DE3736800A1 - Schaltnetzteil - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit einem Serienreso­ nanzwandler bestehend aus einem auf der Primärseite des Wandler­ transformators angeordneten Serienresonanzkreis mit einem Reso­ nanzkreiskondensator und einer Resonanzkreisinduktivität, mit zwei Schaltern zur Herstellung einer Wechselspannung mit den Halbperioden des Schwingungssignals des Serienresonanzkreises und mit einem auf der Sekundärseite des Wandlertransformators ange­ ordneten Regler zur Regelung der Ausgangsgleichspannung durch Beeinflussung des Umschaltvorganges durch die Schalter.

Schaltnetzteile werden in zahlreichen Ausführungsformen zur Ver­ sorgung elektrischer Baugruppen und Geräte mit Gleichstrom einge­ setzt, wobei ein hoher Wirkungsgrad, ein geringes Bauvolumen und eine konstante Ausgangsspannung angestrebt wird. Darüber hinaus wird eine zuverlässige galvanische Trennung von der Spannungsver­ sorgung auf der Primärseite gefordert. Auf der Primärseite des Wandlertransformators (Netzseite) muß eine Gleichspannung vor­ handen sein, die durch elektronische Schalter zerhackt und mit einem Transformator auf die Sekundärseite übertragen wird. Die transformierte Spannung wird auf der Sekundärseite gleichge­ richtet und gefiltert. Mit Hilfe eines Reglers wird die Aus­ gangsspannung durch Beeinflussung des Zerhackvorganges auf der Primärseite geregelt.

Die mit elektronischen Schaltern arbeitenden Schaltnetzteile sind relativ aufwendig und daher nur für Netzteile wirtschaftlich, die für Leistungen von über 30 W vorgesehen sind.

Für die Umwandlung des Gleichstroms auf der Primärseite in einen hochfrequenten Wechselstrom können Sperrwandler, Flußwandler und Resonanzwandler eingesetzt werden. Ein einfaches Konzept entsteht durch den Einsatz eines Serienresonanzkreises. Die Regelung der Ausgangsspannung kann dabei durch eine Pulspaketsteuerung oder Variation der Schaltfrequenz erfolgen. Hierzu ist es bekannt, auf der Primärseite eine Steuerschaltung und auf der Sekundärseite den Regler anzuordnen, wobei das (Gleichspannungs-)Reglersignal durch Optokoppler auf die Primärseite übertragen wird, um die in der Regel gewünschte galvanische Trennung zu gewährleisten. Es ist auch möglich, sowohl die Steuerschaltung als auch den Regler auf der Primärseite anzuordnen und das gemessene Istsignal durch Optokoppler oder in zerhackter Form durch einen Hilfstransforma­ tor auf die Primärseite zu übertragen. Wenn Steuerschaltung und Regler auf der Sekundärseite angeordnet sind, muß über ein Hilfsnetzteil eine eigene Stromversorgung vorgesehen werden. In allen Fällen bewirkt die Regelung eine Fremdsteuerung des Serienresonanzkreises.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltungskonzept für ein Schaltnetzteil der eingangs erwähnten Art anzugeben, das eine erhebliche Vereinfachung und Verbilligung mit sich bringt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Serienresonanzkreis selbstschwingend arbeitet, daß die Umschal­ tung im Überlastfall in den Nulldurchgängen des Schwingkreisstroms erfolgt, daß der Regler auf lediglich einen Schalter ein­ wirkt und dadurch die vorzeitige Umschaltung nur in einer Halb­ periode des Schwingkreisstroms bewirkt und daß der Regler durch das auf die Sekundärseite transformierte Schwingungssignal auf die betreffende Halbperiode synchronisiert wird.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil weist somit einen selbst­ schwingenden Serienresonanzkreis auf, der im Fall der Regelung nur eine Halbperiode des Schwingungssignals beeinflußt. Das Schwingungssignal wird dadurch in eine ungeregelte und eine geregelte Halbwelle unterteilt. Die Regelung findet daher nur für eine Polarität statt. Die dadurch entstehende Verschiebung der mittleren Gleichspannung am Resonanzkreiskondensator führt zu ei­ ner Verringerung der Energieübertragung über den Wandlertrans­ formator, die auf der Sekundärseite zu einer Regelung der Aus­ gangsspannung führt.

