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Die
Erfindung betrifft ein ortsfest angeordnetes, frequenzmoduliertes
CW-Radarsystem, gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1. Ein derartiges Radarsystem ist beispielsweise
aus der
US 3 967 283 bekannt.
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Ein
solches Radarsystem ahnelt ferner demjenigen eines FM-CW-Radarhöhenmessers
mit zwei Antennen, von denen die eine als Sendeantenne und die andere
als Empfangsantenne dient. Ein solcher Radarhöhenmesser ist beispielsweise
in der FR-PS 1 557 670 beschrieben, dort allerdings mit einer einzigen
Sende/Empfangs-Antenne, die eine kompaktere Bauweise des Radarhöhenmessers
ermöglicht.
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Die
grundlegenden Gleichungen für
die Funktion eines Radarhöhenmessers
oder eines FM-CW-Radars lauten:
τ = 2Dc (2)
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Hierin
bedeuten:
- fb:
- die subtraktive Überlagerungs-
oder Schwebungsfrequenz zwischen der gesendeten und der als Echo (des
Bodens oder eines Objektes) empfangenen Welle in dem Ausgangssignal
des Mischers,
- τ:
- die Verzögerungszeit
zwischen der gesendeten und der als Echo empfangenen Welle
- ΔF:
- den Frequenzhub des
Sägezahns
des Sendesignals, der auf einem festen Wert gehalten wird,
- Te:
- die Dauer des Sägezahns
des gesendeten Signals,
- D:
- den Abstand des Bodens
oder eines Objektes,
- c:
- die Fortpflanzungsgeschwindigkeit
einer elektromagnetischen Welle in Luft.
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Bei
einem Radarhöhenmesser
entscheidet man sich im allgemeinen dafür, die den Boden charakterisierende
Schwebungsfrequenz fb auf einem festen Wert
fb0 zu halten. Dies hat zur Folge, daß die Dauer
Te des Sägezahns
des Sendesignals ein Maß für den gesuchten
Abstand D darstellt, was sich leicht aus den Gleichungen (1) und
(2) herleiten läßt, da sich
durch Substitution eine Proportionalität von D und Te ergibt.
Des weiteren wird der Sägezahn
in ständiger
Wiederholung gesendet.
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Demgegenüber wird
bei einem Radarsystem der einleitend geschilderten Gattung neben
dem Frequenzhub ΔF
die Dauer T
e konstant gehalten, so daß es folglich
die Schwebungsfrequenz f
b ist, die ein Maß für die Entfernung
oder den Abstand D nach folgender Gleichung bildet:
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Hierdurch
vereinfacht sich das Radarsystem, weil dann zwischen dem Mischer
und dem Höchstfrequenzsignalgenerator
keine mit einem Frequenzdiskriminator ausgestattete Regelschleife
mehr notwendig ist. In diesem Fall kann die Information über den
Abstand D durch eine Analyse des Frequenzspektrums gewonnen werden,
was einer typischen Radaranwendung besser entspricht, da man eine
Information über
alle vorhandenen Ziele gleichzeitig erhält. Ein Nachteil dieses Prinzips
liegt darin, daß für den Empfänger eine
große Bandbreite
dann erforderlich ist, wenn Ziele in einem sehr breiten Abstands-
oder Entfernungsfenster detektiert werden sollen. Für die Anwendungsfälle, für die das
Radarsystem nach der Erfindung gedacht ist, liegen die gewünschten
Entfernungsfenster jedoch zwischen einigen Metern und einigen hundert
Metern, so daß der
genannte Nachteil nicht allzu schwerwiegend ist. Außerdem soll
meist nur das Erscheinen eines einzigen Objektes (oder eines einzigen
Zieles) in diesem Entfernungsfenster detektiert werden, insbesondere
dann, wenn das Radarsystem nach der Erfindung in ein komplexeres
System zur Auslösung
beispielsweise einer in horizontaler Richtung wirksamen Mine integriert
ist. Andere mögliche
Anwendungsfälle
sind die Detektierung des Vorbeifahrens oder des Eindringens von
Fahrzeugen auf einem (Schienen-)Weg, einer Straße oder einem Werksgelände, in
welchem Fall das Radarsystem nach der Erfindung autark arbeiten
kann, um einen Fahrzeugzähler oder
einen Alarm auszulösen.
