur eine der möglichen oben diskutierten Wellenformen. Jeder Puls weist einen Wert +,- oder Null (202, 206, 204) auf. In einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist jedes Pulsintervall eine Länge von etwa 250 nsec auf. Die Wellenform wird durch Steuern der tri-state-Puffer 86, 88 erzeugt, wie dies oben beschrieben wurde.
Fig. 9B zeigt ein Leistungsspektrum 210 der Wellenform 200 der Fig. 9A. Die Wellenform 200 wurde in das Leistungs/Frequenzspektrum überträgen, wobei dies mit der bekannten Fourier-Transformation erfolgte. Wie gezeigt, ist die Leistung etwa gleichmäßig über das nutzbare Frequenzband verteilt, d.h. oberhalb 100 kHz und unterhalb dem Amplidutenmodulations-Frequenzband. Das Leistungsspektrum bleibt unter den FCC-Begrenzungen für digitale Leistungsübertrager in regulierten AM-Spekturm. Die Wellenform ist jedoch nur beispielhaft und es sollte klar sein, daß auch andere Wellenformen die geforderten Kriterien erfüllen. Vor der Verstärkung muß das Signal gefiltert werden, um sicherzustellen, daß die Leistung nicht außerhalb des gewünschten Frequenzbandes abgestrahlt. Die falsch abgestrahlten Leistungen sollten besser für das Hauptband verwendet werden und kann darüber hinaus dazu führen, daß die FCC-Vorschriften verletzt werden. Daher wird die Wellenform auf dem Leiter 95 einen Tief- und Hochpaßfilter 92 erster Ordnung zugeführt, wobei auch eine Gewinnsteuerung 44 verwendet wird. Die möglichen Techniken sind dem Fachmann bekannt. Ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung 96 kann auch verwendet werden, wie beispielsweise ein Sallen-key-Filter zweiter Ordnung.
Schließlich ist eine Leistungsverstärkung 98 vorgesehen, die durch eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle (VCVS) gebildet werden kann, wie dies allgemein bei rückgekoppelten Verstärkern der Fall und die vorteilhaften Charakteristiken eines verringerten Rauschens, einer geringen Frequenzverzerrung und einer geringen Phasenverzerrung aufweist. In einer speziellen Ausführungsform des Sendeverstärkerabschnitts, wie in Fig. 7 gezeigt ist, wird der Ausgang des OP-AMP-130 verwendet, um ein Signal an die Basisanschlüsse eines herkömmlichen emitter-verschalteten Darlington-Transistors 132, 134 zuzufügen. Die Verstärkerrückführungsteuerung wird über die Widerstände R51 parallel zum Kondensator CC und über den Serienwiderstand R50 zur Verfügung gestellt und dem invertierenden Eingang des OP- AMP 130 zugeführt, der widerum eine JFET-Einrichtung sein kann. Der OP-AMP-Ausgang kann über den Widerstand 52 zu einer aus einer Vielzahl, beispielsweise von fünf Gleichrichterdioden D3-D6 zugeführt werden. Die Dioden können beispielsweise vom Typ 1N4001S sein. Die Dioden D3-D4 helfen die Übergangsverzerrungen zu beseitigen und ermöglichen die Verwendung von geringeren Vorspannungs strömen für die Darlington-Transistoren 132,134. Das Diodennetzwerk kann über die Widerstände R53 und R54 vorgespannt sein.
Der Kollektor-Basis-Spannungsabfall des Transistors 132 wird durch Zufügen der Spannung -V3, die -15 Volt darstellen kann, direkt zum Kollektor zur Verfügung gestellt. Wie gezeigt, ist der Kollektor mit Masse über den Kondensator C12 verbunden. Der Transistor 143 ist in ähnlicher Weise durch die Spannung +V3 betrieben, die direkt dem Kollektor zugeführt wird, wobei der Kollektor auch mit Masse über den Kopplungskondensator C3 verbunden ist.