Durch die erfindungsgemäße Regelung nur einer Halbwelle läßt sich ein sehr einfaches Reglerkonzept erstellen, das auf der Sekundär­ seite lediglich einer Synchronisation auf die betreffende Halb­ welle bedarf.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil erlaubt die Ausbildung des Wandlertransformators als Zweikammertransformator, wobei die Streuinduktivität als Resonanzkreisinduktivität ausnutzbar ist. Dadurch kann der Wandlertransformator sehr preiswert gewickelt werden und darüber hinaus wird eine die Resonanzkreisinduktivität bildende Spule eingespart.

Die Steuerung der Schalter wird mit Hilfe des Schwingungssignals vorzugsweise dadurch bewerkstelligt, daß Zusatzwicklungen auf der Primärseite des Wandlertransformators vorgesehen sind, an deren Enden jeweils eine Steuerschaltung für die beiden Schalter ange­ schlossen ist.

Insbesondere bei Verwendung von bipolaren Schalttransistoren als Schalter kann die Steuerung durch einen Stromwandlertransformator mit vorzugsweise drei Wicklungen bewerkstelligt werden, wobei ei­ ne Wicklung im Serienresonanzkreis liegt und die anderen beiden Wicklungen jeweils zur Steuerung der Schalter dienen. Bei Verwen­ dung von Feldeffekttransistoren (Power-MOS-FET′s) als Schalt­ elementen kann deren Steuerung auch durch Zusatzwicklungen, die auf die Primärseite des Wandlertransformators aufgebracht sind, erfolgen.

Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt in sehr einfacher Weise dadurch, daß die Einschaltdauer der geregelten Halbperiode durch ein Zeitglied gesteuert wird, dessen Zeit umgekehrt proportional der Ausgangsspannung ist. Der in der geregelten Halbperiode lei­ tende Schalter wird nach Ablauf des Zeitgliedes durch einen Ab­ schaltimpuls gesperrt. Die Übertragung des Abschaltimpulses er­ folgt zur galvanischen Trennung transformatorisch.

Die Synchronisation des Reglers erfolgt mit einem aus einer Se­ kundärteilwicklung des Wandlertransformators entnommenen Signal.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil benötigt lediglich eine An­ laufschaltung für den ersten Schaltvorgang. Für die Steuerung der Schalter und für die Regelung sind keine separaten Stromversor­ gungen erforderlich.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dar­ gestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Es zei­ gen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild für ein erfindungsgemäßes Netzteil Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild für das Netzteil gemäß Fig. 1 mit bipolaren Schalttransistoren Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild wie in Fig. 2, je­ doch mit Feldeffekttransistoren als Schalter Fig. 4 Kurvenverläufe zur Verdeutlichung der Funktion der Schaltung gemäß Fig. 2 für den Überlastfall Fig. 5 Kurvenverläufe gemäß Fig. 4 für den geregelten Betrieb.

Das in Fig. 1 dargestelle Netzteil weist einen Gleichrichter 1 auf, dem ein Ladekondensator 2 nachgeschaltet ist. Die Anordnung aus Gleichrichter 1 und Ladekondensator 2 wandelt eine Eingangs-Wechselspannung U _AC (z. B. Netzspannung) in eine Gleich­ spannung U _B um. Parallel zum Speicherkondensator 2 liegt ein Startimpulsgenerator 3, dessen Ausgang mit einem zweiten Schalter S 2 verbunden ist. Der zweite Schalter S 2 liegt in Serie mit einem ersten Schalter S 1 ebenfalls parallel zum Ladekondensator 2.