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Es
sind bereits Radarsysteme der vorstehend beschriebenen Art bekannt,
die die Besonderheit haben, daß sie
nicht notwendigerweise periodisch arbeiten müssen, d.h. also, daß für ihre Funktion
das Senden eines einzigen Sägezahns
in einem gegebenen Zeitpunkt genügen
kann. Diese Systeme bezeichnet man daher als intermittierende oder
unterbrochene FM-CW-Radarsysteme. Solche Radarsysteme werden beispielsweise
zur Feststellung eines stark reflektierenden Objektes in einem Geländebereich
benutzt, der aus einem Streifen besteht, der für ein gegebenes Azimut durch
zu dem Horizontkreis konzentrische Kreisbögen begrenzt wird. Das Arbeitsprinzip
besteht dann darin, den Mittelwert der nacheinander aus diesem Bereich
empfangenen Echos zu bilden und diesen Mittelwert mit einem für die Abtastung
des betreffenden Bereiches erwarteten Bezugspegel zu vergleichen.
Bei Überschreiten
einer voreingestellten Differenzschwelle zeigt das Radar die Gegenwarte
eines Aufmerksamkeit verdienenden Objektes an. Der Bezugswert ist
vorzugsweise der für
den zuvor abgetasteten Bereich erhaltene Mittelwert und jedem abgetasteten
Bereich entspricht das Senden mindestens eines Sägezahns des Höchstfrequenzsignals.
Diese Arbeitsweise ist ungenau, da sie auf der Durchführung von
Vergleichen zwischen Mittelwerten beruht und diese Vergleiche sich
auf unterschiedliche, jedoch aneinandergrenzende Geländebereiche
beziehen. Die Fehlalarmwahrscheinlichkeit ist deshalb hoch, was aber
wiederum unvereinbar mit einer Zünd-
oder Feuerbefehlsentscheidung ist, wenn das Objekt ein militärisches
Ziel ist. Darüberhinaus
benutzt der größte Teil
der Detektierungsradargeräte
den Dopplereffekt, wovon jedoch bei dem Radarsystem nach der Erfindung
kein Gebrauch gemacht werden soll.
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Die
gattungsbildende
US 3 967 283 beschreibt
ein System, bei dem ein Vergleich zwischen zeitlich aufeinanderfolgenden
Signalen vorgenommen wird, wobei ein Signalsatz einen Informationsgehalt
von 256 bit umfaßt,
was nur einen sehr geringen Informationsgehalt darstellt, der nur
grobe Auswertungsmöglichkeiten
zuläßt. Die
Auswertung bei dem Vergleich der beiden Signale erfolgt bitweise,
wobei die Abweichungen akkumuliert werden und ein Detektionssignal
dann ausgegeben wird, wenn der Akkumulationswert einen Schwellwert überschreitet.
Somit ist lediglich eine binäre
Detektion im Sinne von Alarm/kein Alarm möglich.
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Aus
der
US 4 398 466 ist
eine Richtmine mit mehreren akustischen Sensoren zur Detektierung
von Objekten bekannt, bei der mittels eines weiteren, optischen
Sensors (Laser-Entfernungsmesser) die Umgebung der Richtlinie (Zielhintergrund)
abgetastet wird und die einzelnen Bildpunkte in Form einer Umgebungskarte
gespeichert werden. Bei Annäherung
eines Ziels findet dann ein zweite Abtastung der Umgebung mit nachfolgender
Speicherung des dabei ermittelten Bildes statt. Anschließend werden
die beiden Bilder verglichen und durch Differenzbildung die Anwesenheit
eines Ziels erkannt. Dabei ist es mit dieser bekannten Sensoranordnung
möglich,
die Entfernung sowie die Silhouette des Zielobjektes zu erkennen
und für
die weitere Ausrichtung der Richtmine auf das Ziel zu verwenden.