Die Emitterspannungen der Transistoren 132 und 134 werden über die Widerstände R55 und R56 dem Verstärkerausgang VH über den Widerstand R58 zugeführt. Die Analogschalter (nicht gezeigt) können verwendet werden, um dem OP-AMP-130 zu umgehen, und um die Tranistorbasen von ihren Versorgungsspannungen +/-V3 zu trennen, wenn der Übertrager nicht arbeitet. In dieser Situation ist die Leistungsspannung, die bei VH auftritt, kapazitiv zu den Transistorbasen über die seriell gekoppelten Widerstände R57, R58 und dann durch die Kondensatoren C14 und C15 gekoppelt. Diese Anordnung bewirkt, daß die Transistorbasisspannungen mit VH variieren, wodurch die Transistoren 132, 134 ausgeschaltet und ruhig bleiben.
Wie oben erwähnt, ist der Übertrager so ausgelegt, daß er einen geeigneten Spannungspegel auf die Leitung 20 trotz einer sich ändernden Leitungsimpedanz aufzwingt. Dies wird nun im folgenden unter Bezugnahme auf den Schaltkreis der Fig. 4 erläutert. Die modulierte Wellenform bei VH wird einem Anschluß des Kopplungstranformators 24 auf der Sekundärseite zugeführt. VL wird dem anderen Anschluß der Sekundärwindung zugefügt, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist.
VL wird auch mit dem Kondensator C8 parallel zum Widerstand R33 verbunden. Die Spannung 101 auf der tiefen Seite des Widerstands R32 wird dem mit Masse verbundenen Widerstand R33 zugeführt. Somit entsteht ein Spannungsabwall über dem Widerstand R33, der durch 101 angedeutet ist. Dieser Spannungsabfall ist bezogen auf die von dem Übertrager bei VH auf die Leistung gegebene Spannung. Da ein bestimmter Spannungsbereich das übertragene Signal als Optimum angesehen werden kann, wird die detektierte Spannung 101 verwendet, um die ursprünglichen Signalpegel, die von den tri-state- Puffern 86 und 88 zur Verfügung gestellt werden, zu steuern. Eine Anordnung zum Erreichen der Rückkopplungssteuerung ist in Fig. 4 gezeigt. Die Spannung 101 kann dem Hochpaßfilter 102 erster Ordnung zugefügt werden, um ein ungewünschtes Signal im nichtgewünschten Frequenz band zu eleminieren. Die Einrichtung 114 zum Bestimmen eines Steuersignals, das auf die mittlere Übertragungsleistung bezogen ist, ist ebenfalls vorgesehen. Zur Vereinfachung kann ein Halbwellengleichrichter 104 verwendet werden, um die negativen Signalanteile abzuschneiden, die sonst die Gesamtleistung auslöschen würden. Es sollte klar sein, daß das detektierte Signal die halbe Gesamtleistung angibt. Das gleichgerichtete Signal wird einem zeitkonstanten Schaltkreis 106 mit Mikrokomputersteuerung 108 zum Einstellen der Zeitantwort der Rückführungsschleife zugeführt, wobei die Antwort schnell ist, wenn die Übertragung beginnt, und langsamer wird, wenn die Übertragung fortgesetzt wird. Dies verhindert Verstärkerbetrieb bei ungeeigneten Pegeln für eine längere Zeitdauer. Ein mittlerer Leistungspegel wird dann von dem Tiefpaßfilter 110 erster Ordnung unter Verwendung bekannter Filter zur Verfügung gestellt. Die detektierte mittlere Leistung wird einem Senderspannungssteuerschaltkreis 112 zur Verfügung gestellt, wenn ein nichtverstärktes Signal zu den Leitern 91 und 93 über die Widerstände R30 und R31 zur Verfügung stellt.
Der Sende-Spannungs-Steuerschaltkreis 112 kann einen bestimmten Spannungsausgang als Funktion des Spannungseingangs aufweisen. Eine derartige Funktion ist in Fig. 6 gezeigt. Die Kurve 126 des Steuerschaltkreises 112 gibt die Spannung VOUT als Funktion der mittleren Übertragungsleistung aus. Bei einer mittleren Leistung über einem Pegel 132, wird die Ausgangsspannung auf einem ersten Pegel Vmin festgehalten. Für dedektierte Leistungen kleiner als ein bestimmter Pegel 130, ist die Ausgangsspannung Vmax. In einein Bereich zwischen den zwei Pegeln 130 und 132 kann die Ausgangsspannung monoton von Vmax zu Vmin abnehmen. Eine derartige