Parallel zum ersten Schalter S 1 liegt ein Serienresonanzkreis C _r , L _r , der aus einem Resonanzkreiskondensator C _r und einer Resonanz­ kreisinduktivität L _r besteht. Zwischen beiden liegt eine Primär­ wicklung 4 eines Wandlertransformators T _H . Parallel zu der Serienschaltung aus den beiden Schaltern S 1, S 2 liegen in Serie geschaltet zwei in Sperrichtung angeordnete Dioden D 1 und D 2,

deren Verbindungspunkt mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Resonanzkreiskondensator C _r und der Primärwicklung 4 liegt. Auf der Sekundärseite des Wandlertransformators T _H befinden sich zwei Teilwicklungen 5, 6, deren Verbindungspunkt an einem Bezugspoten­ tial GND liegt. Die beiden anderen Enden der beiden Teilwicklun­ gen 5, 6 sind mit der Anode jeweils einer Diode D 3 bzw. D 4 ver­ bunden, deren Katoden miteinander sowie mit einer Ausgangsklemme verbunden sind, an der eine Ausgangsspannung U ₀ gegen Massepoten­ tial GND abnehmbar ist. Zwischen den beiden Ausgangsklemmen liegt ein Glättungskondensator C _O . Parallel zum Glättungskondensator C _O liegt ein Regler 7, der darüber hinaus über eine Synchronleitung 8 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Teilwicklung 6 und der Diode D 4 verbunden ist.

Die beiden Teilwicklungen 5, 6 auf der Sekundärseite des Wandler­ transformators T _H sind gegensinnig gewickelt.

Zwei Ausgangsklemmen des Reglers 7 sind an eine Wicklung 9 eines Übertragers 10 angeschlossen, der das Reglersignal mit einer Wicklung 11 auf die Primärseite des Schaltnetzteils überträgt. Die beiden Enden der Wicklung 11 sind mit dem zweiten Schalter S 2 verbunden.

Fig. 2 zeigt eine detailliert ausgeführte Schaltung nach dem Prinzipschaltbild aus Fig. 1, bei der die Schalter S 1 und S 2 durch bipolare Transistoren gebildet sind. In Fig. 2 ist die Re­ sonanzkreisinduktivität L _r nicht eingezeichnet, weil die Reso­ nanzkreisinduktivität in diesem Ausführungsbeispiel nicht durch ein diskretes Bauteil, sondern durch die Streuinduktivität des Wandlertransformators T _H gebildet ist. Zur Steuerung der beiden Schalter S 1, S 2 dient ein Stromwandler, der aus drei Wicklungen 12, 13 und 14 besteht. Die erste Wicklung 12 liegt in Serie mit der Primärwicklung 4 und ist mit ihrem anderen Ende an den Ver­ bindungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2 ange­ schlossen. Die zweite Wicklung 13 ist ebenfalls an den Verbin­ dungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2 angeschlossen. Das andere Ende liegt über einem Widerstand 15 an der Basis des den ersten Schalter S 1 bildenden Schalttransistors.

Die dritte Wicklung 14 ist zu den beiden ersten Wicklungen 12, 13 gegensinnig gewickelt und liegt mit einem Ende an einer Bezugs­ spannung NGND auf der Primärseite des Netzteils. Das andere Ende ist in analoger Weise zur Schaltung der zweiten Zusatzwicklung 13 über einen Widerstand 15′ mit der Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors verbunden.

Parallel zum Schalter S 1 liegt eine Diode 16, deren Katode mit dem Kollektor des Schalters S 1 und deren Anode mit dem Emitter des Schalters S 1 verbunden ist. Eine Diode 17 ist in analoger Weise mit dem Schalter S 2 verbunden.

Mit der Basis des zweiten Schalttransistors S 2 ist darüber hinaus ein Startimpulsgenerator 3 verbunden, der nur zum Starten der Schwingschaltung auf der Primärseite des Netzgeräts dient. Hierzu ist parallel zu dem Ladekondensator 2 die Serienschaltung eines Widerstandes 18 und eines Kondensators 19 geschaltet. Mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 18 und Kondensator 19 ist die Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors über einen Diac 20 verbunden. Die Serienschaltung einer Diode 21 und eines Widerstandes 22 verbindet den Verbindungspunkt zwischen Widerstand 18 und Kondensator 19 mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2.

Auf der Sekundärseite des Wandlertransformators T _H ist hinter dem Ausgangskondensator C _O noch ein Filternetzwerk bestehend aus einer Serieninduktivität L _F und eines Parallelkondensators C _F ge­ schaltet und mit einem parallel zu den Ausgangsklemmen liegenden Grundlastwiderstand R _G abgeschlossen.

