DE3700886A1 - Hohlleiterschlitzantenne fuer doppler-navigatoren - Google Patents
Hohlleiterschlitzantenne fuer doppler-navigatorenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Hohlleiterschlitzantenne für Doppler-
Navigatoren zum zyklischen Abstrahlen von vier unterschiedlich gerichteten
Radarstrahlen mittels eines Gitters aus koplanaren und parallel zueinander
gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern, welches im wesentlichen
linear polarisierte Radarstrahlen liefert.
Das Radarsystem von Doppler-Navigatoren, welche es erlauben, die Fluggeschwindigkeit
von Flugzeugen durch Integration der Phasenverschiebung
des vom Radarsystem jeweils ausgesendeten, linear polarisierten Radarstrahls
zu bestimmen, arbeitet in der Regel in einem Frequenzbereich von etwa
10 GHz bis 20 GHz, in welchem allerdings keine so genauen Meßwerte erzielt
werden können, wie in manchen Fällen erforderlich, so daß man schon
versucht hat, den Frequenzbereich zu höheren Frequenzen hin zu verschieben,
um den Informationsgehalt des phasenverschobenen, linear polarisierten
Radarstrahls zu erhöhen und somit genauere Meßwerte erhalten zu können.
Nachteiligerweise ist damit jedoch eine erhöhte Reflexion des ausgesendeten
Radarstrahls an Regentropfen verbunden, welche zu Fehlern bei der berechneten
Fluggeschwindigkeit führt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu vermeiden
und eine Hohlleiterschlitzantenne der eingangs angegebenen Art für Doppler-
Navigatoren bzw. deren Radarsystem zu schaffen, welche zirkular polarisierte
Radarstrahlen zustande kommen läßt, die nacheinander von derselben
Antennenöffnung in vier unterschiedlichen, jedoch symmetrischen Richtungen
schräg zur Antennennormalen abgestrahlt werden.
Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1
angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen
Hohlleiterschlitzantenne sind in den restlichen Patentansprüchen
angegeben.
Es ist bekannt, einen linear polarisierten Radarstrahl in einen zirkular polarisierten
Radarstrahl umzuwandeln, welcher in einem bestimmten Winkel
abgestrahlt wird ("A Planar Antenna Circular Polarization Converter Utilizing
Printed Circuit Technology" von K.A.J. Warren in "Marconi Review", Band 43,
Nr. 218, Seiten 176 bis 184, 1980; "Meanderline Polarizer" von L. Young,
L.A. Robinson und C.A. Hacking in "IEEE Transactions on Antennas and
Propagation", Mai 1973, Seiten 376 bis 378; "Waveguide Handbook" von
N. Marcuvitz, Seiten 280 bis 285, McGraw-Hill, New York, 1951). Demgegenüber
werden bei der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne vier linear
polarisierte Radarstrahlen in vier zirkular polarisierte Radarstrahlen umgewandelt.
Nachstehend sind zwei Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne
anhand von Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Darin
zeigt:
Fig. 1 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Abhängigkeit der Reflexion der Radarstrahlen eines
Radarsystems an Regentropfen von der Arbeitsfrequenz
des Radarsystems;
Fig. 2A ein Diagramm zur Veranschaulichung der Abhängigkeit
des Regeneinflusses auf Radarstrahlen von der Elliptizität
der Mikrowellen derselben;
Fig. 2B ein Diagramm zur Veranschaulichung der besagten Elliptizität;
Fig. 3 perspektivisch und teilweise aufgebrochen eine erste Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne;
Fig. 4 einen Querschnitt der Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 3
in größerem Maßstab;
Fig. 5 die Draufsicht auf das erste Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4 in anderem Maßstab;
Fig. 6 die Draufsicht auf das zweite Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;
Fig. 7 verschiedene Diagramme zur Veranschaulichung der Beeinflussung
des elektromagnetischen Feldes in der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4;
Fig. 8 verschiedene Ersatzschaltbilder zur Veranschaulichung der
Wirkungsweise des dritten und des vierten Gitters der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4;
Fig. 9 die Draufsicht auf das dritte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;
Fig. 10 die Draufsicht auf das vierte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 3 und 4 im Maßstab von Fig. 5;
Fig. 11 verschiedene Diagramme zur Veranschaulichung der Beeinflussung
des elektromagnetischen Feldes in einer zweiten
Ausführungsform der erfindungsgemäßen Hohlleiterschlitzantenne;
Fig. 12 den Querschnitt entsprechend demjenigen gemäß Fig. 4 der
Hohlleiterschlitzantenne gemäß Fig. 11;
Fig. 13 die Draufsicht auf das dritte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 11 und 12 in kleinerem Maßstab; und
Fig. 14 die Draufsicht auf das vierte Gitter der Hohlleiterschlitzantenne
gemäß Fig. 11 und 12 im Maßstab von Fig. 13.