Funktion wird durch den Steuerschaltkreis 112, wie in Fig. 5 gezeigt ist, zur Verfügung gestellt. Die Verstärker mit genetativer Rückkopplung, welche JFET-Eingangs- OP-AMP 120, 122 und Widerstände R40-R44 aufweisen können, sind seriell gekoppelt, wobei der Ausgang des ersten OP-AMP 120 dem invertierenden Eingang des zweiten OP-AMP 122 zugeführt wird. An einen Punkt zwischen dem OP-AMP 120, 122 wird die Spannung durch die Schaltdioden D1 und D2 begrenzt. Die eine Diode ist mit Masse verbunden, die andere mit einer Spannung V1, die beispielsweise gleich einer Spannung sein kann, die dem invertierenden Eingang des ersten OP-AMP 120 über den Widerstand R40 zugeführt wird. Die Spannung V1 kann beispielsweise 3,3 Volt betragen. Der nichtinvertierende Eingang des zweiten OP-AMP 122 empfängt eine Spannung V2, die gleich Vmin ist, und die beispielsweise 2,76 Volt betragen kann. VOUT wird somit erhöht, wenn die invertierende Eingangsspannung des OP-AMP 122 von Null weiter negativ wird.
Auf diese Weise wird die Übertragungsleistung rückgekoppelt, in Antwort auf Veränderungen der detektierten Spannung 119.
Gemäß einem anderen Aspekt dieser Steuerung, können die Komponentenwerte für C8, R33 und R58 gewählt werden, so daß ein geeigneter Übertragungsbetrieb in serieller Kombination mit der Induktanz des Anschlußkabels der Peripherieeinheit erreicht wird, selbst wenn die Übertragungsmediumimpedanz fast einen Kurzschluß darstellt. Die Impedanz kann kapazitiv, resistiv oder induktiv oder eine Kombination davon darstellen. Es wird angenommen, daß die geringste Impedanz, die angetroffen werden kann, einen Widerstand in der Ordnung von 1-2 Ohm, eine Kapazität von etwa 0,2 Mikrofarad und eine Induktanz mit etwa 1-2 Mikrohenry darstellt. Folgend sind Komponentenwerte für eine Ausführungsform der Erfindung angegeben: Widerstände Kondensatoren Mikrofarad
Um Datenkommunikationen ordnungsgemäß zu empfangen, zu decodieren, muß der Empfängerabschnitt eine Synchronisation suchen und sich an diese anhängen. Dafür sind Einrichtungen vorhanden, mit denen ein empfangenes Signal mit einem vorgegebenen Signal verglichen wird, um ein Informationsbit zu identifizieren, im Gegensatz zu rauschen. Im allgemeinen wird das empfangene Signal wiederholt mit der bekannten Referenz verglichen, bis eine Kombination zwischen den zwei Mustern vorliegt. Es sollte klar sein, daß etwa gleiche Übertragungsgeschwindigkeiten bei allen Übertragern und Empfängern vorhanden sein müssen, um die Kombination richtig untersuchen zu können. In einer Ausführungsform der Erfindung ist jeder Schaltkreis mit einem Quartz als Referenz ausgerüstet. Da die Quartze Genauigkeiten in einer Ordnung pro Millionen aufweisen, kann die Verwendung eines Quartzes mit einer Frequenz von beispielsweise 4,3008 MegaHertz die Verwendung einer Nachführung einer Nachführung der Datensignalfrequenz überflüssig machen.
Ein Empfänger kann ruhen, wenn weder empfangen noch übertragen wird. Der Empfänger wird jedoch, daß im Falle eine Datenübertragung stattfindet, die eingehenden Signale überwachen. Eine spezielle Serie von Informationsbits, erlaubt es, dem Empfänger das Signal zu erkennen. In einem PSK-Träger weist eine logische 1 und eine logische 0 gleiche, jedoch invertierte Wellenformen auf. Somit kann die spezielle Serie durch plötzliche Wechsel im Vorzeichen identifiziert werden.