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Diese
gattungsfremde Anordnung ermöglicht
noch neben einer Entfernungsbestimmung nur eine grobe Ermittlung
einer Zielsilhouette und es können
nicht mehrere separate Ziele erfaßt und hinsichtlich Größe und Entfernung
getrennt ausgewertet werden. Darüber
hinaus sind der Druckschrift keine näheren Angaben über die
Entfernungsbestimmung bzw. die Ermittlung der Silhouette entnehmbar.
Aufgrund des Zusammenwirkens von akustischen und optischen Sensoren
ist ferner der nutzbare Entfernungsbereich eingeschränkt und hierdurch
ist nicht die Auswertungsgüte
von Radardetektoren erzielbar.
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Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein gattungsgemäßes Radarsystem
derart zu verbessern, daß mindestens
ein er faßbares
Zielobjekt hinsichtlich Größe und Entfernung
genau erfaßt
werden kann. Vorzugsweise sollen mehrere Zielobjekte in dieser Hinsicht
erfaßbar
sein.
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Diese
Aufgabe wird bei einem Radargerät
der einleitend angegebenen Gattung unter Vermeidung der dem Stand
der Technik anhaftenden Nachteile durch die im Kennzeichen des Anspruches
1 angegebenen Merkmale gelöst.
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Die
Verstärker-
und Filterschaltungen dienen zur Kalibrierung oder Normierung des
Analogsignales vor seiner Umsetzung in digitale Form; die Schaltungen
umfassen im wesentlichen neben einem Operationsverstärker ein
Verstärkungs/Frequenz-Bandpassfilter,
das die Aufgabe hat, das subtraktive Schwebungssignal umso stärker zu
dämpfen,
je geringer der Abstand des Objektes (des Zieles) ist. Außerdem umfassen
die Schaltungen ein Tiefpassfilter zur Unterdrückung von Bandbegrenzungsfehlern
des Spektrums. Dieses Tiefpassfilter gestattet es, die Detektierung
an das gewählte
Abstandsfenster anzupassen.
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Eine
erste bevorzugte Ausführungsform
zeichnet sich dadurch aus, daß der
Zeitpunkt τ1 unmittelbar nach der Aufstellung des Radarsystems
an dem gewählten
Ort liegt und daß der
Zeitpunkt τ2 durch den Empfang eines Auslösesignals
bestimmt wird, das von einem dem System nicht angehörenden,
externen Sensor kommt.
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Dieser
externe Sensor kann einen körperlichen
Kontakt des Ziels mit dem Detektierungssystem umfassen, so etwa
Reißdrahtvorrichtungen
oder Druckfühler.
Der externe Sensor kann auch auf der berührungslosen Detektierung einer Änderung
der Umgebung beruhen, beispielsweise auf der Detektierung der Unterbrechung
eines Schallstrahles oder eines IR-Strahles. Diese Ausführungsform
eignet sich besonders gut zur Erzeugung eines automatischen Zündbefehls
zur Auslösung
einer Panzerbekämpfungsmine.
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Eine
zweite bevorzugte Ausführungsform
zeichnet sich dadurch aus, daß der
Zeitpunkt τ1 unmittelbar nach der Aufstellung des Radarsystems
an der gegebenen Stelle liegt und daß das System Mittel zur Steuerung
der zweiten Detektierung zu mehreren Zeitpunkten τ2 umfaßt, die
während
einer vorgegebenen Zeitdauer in regelmäßigen Abständen von einigen Sekunden aufeinanderfolgen,
derart, daß das
Radarsystem während dieser
Zeitdauer autark ist.
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Die
dritte Karte, SERm – SERref,
kann folglich mit derselben Periodizität wie die zweite Karte SERm erzeugt werden, was die ständige Detektierung
des Eindringens von Fahrzeugen in den zu überwachenden Bereich ermöglicht.
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Im
einzelnen sind vorteilhafte Ausführungsformen
und Weiterbildungen des Radarsystems nach der Erfindung in den Unteransprüchen angegeben.