Die mit den beiden Klemmen der Ausgangsspannung UR und GND ver­ bundenen Leitungen des Reglers 7 bilden dessen Eingangsleitungen, zwischen die eine Stromquellenanordnung geschaltet ist, die im wesentlichen aus einem Transistor 23 besteht, dessen Basis mit einer gesteuerten Zenerdiode 24 angesteuert wird. Der Emitter des Transistors 23 liegt über einem Widerstand 25 an dem positiven Potential UR, während der Kollektor über einen Kondensator 26 mit dem Bezugspotential GND verbunden ist. Mit der zum Transistor 23 gerichteten Platte des Kondensators 26 ist eine Basis eines Schalttransistors 27 über einen Widerstand 28 verbunden. In Serie mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors 27 liegt ein Strombegrenzungswiderstand 29 sowie die sekundärseitige Spule 9 des Übertragers 10. In die ebenfalls mit der zum Transistor 23 gerichteten Platte des Kondensators 26 verbundene Synchronleitung 8 ist eine Diode 30 eingeschaltet, deren Anode mit der Platte des Kondensators 26 verbunden ist.

Die Wicklung 11 des Übertragers 10 ist einerseits mit dem Bezugs­ potential NGND auf der Primärseite und andererseits mit der Basis eines Schalttransistors 31 verbunden, der im durchgeschalteten Zustand die Basis des zweiten Schalters S 2 auf Bezugspotential legt, d. h. den Schalter S 2 sperrt.

Die in Fig. 3 dargestellte Ausführungsform entspricht in allen wesentlichen Punkten der anhand der Fig. 2 beschriebenen Schal­ tung. Modifikationen ergeben sich lediglich daraus, daß die Schalter S 1 und S 2 als MOS-FETs ausgebildet sind. Hieraus ergibt sich eine Modifikation der Ansteuerung der Schalter S 1 und S 2 mit Hilfe der Zusatzwicklungen 13, 14, die eng gekoppelt mit der Pri­ märwicklung 4 des Wandlertransformators TH nun als Spannungsquel­ len dienen. Die Zusatzwicklung 12 kann entfallen. Die Zusatzwick­ lung 13 ist mit dem Gate des Schalters S 1 über einen Schutzwider­ stand 32 und einer parallelgeschalteten Zenerdiode 33 verbunden. Eine analoge Anordnung 32′, 33′ findet sich im Ansteuerzweig für das Gate des zweiten Schalters S 2.

Die Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnungen soll im folgenden unter Zuhilfenahme der in den Fig. 4 und 5 darge­ stellten Kurvenverläufe vorgenommen werden.

Die Zusatzwicklungen 13 und 14 legen wegen ihres verschiedenen Wicklungssinnes alternierend die Steuereingänge der Schalter S 1 und S 2 auf positives Potential und schalten daher die beiden Schalter S 1 und S 2 alternierend durch. Das Durchschalten wird somit von dem Serienresonanzkreis C _e , L _r gesteuert. Da die Schwellenspannungen der Schalter S 1 und S 2 sehr gering sind, geschieht das alternierende Durchschalten der beiden Schalter S 1 und S 2 praktisch nahtlos mit den Nulldurchgängen des Stroms I _R im Serienresonanzkreis. Der Verlauf des Stromes I _R ist in Zeile 2 in Fig. 4 für den Überlastfall, also den nicht geregelten Fall, dargestellt. Zu diesem Strom gehört die Spannung U _CR am Verbin­ dungspunkt zwischen Resonanzkreiskondensator C _r und Primärwick­ lung 4, die in Zeile 4 in Fig. 4 dargestellt ist. Die in Zeile 1 in Fig. 4 dargestellte Spannung U _BE an der Basis des den Schalter S 2 bildenden Schalttransistors ist durch den Regler 7 unbeeinflußt und entsteht somit durch die als Stromwandler fungierende Zusatzwicklung 14.

Zeile 3 in Fig. 4 macht deutlich, daß im ungeregelten Fall die Einschaltzeiten für die beiden Schalter S 1 und S 2 gleichlang sind.