Das Such-/Verifizierungsschema wird im Zusammenhang mit den Fig. 10 und 8 beschrieben. In Fig. 8 sind bestimmte Details des Suchschemas erklärt. In einer Ausführungsform der Erfindung ist eine Datenbitperiode 402 gleich zwei Trägerperioden 404, wobei hierbei eine perfekte unverzerrte Sinuswelle dargestellt ist. Für den Fachmann wird klar sein, daß die tatsächliche Wellenform stark gestört ist und daß in der Praxis der höchste Energieanteil dem dargestellten Wellenformsegment entspricht. Wenn eine Trägerperiode 404 in 16 Intervalle unterteilt ist, kann ein Acht-Intervall-Segment 408 über das Intervall, der Welle mit dem höchsten Energieinhalt gelegt werden. Dieser Teil des Signals kann annähernd durch eine Stufenwellenform 410 über das Acht-Interwall-Segment angenähert werden und es ist dieses Stufensegment 410, das als Referenz für die Korrelation gemäß der Erfindung verwendet wird. Der sich ergebende Zählstand für die Acht-Intervall-Korrelation von -8 bis +8 erreichen, wobei die letzte Zahl eine perfekte Korrelation und die erste Zahl eine perfekte, jedoch invertierte Wellenform darstellt.
In Fig. 10 ist ein Zustandsdiagramm für ein Leistungsleitungskombinationssynchronisationsschema gezeigt. Das Zustandsdiagramm kann durch einen logischen Schaltkreis einschließlich einer klassischen Zustandsmaschine unter Verwendung bekannter Techniken verwirklicht werden. Wenn ein Signal auf dem Übertragungsmedium auftritt, wird das Signal mit dem bekannten Referenzsignal durch Intervall korreliert. Bei dieser Ausführungsform geht einer Datennachricht eine Bitfrequenz voraus- z.B. 00000001 und wiederum gefolgt von einem Signaturbyte, welches so wenig wie möglich mit der Sequenz der 00000001 oder dem Gegenteil (11111110) in Beziehung steht. Eine Korrelationszählung wird in einem anfänglichen Zustand 301 erhalten. Wenn eine perfekte Korrelationen gefunden wird (C=+8), ist es möglich, daß der Beginn der Sequenz der 0000000 lokalisiert wurde und die Steuerung geht zum nächsten Zustand 303 über, um den Prozeß der Verifikation zu beginnen. Ein neuer Korrelationszielwert wird im zeitlichen Abstand zu dem ersten Korrelationszielwert erhalten, um das nächste erwartete Signal auf das Vorhandensein des Referenzintervalls zu überprüfen. Die Verschiebung entspricht dabei einem Acht-Intervall-Segmentsprung der Wellenform, bei der erwartet wird, daß sie einem entgegengesetzten Zeichen korreliert. Wenn perfekte Korrelation nicht festgestellt werden konnte (C kleiner als +8), wird eine erneute Zählung beim Zustand 301 gemacht. Gemäß der Erfindung kann dieser Prozeß von einem Mikrocomputer überwacht werden. Wenn eine Anzahl von Korrelationszählungen ohne Erfolgt getätigt wurden, wechselt das System adaptiv den Empfangsfilter mit einem Befehlsbyte 70, wie dies im Zusammenhang mit den Fig. 3 und 4 verschrieben ist. Dann geht es mit den folgenden Schritten weiter.
In dem zweiten Zustand 303, führt eine ausreichende Korrelationszählung zur Steuerung im nächsten Zustand 305. Dabei wird eine Korrelation durch einen Zählwert größer oder gleich 6 angezeigt. Es sollte klar sein, daß diesem eine bestimmte Ausführungsform des Synchroniationsschema darstellt und daß es viele andere Möglichkeiten gibt. Wenn der Zählwert beim Zustand 303 zu gering war (C kleiner +6, oder falsches Vorzeichen) geht die Steuerung zurück zum ersten Zustand 301 (das richtige Vorzeichen muß zu Beginn des Prozesses festgestellt werden). Dieses Schema wird erneut während der zwei nächsten Zustände 304, 307 bis zum Zustand 309 erhalten. Das Erreichen des Zustandes 309 deutet an, daß eine erfolgreiche Korrelation während vier Zeiten erreicht wurde. Damit kann darauf vertraut werden, daß eine Sequenz von Null von einer 1 gefolgt wird.