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Das
Radarsystem nach der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung
erläutert,
die jedoch nur beispielhaft aufzufassen ist. Es zeigt:
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1 ein
Blockschaltbild des Gesamtsystems,
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2a, 2b, 2c Zeitdiagramme
einiger Signale des Systems nach 1 und
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3a, 3b, 3c in
schematischer Form die erste, die zweite und die dritte Karte der äquivalenten
Radarfläche
der Echos in Abhängigkeit
von der Entfernung.
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In 1 ist
links die eigentliche Radarschaltung und der analoge Signalverarbeitungsteil
dargestellt.
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Der
rechte Teil der Figur zeigt hingegen die digitale Verarbeitung.
Das beispielhaft dargestellte Radargerät arbeitet mit einer einzigen
Sende/Empfangs-Antenne 301. Es könnte sich jedoch auch um ein übliches Radargerät mit zwei
Antennen handeln. Die Sende- und Empfangskeulen der Antenne 301 liegen
fest; ihr azimutaler Öffnungswinkel
und ihr Elevantionsöffnungswinkel
liegen jeweils im Bereich von einigen zehn Grad.
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Die
benötigte
Entfernungsauflösung
liegt im Bereich von 5 Metern, was es ermöglicht, ein Radar mit einer
einzigen Antenne zu verwenden, bei dem bekanntlich die Entfernungsauflösung unterhalb
von etwa 3 Metern kritisch wird. Die Empfindlichkeit des Radars
muß so
bemessen sein, daß es
Ziele zu erkennen vermag, deren äquivalente
Radarfläche
bei einigen Quadratmetern liegt, so daß das Radar sich zur Feststellung von
eingedrungenen Objekten (oder Zielen) eignet, bei denen es sich
eher um Fahrzeuge als um Personen handelt. Das Radar nach 1 umfaßt einen
gesteuerten Spannungsgenerator 302, einen spannungsgesteuerten
Oszillator 303 (sog. VCO) und einen Richtkoppler 304,
dessen erster Ausgang mit der Antenne 301 und dessen zweiter
Ausgang, an dem ein Bruchteil des empfangenen Echosignals erscheint,
mit einem Mischer 305 verbunden ist. Ein Koppler 306 verbindet
den Höchstfrequenz-Sendesignalausgang
des Oszillators mit einem zweiten Eingang des Mischers 305,
so daß dieser
einen Bruchteil des Sendesignals erhält. Am Ausgang 307 des
Mischers 305 steht ein Signal entsprechend der subtraktiven Überlagerung
der Signale an den beiden Eingängen
zur Verfügung.
Die Frequenz.fb dieses Schwebungs- oder Überlagerungssignals
ergibt sich aus der vorstehend genannten Gleichung (3).
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Die
Arbeitsweise dieses Radars wird nachfolgend anhand der 2a und 2b erläutert.
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Gesteuert
von einem monostabilen oder bistabilen Rechtecksignal S31, 2b,
erzeugt der Spannungsgenerator 302 eine positive Spannungsrampe
S32 der konstanten Dauer Te. Dieses veranlaßt den VCO 303 ein
Höchstfrequenz-Sendesignal S33 zu
erzeugen, dessen Frequenz Fe in 2a dargestellt
ist. Es handelt sich um eine Frequenzrampe, die symmetrisch zu der
festen Mittenfrequenz Fc liegt und den konstanten Hub ΔF hat. Die
Sendeleistung Pe ist während der Dauer Te konstant.
Ein mit S34 bezeichneter Bruchteil des Signals S33, das dieselben
Frequenzmerkmale hat, wird dem Mischer 305 zugeführt. Des
weiteren wird ein Bruchteil S35I jedes reflektierten Signal für jede Entfernung
DI, die aus einem Entfernungsdetektierungsfenster stammt, dem anderen
Eingang des Mischers 305 zugeführt. Hieraus ergibt sich am
Ausgang des Mischers ein sinusförmiges,
elementares, subtraktives Schwebungssignal FbI
der Frequenz fbI, das in 2a dargestellt
ist. Die Summe aller dieser für
alle Entfernungen DI des Entfernungsfensters erhaltener Echosignale
FbI bildet ein Signal 307 am Ausgang
des Mischers 305. Die Leistung des Signals 307 ist
proportional zu der äquivalenten Radarfläche der
die verschiedenen Echos erzeugenden Objekte und umgekehrt proportional
zu der Entfernung DI4.