Beim Einschalten wird die Schaltung durch den Startimpulsgenera­ tor 3 gestartet. Der aufgeladene Ladekondensator 2 lädt den Kondensator 19 bis auf eine Durchbruchsspannung für den Diac 20 auf. Ist diese Durchbruchsspannung erreicht, wird die Steuer­ elektrode des zweiten Schalters S 2 schlagartig positiv und der Schalter S 2 durchgeschaltet. Der Resonanzkreis C _r , L _r beginnt zu schwingen, wodurch die beschriebene Steuerung der beiden Schalter S 1 und S 2 wirksam wird. Mit der Diode 21 wird der Kondensator 19 über dem Schalter S 2 entladen und bleibt in diesem Zustand, da die Periodendauer des Serienresonanzkreises C _r , L _r wesentlich kleiner als die Ladezeitkonstante des Kondensators 19 in Verbin­ dung mit dem Widerstand 18 ist.

Fig. 5 zeigt die der Fig. 2 entsprechenden Kurvenverläufe in den Zeilen 1 bis 4 für den geregelten Betrieb. Die auf die Sekundärseite transformierte Spannung führt aufgrund des entge­ gengesetzten Wicklungssinnes der beiden Teilwicklungen 5, 6 zu um 180 phasenverschobenen Signalen, so daß am Verbindungspunkt der Katoden der beiden Dioden D 3 und D 4 im wesentlichen eine pulsie­ rende Gleichspannung auftritt, die von dem Glättungskondensator C _O und dem anschließenden Filternetzwerk L _F und C zur Gleich­ spannung U _O geglättet wird. Die Synchronleitung 8 ist mit der Teilwicklung 6 verbunden und führt während einer Halbperiode (S 1 leitend) ein gegenüber dem Bezugspotential GND negatives Poten­ tial. Da in diesem Fall die Diode 30 leitend ist, liegt die mit der Diode 30 verbundene Platte des Kondensators 26 auf nega­ tivem Potential gegenüber Bezugspotential GND. Die Stromquelle 23, 25 tendiert dazu, den so negativ aufgeladenen Kondensator 26 umzuladen. Aufgrund der über die Diode 30 leitenden Verbindung mit dem negativen Potential gelingt dies während der negativen Halbwelle nicht. Führt die Teilwicklung 6 während der nächsten Halbperiode (S 2 leitend) ein positives Potential, sperrt die Diode 30, so daß die Stromquelle 23, 24, 25 den negativ aufgela­ denen Kondensator 26 in Abhängigkeit von der Größe der Spannung U _O entlädt und anschließend positiv auflädt. Wird die mit der Basis des Schalttransistors 27 verbundene Platte des Kondensators 26 positiv, schaltet der Schalttransistor 27 durch und erzeugt einen Stromfluß in der Wicklung 9 auf der Sekundärseite des Übertragers 10. Dieser Stromstoß überträgt sich auf die Wicklung 11, so daß die Basis des Schalttransistors 31 auf der Primärseite positiv wird und der Schalttransistor 31 durchschaltet, wodurch der zweite Schalter S 2 abgeschaltet wird. Der im Serienresonanz­ kreis C _r , L _r fließende Strom wird nun von der Diode 16 übernommen und baut sich in entgegengesetzter Richtung auf, bis er durch den Schalter S 1 übernommen wird. Erst zu diesem Zeitpunkt wird der Kondensator 26 wieder negativ aufgeladen, wodurch der Transistor 27 sperrt und der Abschaltimpuls zurückgenommen wird. Zeile 3 in Fig. 5 zeigt, daß im geregelten Betrieb die Einschaltphase des zweiten Schalters S 2 kürzer ist als die Einschaltphase des ersten Schalters S 1. Hieraus resultiert eine verzerrte Kurve der Schwingkreisspannung U _CR , die unsymmetrisch wird und den Ladungs­ mittelwert des Resonanzkreiskondensators C _r verschiebt. Diese Verschiebung des Ladungsmittelwertes führt zu einer Reduzierung der über den Wandlertransformator T _H übertragenen Leistung und damit zu einer Regelung der Höhe der Ausgangsspannung U _O auf der Sekundärseite. Zeile 5 verdeutlicht den Spannungsverlauf auf der Synchronleitung 8, der zu der in Zeile 6 dargestellten Ladekurve U _CT für den Kondensator 26 führt. Sobald die Spannung U _C T die Nullinie überschritten hat, schaltet der Schalttransistor 27 durch, wie dies Zeile 7 zeigt. Die daraus resultierende Steuerspannung U _BE an der Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors ist in Zeile 1 dargestellt.