Der Zustand 309 wird beibehalten, so lange wie erfolgreiche Korrelationszählungen erhalten werden. Das System wartet nun auf einen ausreichend hohen Zählwert mit umgekehrten Vorzeichen, durch den das Ende eines bestimmten Musters angezeigt wird, zu welchem Zeitpunkt der Zustand 311 erreicht wird. Während dieser Warteperiode wird, wenn ein nichtausreichender Zählwert erhalten wird (C kleiner +6), ein zwischenzeitlicher Wartezustand 315 erreicht. Da im nächsten erfolgreichen Korrelationszählwert, die Steuerung entweder in den vorhergehenden Wartezustand 309 zurückkehren oder auf einen Wartezustand 317 mit geringerem Vertrauen ausweichen (da zwei falsche Zählwerte somit nacheinander aufgetreten sind, gibt dies an, daß die Bitsequenz tatsächlich nichts anderes als Rauschen war). Von dem Zustand 317 oder dem Zustand 315 kann eine gute Korrelation den Vertrauenspegel zurück in den Wartezustand 309 bringen. Ein nichtausreichender Zählwert (C kleiner +6) während des Zustands 317 bewirkt, daß der Anfangszustand 301 erneut gestartet wird (drei aufeinanderfolgende falsche Zählwerte zeigen mit großer Wahrscheinlichkeit rauschen an).
Von einem der Zustände 309, 315 und 317 aus, bewirkt ein ausreichend hoher Korrelationszählwert mit entgegengesetzten Vorzeichen, daß einer der Zustände 311 und 313 angehoben wird. Wenn die nächste nachfolgende Korrelation während einem dieser Zustände ungenügend ist (C kleiner +4) wird mit den Pegeln 305 oder 303 fortgefahren, um zu versuchen, die spezielle Bitsequenz erneut aufzugreifen. Wenn der Zählwert während der Zustände 311 oder 313 ausreichend ist (C größer oder gleich +4, umgekehres Vorzeichen), wurde ein hoher Vertrauenszustand erreicht. Ein abschließender Korrelationszählwert wird über die nächsten 16 unmittelbar aufeinanderfolgende Intervalle, das heißt über eine volle Trägerperiode genommen. Wenn ein 4-Bit-Zähler verwendet wird, ist klar, daß der Wert nicht größer als +8 oder -8 werden kann. Für eine derartige Implementation bewirken alle Korrelationswerte die größer sind als -8 (wodurch 3/4 der Möglichkeiten abgedeckt werden, da -C nur als -8 aufgrund der Bitbegrenzung des Zählers ausgedrückt wird), das die logische Steuerung, die Daten an den Mikrocomputer weitergibt. Im seltenen Fall, daß der Zählwert kleiner als -8 ist (was bedeutet, daß -8 bis -16 erreicht wurde), wird der gesamte Prozeß abgebrochen, und dann erneut vom Zustand 301 gestartet. Es sollte bemerkt werden, daß die Empfängersynchronisation zeitlich von der aktuellen Startzeit des Übertragungsbitintervalles verschoben werden kann. Dies wird dadurch ermöglicht, daß sowohl die Übertragungswellenform, als auch die Demodulationsreferenzwellenform richtig ausgewählt werden. Dies stellt sicher, daß das PLC-System trotz unterschiedlicher Leitungscharakteristiken erfolgreich synchronisieren kann.
Wenn einmal sichergestellt wurde, daß Datenbits empfangen wurden, kann die Netzwerkzugriffssteuerung an einen Mikrocomputer übertragen werden, wie dies oben beschrieben wurde. Spezielle Datenverbindungungsprotokolle für die Verwendung bei LANs sind allgemein bekannt, jedoch sind diese Protokolle im allgemeinen nicht ausreichend robust, um Daten tatsächlich richtig über ein Medium übertragen zu können, welches eine hohe Fehlerrate bewirkt. Beispielsweise können Daten in Paketen übertragen werden, und jedes Paket kann eine große Anzahl von Bits aufweisen. Viele Überprüfungen, wie beispielsweise CRC, können dem Ende des Paketes zugefügt werden. Wenn die Übertragung über Spannungsleitungen erfolgt, sind die Fehlerwahrscheinlichkeiten wahrscheinlich so hoch, daß bekannte Fehlerüberprüfungsverfahren nicht mehr richtig arbeiten. Daher werden die Pakete vorzugsweise auseinandergebrochen und in kleinere Frames eingefügt, da damit die Wahrscheinlichkeit einen fehlerhaften Frame zu erhalten, geringer wird.