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Das
Signal
307 wird zunächst
in analoger Form durch Verstärker-
und Filterschaltungen
308 verarbeitet, die einen Verstärker
309,
ein Verstärkungs/Frequenz-Korrekturfilter
311,
ein Filter
312 zur Dämpfung
der Selbstblendungssignale und ein Filter
313 zur Spektrumsbegrenzung
umfassen. Die Aufgabe des Verstärkers
309,
vorzugsweise eines Operationsverstärkers besteht darin, den kleinsten
Pegel des Überlagerungssignals
307 soweit
zu verstärken,
daß er
mit der Dynamik des im rechten Teils der
1 dargestellten,
digitalen Verarbeitungsteils vereinbar ist. Das Filter
311 ist
ein Bandpassfilter, das die 1/D
4 – Abhängigkeit
(40 dB je Dekade) der von dem Radar empfangenen Signale kompensiert,
was gleichbedeutend mit einer frequenzabhängigen Verstärkung des
Signals
307 ist. Zufolge der vorstehend angegebenen Gleichung
(3) ist die Frequenz f
b proportional zur
Entfernung D. Diese Filterung hat den Vorteil, die für den nachgeschalteten
A/D-Wandler
314 erforderliche Dynamik zu verringern. Die
Aufgabe des Filters
313, eines Tiefpassfilters, besteht
darin, Bandüberlappungsfehler
bei der nachfolgenden Abtastung zu verhindern. Dieses Filter dämpft oder
unterdrückt
Signale, die aus einer Entfernung kommen, die größer als die maximale Analyseentfernung
D
max. ist. Die vorstehend beschriebene Filterung
des Signals
307 reicht für ein Radar mit zwei Antennen
aus, also ein Radar mit einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne.
Für das
in
1 dargestellte Radar mit einer einzigen Antenne
ist hingegen zusätzlich
zu den Filtern
311 und
313 ein Hochpassfilter
312 erforderlich.
Dieses Filter hat die Aufgabe die niederfrequenten Selbstblendungssignale
des FM-CW-Radars zu dämpfen.
Bei Radargeräten,
bei denen gleichzeitig über
dieselbe Antenne gesendet und empfangen wird, tritt nämlich eine
störende Erscheinung
auf:
Ein Teil der von dem VCO
303 kommenden Leistung,
die den Richtkoppler
304 durchquert hat, wird nicht abgestrahlt
sondern an der Antenne zufolge deren Reflexionsfaktors oder Stehwellenverhältnisses
reflektiert und in dem Mischer wie ein Nahziel großer äquivalenter
Radarfläche
behandelt. Bei ein FM-CW-Radar erzeugt diese Erscheinung ein Störüberlagerungssignal
F
bP, das einen erheblichen Pegel und eine
niedrige Frequenz entsprechend einem Nahziel, typisch zwischen 500
und 1000 Hz hat. Man geht so vor, daß die diesem Störsignal zugeordnete
Hauptlinie außerhalb
des Nutzspektrums liegt. Man wählt
also die Werte von F, T
e und D
min (D
min ist die minimale Beobachtungsentfernung
des Radars und liegt im Bereich von 5 Metern) derart, daß der zugehörige Wert
von
nach
der Gleichung (3) sehr deutlich höher als 1000 Hz liegt.
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Die
von dem Meßfenster
(der Breite Te) erzeugten Nebenkeulen liegen
jedoch im Nutzbereich des Spektrums. Um diese Nebenkeulen auf einen
kleineren Pegel als denjenigen der kleinsten Nutzsignale zu bringen,
genügen
die beiden folgenden Maßnahmen:
- – Absenkung
der Amplitude der Hauptlinie des Selbstblendungssignals; dies ist
die Aufgabe des Filters 312.