Die Ausführungsbeispiele belegen, daß für den Regler 7 auf der Sekundärseite keine eigene Stromversorgung erforderlich ist und daß die Steuerung der Schalter S 1 und S 2 allein aufgrund des selbstschwingenden Serienresonanzkreises C _r , L _r erfolgt, wenn nur die Schaltung einmal durch den Startimpulsgenerator 3 zum Anlau­ fen gebracht worden ist.

Die Ausführungsbeispiele belegen ferner, daß das erfindungsgemä­ ße Schaltkonzept zu einem sehr einfachen und preiswert zu erstel­ lenden Aufbau führt, der die Kosten eines Schaltnetzteils erheb­ lich reduzieren und daher die Anwendungsbreite für solche Schalt­ netzteile erheblich erweitern kann.

Claims (8)

1. Schaltnetzteil mit einem Serienresonanzwandler bestehend aus einem auf der Primärseite eines Wandlertransformators (T _H ) angeordneten Serienresonanzkreis (C _r , L _r ) mit einem Resonanz­ kreiskondensator (C _r ) und einer Resonanzkreisinduktivität (L _r ), mit zwei Schaltern (S 1, S 2) zur Herstellung einer Wechselspannung mit den Halbperioden des Schwingungssignals des Serienresonanzkreises und mit einem auf der Sekundär­ seite des Wandlertransformators (T _H ) angeordneten Regler (7) zur Regelung der Ausgangsgleichspannung (U _O ) durch Beein­ flussung des Umschaltvorganges durch die Schalter (S 1, S 2), dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis (C _r , L _r ) selbstschwingend arbeitet, daß die Umschaltung im Überlast­ fall in den Nulldurchgängen des Schwingkreisstroms (I _R ) erfolgt, daß der Regler (7) auf lediglich einen Schalter (S 2) einwirkt und dadurch die vorzeitige Umschaltung nur in einer Halbperiode des Schwingkreisstroms (I _R ) bewirkt und daß der Regler (7) durch das auf die Sekundärseite trans­ formierte Schwingungssignal auf die betreffende Halbperiode synchronisiert wird.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Streuinduktivität des Wandlertransformators (T _H ) die Resonanzkreisinduktivität (L _r ) bildet.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß der Wandlertransformator (T _H ) als Zweikammertrans­ formator gewickelt ist.

4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekenn­ zeichnet durch Zusatzwicklungen (13, 14) auf der Primärseite des Wandlertransformators (T _H ), an deren Enden jeweils eine Steuerschaltung für die beiden Schalter (S 1, S 2) angeschlos­ sen ist.

5. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß in den Resonanzkreis ein Stromwandler­ transformator (12, 13, 14) geschaltet ist, der einen dem Schwingkreisstrom (I _R ) proportionalen Steuerstrom für die beiden Schalter (S 1, S 2) liefert.

6. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Synchronisation des Reglers (7) mit einem Signal erfolgt, das aus einer zur Zeit der geregelten Halbperiode stromführenden sekundären Teilwicklung (6) des Wandlertranformators (T _H ) gewonnen wird, wobei zu Beginn dieser Halbperiode eine Zeitschaltung (23, 25, 26, 27) startet, deren Zeit bis zur Erzeugung eines Schaltsignals umgekehrt proportional zur Größe der geregelten Ausgangsspannung (U _O ) ist und deren Schaltsignal einen den zugehörigen Schalter (S 2) unterbrechenden Schalter (31) steuert.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitschaltung aus einer Referenzschaltung (24) gesteuert wird, die die Ausgangsspannung (U _O ) mit einer Referenzspan­ nung vergleicht.

8. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das im Regler (7) erzeugte Abschaltsig­ nal durch einen Impulsübertrager von der Sekundärseite auf die Primärseite des Schaltnetzteils übertragen wird.