Ein anderer Vorteil der Verwendung kleiner Frames besteht darin, daß es damit möglich ist, verschiedene Federkorrekturtechniken in Kombination mit Federdetektionstechniken zu verwenden, um eine extrem verläßliche Datenverbindung zu erhalten. Insbesondere ist es vorteilhaft, eine Korrektur für einen einzelnen Biterror in einem übertragenen Byte zur Verfügung zu stellen, und auch alle zwei Bits-Burst-Fehler korrigieren zu können. Ein Fehlerkorrekturcode/Fehlerdetektionscode der dieses Ziel verwirklicht, kann verwendet werden.
Wenn es beispielsweise erwünscht ist, eine Übertragung eines Byts mit acht Bits zu tätigen, kann für die Fehlerkorrektur eine Acht-/Vier-Code verwendet werden, der gleichzeitig das halbe Byte codiert und die vier Bits in eines von sechszehn möglichen Codewörtern abbildet. Das Codewort wird übertragen und dann decodiert, indem in einer Decodiertabelle 256 Bytes (2&sup8;) Möglichkeiten nachgeschaut wird. Jedes Codewort, das einen Fehler enthält, wird als eines von 16 "echten" Codewörtern angesehen, d.h., es können Entsprechungen zwischen den 16 "echten" Codewörtern und den 240 verfälschten Codewörtern aufgestellt werden. Sehr schlimme Fehler, d.h. die Fehler, die so schlimm sind, daß das Codewort verwürfelt wird, können ein anderes "echtes" Codewort zu dem Zeitpunkt des Empfangs und der Decodierung darstellen. Das originale Datenbyte wird auf das entsprechende ETC-Byte mit acht Bits abgebildet. Dieses ETC-Byte wird dann aufgeteilt, wobei jeweils vier Bits in Code-Wort- Byts abgebildet werden, unter Verwendung einer Fehlerkorrekturtabelle. Dann werden sie übertragen. Somit sollte klar sein, daß die vorgestellte Ausführungsform relativ uneffizient ist, da jedes Datenbyte vier übertragene fehlercodierte Bits benötigt. Für die ersten vier Bits des übertragenen Datenbytes; für die letzten vier Bits des Datenbyts; für die ersten vier Bits des ETC-Byts; für die letzten vier Bits des ETC-Byts. Wenn das ETC-Byte wieder hergestellt wird, wird es zurückübertragen, so als ob alles gut verlaufen wäre. Falls nicht, liegt ein ernsthafter Fehler vor, der eine Rückübertragung möglich macht. Dies sind jedoch nur einige Merkmale, die das PLC-System im Zusammenhang mit dem Datenverbindungsprotokoll bereitstellen soll.
Somit wurde ein neues Spannungs-Leitungskommunikationssystem angegeben, das die Verlässlichkeit stark verbessert und eine höhere Datenübertragungsgeschwindigkeit zuläßt, als dies bei bekannten PLC-Systemen der Fall ist. Für den Fachmann wird klar sein, daß mehrere Variationen, Modifikationen und Zusätze gemacht werden können, ohne dabei vom Wesen der Erfindung abzuweichen. Beispielsweise wird es mit zunehmenden Fortschritten in der Digitaltechnik möglich sein, einen Großteil der Filterung und Entzerrung mit rein digitalen Einrichtungen zu erreichen, statt dazu herkömmliche Widerstands-Kondensatornetzwerke zu verwenden. Die Wellenformung kann ebenso durch digitale Einrichtungen bewerkstelligt werden. Die beschriebenen Ausführungsformen können bereits derzeit dick mit geringen Kosten und damit billiger als bekannte Systeme hergestellt werden. Sie sind besonders geeignet im Zusammenhang mit LANs, welche interne Protokolle zur Verfügung stellen, die einen schnellen, zuverlässigen Netzwerkzugriff sowie Steuerung über das Übertragungsmedium zur Verfügung stellen, wobei dies in einem "Master-/Slave"-Betrieb, einem Betrieb mit "verteiltem Master" oder einem Betrieb mit "token bus/token passing" erfolgen kann.