- – Absenkung
des Niveaus der Nebenkeulen durch Anwendung eines digitalen Bewertungsfensters,
was nachfolgend beschrieben werden wird.
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Die
Filter 311, 312 und 313 wurden vorstehend
getrennt beschrieben, um die zu realisierenden Filterfunktionen
zu verdeutlichen. Die Zusammenfassung ihrer jeweiligen Filterkurven
würde zu
einer Gesamtfilterkurve mit Bandpasscharakter führen, nämlich einem einzigen Filter,
das in der Praxis in bekannter Form durch Widerstände und
Kondensatoren in Verbindung mit einem Operationsverstärker verwirklicht
werden kann, so daß sich
ein aktiver Versträrker
ergibt, der die bei jeder Frequenz gewünschte Verstärkung (oder
Dämpfung) ermöglicht.
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Dem
Filter 313 ist im rechten Teil der 1 ein System
nachgeschaltet, das eine Abtast- und Hälteschaltung 315,
den A/D-Wandler 314 (wobei diese beiden Schaltungen die
Digitalisierungsmittel bilden), einen Abtastwert-Kurzzeitspeicher 320,
digitale Verarbeitungsmittel 316 und einen Frequenzabtastwertespeicher 317 umfassen.
Vorzugsweise bestehen die digitalen Verarbeitungsmittel 316 aus
einem Mikroprozessor mit einem zugeordneten Progammspeicher 318.
Es kann sich beispielsweise um eine elektronische Schaltung auf der
Basis der Mikroprozessorfamilie TMS 320 der amerikanischen
Firma Texas Instruments handeln.
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Die
Abtast- und Halteschaltung
315 hat die Aufgabe, einen Abtastwert
des verstärkten
und gefilterten subtraktiven Überlagerungssignales
307 mit
einer Periode T
S zu entnehmen und zwar gesteuert
von einem Taktsignal SA, das über
eine Leitung
319 beispielsweise von dem Mikroprozessor
316 kommt,
wobei die Periode T
S wie folgt festgelegt
ist:
Der Nutzfrequenzbereich des Schwebungssignals liegt zwischen
den Werten
und
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Das
Shannon'sche Abtasttheorem
fordert:
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Das
Taktsignal für
die Abtastperiode T
S wird auch dem A/D-Wandler
314 zugeführt, der
die notwendigen Synchronisationen zwischen den Schaltungen
314 und
315 gewährleistet.
Für einen
von der Antenne
301 gesendeten Frequenzsägezahn beträgt die Gesamtanzahl
NS der Signalabtastwerte:
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Die
Abtastimpulse werden wie in 2c dargestellt,
während
der Dauer Te des Signals S31A (bzw. S31B,
S31C) im Rhythmus 1/TS geliefert und bilden
das den Schaltungen 314 und 315 zugeführte Signal
SA.
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Der
A/D-Wandler 314 hat die Aufgabe, jedem der entnommenen
analogen Abtastwerte einen Digitalwert zuzuordnen. Die Kodierung
erfolgt beispielsweise auf 12 Bit. Die NS digitalen Abtastwerte,
die der A/D-Wandler 314 seriell liefert, werden in dem
Speicher 320 eingeschrieben, von dem sie an den Prozessor 316 mittels
einer unidirektionalen Busverbindung 327 übertragbar
sind. Der Prozessor 316 enthält in seinem Programmspeicher 318 ein
Programm, das für
die im Speicher 320 gespeicherten Abtastwerte ein Fenster
zur Unterdrückung
von Randeffekten im Zusammenhang mit einer Zeit/Frequenz-Umsetzung beispielsweise
einer schnellen Fouriertransformierten (SFT) erzeugt. Vorzugsweise
ist das Fenster ist ein Dreieck- oder Hamming-Fenster. Der Prozessor
führt den
Algorithmus der SFT aus und überträgt die errechneten
Frequenzabtastwerte über
eine bidirektionalen Bus 321 an einen Abtastwertspeicher 317.
Der Speicher 317 ist in drei Bereiche unterteilt, wobei
jeder Bereich die Kapazitiät
zur Speicherung der von dem Radar bei der Sendung eines Sägezahns
während
der Dauer Te gelieferten Informationen hat.
Der Speicher 317 hat also die dreifache Speicherkapazität wie der
Speicher 320, wobei als Informationseinheit die für das Senden
eines Sägezahns
des Höchstfrequenzsignals
erhaltene Information angenommen wird.
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Das
Programm des Programmspeichers 318 umfaßt eine Initialisierungsphase
z.B. unmittelbar nach der Aufstellung des Radarsystems an einer
gewählten
Stelle zu einem Zeitpunkt τ1, der zur Initialisierungsphase gehört und während dessen
sich kein für
die Detektierung in Betracht kommendes Objekt im Beobachtungsfeld
des Radars befindet. In diesem Zeitpunkt τ1 wird
dann ein Nöchstfrequenzsignal
mit sägezahnförmiger Änderung
der Frequenz gesendet, uzw. ausgelöst durch ein Auslösesignal
S31A, das beispielsweise von dem Prozessor 316 kommt und
dem Eingang des Steuerspannungsgenerators (bei S31) zugeführt wird.
Dann wird die im vorhergehenden Absatz beschriebene Rechnung durchgeführt und
die Rechenergebnisse worden in einem ersten Bereich des Speichers 317 gespeichert.
Dieser Bereich ist mit SERref bezeichnet
wobei die Bezeichnung von dem französischen Ausdruck Surface Equivalent
Radar de reference abgeleitet ist, also äquivalente Radarbezugsfläche bedeutet.
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Zufolge
der Programmierung des Programmspeichers 318 kann dieser
erste Bereich des Speichers 317 anschließend nicht
mehr gelöscht
werden, es seie denn durch späteren
Eingriff von außen.
Die äquivalente
Radarbezugsfläche
SERref, deren Hüllkurve in Abhängigkeit
von D in 3a dargestellt ist, stellt eine
radioelektrische Bezugskarte der Umgebung des Radargerätes dar.
Jedem Entfernungsabschnitt konstanten Wertes des Entfernungsfensters
kann eine Adresse des Speichers 317 zugeordnet werden.
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Nach
der Initialisierungsphase kommt die sogenannte Detektierungsphase,
für die
nachfolgend zwei unterschiedliche Versionen beschrieben werden,
die je nach dem genauen Zweck der mittels des Radarsystems durchgeführten Überwachung
zur Anwendung gelangen.
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Die
erste Version arbeitet mit einem externen, in 1 mit 328 bezeichneten
Sensor. Sobald der Sensor 328 ein neues Objekt im Detektierungsfeld
feststellt, sendet er ein Auslösesignal
S31B, das in einem Zeitpunkt τ2 dem Eingang des Steuerspannungsgenerators 302 sowie
dem Prozessor 316 zugeführt
wird, woraufhin ein neues Signal S32 (2b) gesendet
wird. Die zuvor genannten Berechnungen wiederholen sich und ihr
Ergebnis wird in einem zweiten Bereich des Speichers 317 gespeichert.
Dieser Bereich ist mit SERm bezeichnet und
die zugehörige äquivalente
Radarfläche
ist in 3b in Form ihrer Hüllkurve
dargestellt. Vergleicht man die 3a und 3b,
so stellt man fest, daß in 3b in
der Entfernung DJ ein stärkeres
Echo erscheint als in 3a.
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Den
Vergleich führt
der Prozessor 316 durch, der die Differenzkarte der äquivalenten
Radarfläche
der Echos in Abhängigkeit
von der Entfernung errechnet, also SERm – SERref, uzw. Abtastwert für Abtastwert.