Claims

1. Datenkommunikationssystem zum Kommunizieren eines Datensignals zwischen einem ersten Ort und einem zweiten Ort über eine Wechselspannungsleitung mit zumindest einem ersten und einem zweiten Leiter, wobei das System an jedem Ort aufweist:

eine Einrichtung (22, 24, 26, 28, 30, 32) zum Erhalten eines empfangenen Breitbandsignals, dessen Leistung im wesentlichen gleichmäßig über ein vorgegebenes Frequenzband verteilt ist, wobei die Einrichtung einen Kopplungstransformator (24) und einen Netzfilter (22) (surge protector oder transient suppressor) (26) aufweist;

eine Einrichtung (34, 38), die auf ein Steuersignal reagiert und adaptive Tief- und Hochpaßfilter von zumindest zweiter Ordnung aufweist, um das empfangene Breitbandsignal zu filtern, so daß dieses im wesentlichen entzerrt wird;

eine Einrichtung (42, 44) zum Umwandeln des im wesentlichen entzerrten empfangenen Breitbandsignals in einen periodischen seriellen Ausgangsstrom binärer Bits;

eine Einrichtung zum Vergleichen jeder Gruppe aus einer Anzahl aufeinanderfolgender empfangener Gruppen von Bits in dem Datenstrom binärer Bits mit einem Referenzsignal bei einer Anzahl unterschiedlicher relativer phasen;

eine Einrichtung zum Erzeugen einer Anzahl von Zählwerten, welche Korrelationsgrade zwischen jeder der Gruppen von Bits und dem Referenzsignal repräsentieren, in Antwort auf die Vergleichseinrichtung;

eine Einrichtung zum Identifizieren einer Serie von Gruppen von Bits, deren Zählwerte mit einem vorgegebenen Muster von Zählwerten übereinstimmen; und

einer Einrichtung zum Erzeugen des ersten Steuersignals in Antwort auf das Fehlen einer Übereinstimmung einer Serie von Zählwerten über eine vorgegebene Zeitperiode.

2. Datenkommunikationssystem nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend:

eine Einrichtung zum Umwandeln eines periodischen seriellen Eingangsstromes binärer Bits in ein Übertragungsbreitbandsignal mit einer Leistung, die im wesentlichen gleichmäßig über ein vorgegebenes Frequenzband verteilt ist;

eine Einrichtung zum Zuführen des Übertragungsbreitbandsignals mit einem ersten Leistungspegel zu der Leitung;

eine Einrichtung zum Erfassen einer Impedanz der Leitung;

einer Einrichtung, die in Antwort auf die Erfassungseinrichtung den ersten Leistungspegel auf einen zweiten Leistungspegel einstellt, um die Einrichtung zum Zufügen vor Schaden zu schützen.

3. Datenkommunikationssystem nach Anspruch 2, wobei die Einstelleinrichtung auf eine Zeitkonstanteneinrichung reagiert, um eine Einstellrate der Einrichtung zum Zufügen durch die Einstelleinrichtung zu steuern.