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Die
Ergebnisse speichert der Prozessor in einem dritten Bereich des
Speichers. Dieser Bereich ist mit SERm – SERref bezeichnet. Sobald die Differenz zwischen
zwei homologen Abtastwerten, also solchen, die den selben Entfernungsabschnitt
repräsentieren,
einen bestimmten vorgegebenen Schwellwert überschreitet, bei dem es sich
um den Quantifizierungsschritt der Abtastwerte oder um ein Vielfaches
dessen handeln kann, wird die Differenz zwischen diesen beiden Abtastwerten
berücksichtigt,
wie in 3c dargestellt. Man erhält folglich eine
genaue Anzeige der Entfernung und. der Größe mindestens eines in dem
Detektierungsfeld knapp vor dem Zeitpunkt τ2 aufgetauchten
Objekts. Es kann der Fall eintreten, daß mehrere Objekte gleichzeitig
in das Detektierungsfeld eintreten und auf diese Weise identifiziert
werden.
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Eine
zweite Version des Radarsystems, die ohne den externen Sensor 328 auskommt,
besteht darin, die Umgebung ständig
nur mittels des Radarsystems nach der Erfindung zu überwachen,
was dieses eigenständig
oder autark macht. Hierzu wird ein Signal S31C in regelmäßigen Zeitintervallen
IT in der Größenordnung
von einigen Sekunden von dem Prozessor 316 an den Steuerspannungsgenerator 302 (S31) übertragen, der
während
der gleichen Dauer Te beginnend im Zeitpunkt τ2 das
Senden des Signales S32 und die Abtastung des Analogsignales in 315 und 314 (Signal
SA) auslöst.
Während
jedes Zeitintervalles IT wird eine neue radioelektrische Frequenzkarte
SERm erstellt und in dem zweiten Bereich
des Speichers 317 gespeichert. Anschließend wird eine neue Frequenzdifferenzkarte
errechnet und in dem dritten Bereich des Speichers 317 gespeichert.
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Man
erhält
somit in jedem Zeitpunkt eine Angabe über die Umgebung, die die Aussage
ermöglicht,
ob diese sich durch Eindringen mindestens eines Objektes geändert hat,
uzw. mit Angabe der Entfernung und der Größe dieses Objektes. In dieser
zweiten Version erhält
man auch eine Angabe über
die Bewegung des Objektes in dem Detektierungsfeld, uzw. ohne daß hierzu
der Dopplereffekt ausgenutzt werden muß. Die Programmierung des Prozessors 316,
die zur Erzielung der Ergebnisse entsprechend der ersten und der
zweiten Version des Radarsystems notwendig ist, ist dem einschlägigen Fachmann,
hier dem Informatiker, bekannt.
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Die
in dem Speicher 317 enthaltene Information, hauptsächlich die
in dem dritten Bereich dieses Speichers enthaltene Information,
kann durch einen Führungsmikroprozessor 322 ausgewertet
werden, dem ein Programmspeicher 323 zugeordnet ist, der
mit dem Programmspeicher 318 verbunden ist. Der Mikroprozessor 322 erhält die notwendigen
Informationen über
einen Bus 324, der von dem Bus 321 abgezweigt
sein kann. Der Mikroprozessor 322 ist beispielsweise ein
Mikroprozessor 6809 oder 68000 der Firma MOTOROLA. Er kann über einen
Ausgangsbus 325 die Angaben über den Zeitpunkt des Erscheinens,
die Größe und die
Entfernung eines oder mehrerer in dem Detektierungsfeld festgestellter
Objekte liefern.
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Die
Erfindung beschränkt
sich nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele. Insbesondere
kann auch ein FM-CW-Radar mit zwei Antennen benutzt werden, wobei
dann das Filter 312 überflüssig ist.
Möglich
ist auch die Benutzung eines Impulsradars, sofern geeignete Verstärkungs-
und Filtermittel verwendet werden, die sich von den vorstehend beschriebenen
unterscheiden. In diesem letzteren Fall besteht Proportionalität zwischen
der Entfernung der in dem Detektierungsfeld be findlichen Objekte
und der Verzögerungszeit τ der Echos,
so daß eine
Zeit/Frequenz-Transformation nicht durchgeführt zu werden braucht.