Wie erwähnt, arbeitet das Radarsystem üblicher Doppler-Navigatoren im
Frequenzbereich 2 gemäß Fig. 1 und kann die Navigationsgenauigkeit dadurch
verbessert werden, daß man das Radarsystem beispielsweise im Bereich 4
beträchtlich höherer Frequenzen gemäß Fig. 1 arbeiten läßt, wobei allerdings
die Reflexion der von der Hohlleiterschlitzantenne des Radarsystems abgestrahlten,
linear polariisierten Radarstrahlen an Regentropfen beträchtliche
Fehler verursachen kann. Um sie zu vermindern, muß man dafür sorgen,
daß von den Regentropfen weniger Energie reflektiert wird. Zu diesem Zweck
wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, mit zirkular polarisierten Radarstrahlen
zu arbeiten, so daß sich der entsprechende Regeneinfluß (rain rejection)
ergibt.
Wenn ein Radarstrahl, bei dem es sich um ein Mikrowellensignal handelt,
bei Regen ausgesendet wird, dann wirken die Regentropfen wegen ihrer
endlichen Größe als Reflektoren, und zwar für das aussendende Radarsystem
um so stärker im Bezug auf dessen Wellenlänge, je höher die Frequenz ist.
Sobald die Größe eines Regentropfens einen beträchtlichen Bruchteil der
Wellenlänge des Radarstrahls ausmacht, bewirkt die Reflexion am Regentropfen,
daß das Radarsystem in bezug auf die phasenverschobenen Echos
des ausgesendeten Radarstrahls falsch wahrnimmt.
Wenn nun ein zirkular polarisierter Radarstrahl ausgesendet wird, dann reflektieren
kugelförmige Regentropfen unter Umkehr der Polarisationsrichtung,
so daß diese Reflexionen unterschieden werden können. Insoweit ist im übrigen
der Umstand ohne wesentlichen Einfluß, daß Regentropfen tatsächlich
nicht vollkommen kugelförmig sind und somit keine vollkommenen Reflektoren
für die einfallenden elektromagnetischen Mikrowellen darstellen.
Fig. 2A veranschaulicht die Abhängigkeit des Regeneinflusses (rain rejection)
von der Elliplizität der Mikrowellen, welche ein Maß für deren Polarisation
und ihrerseits in Fig. 2B veranschaulicht ist. Die Elliptizität ist durch das
Axialverhältnis OA/OB der dargestellten Ellipse definiert, nämlich das Verhältnis
der Länge OA ihrer einer Halbachse 6 zur Länge OB ihrer anderen
Halbachse 8, und läßt sich mit der Größe 20 log (OA/OB) in Dezibel angeben.
Mit den nachfolgend geschilderten Hohlleiterschlitzantennen wird
eine Elliptizität von 2,5 db erzielt, was gemäß Fig. 2A zu einem Regeneinfluß
von etwa 10 db führt. Jedoch kann auch für eine höhere oder niedrigere
Elliptizität gesorgt werden, was mit einem entsprechend erhöhten bzw.
verringerten Regeneinfluß verbunden wäre.
Die Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 3 und 4 ist in einem Radom
12 eingeschlossen und am Boden mit einem Reflektor 14 für die Strahlung
versehen, welche von zwei einander gegenüberliegenden Reihen von Schlitzen
16 A und 18 A des einen bzw. des anderen zweier seitlicher, zueinander paralleler
Speisehohlleiter 16 und 18 ausgeht. Zwischen letzteren erstrecken
sich innerhalb des Radoms 12 drei zueinander parallele Platten 20, 21 und
22 aus dem bekannten "G-10"-Substrat, welche mit vier gedruckten Gittern
24, 26, 28 und 30 aus leitendem Material, wie beispielsweise Kupfer, versehen
und zwischen denen zwei Abstandhalter 32 und 34 aus Phenolharz mit
Wabenstruktur angeordnet sind.
Das erste Gitter 24 dient zum Abstrahlen eines im wesentlichen linear
polarisierten Radarstrahls und ist auf der unteren Seite 20 A der ersten
Substratplatte 20 ausgeätzt. Zum Formen des Radarstrahls ist es so ausgebildet,
wie aus US-PS 37 21 388 bekannt.
Gemäß Fig. 5 besteht das erste Gitter 24 aus zwei zueinander parallelen
Leiterstreifen 36 und 38 sowie einer Vielzahl von koplanaren und parallel
zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 40, welche nur
der Einfachheit halber in Fig. 4 durch rechteckige Blöcke veranschaulicht
sind. Die linienförmigen Leiter 40 verlaufen jeweils entlang einer Geraden
und erstrecken sich in identischen gegenseitigen Abständen in Richtung
der Längsachse des ersten Gitters 24. Die beiden Leiterstreifen 36 und
38 sind jeweils von einigen linienförmigen Leitern 40 und einer weiteren
Gruppe parallel zueinander gleichmäßig verteilter, linienförmiger Leiter
36 A bzw. 38 A gebildet, welche sich senkrecht von der einen bzw. der anderen
Längskante des ersten Gitters 24 weg nach innen erstrecken und die
derselben benachbarten ersten linienförmigen Leiter 40 in derselben Ebene
senkrecht kreuzen, so daß der jeweilige Leiterstreifen 36 bzw. 38 eine schachbrettgitterartige
Struktur hat, nämlich ein längliches Gitter mit im wesentlichen
quadratischen Maschen darstellt.
Das zweite Gitter 26 dient dazu, den vom ersten Gitter 24 jeweils abgestrahlten
Radarstrahl zu "reinigen", soll also einen im wesentlichen reinen
linear polarisierten Radarstrahl liefern, und ist auf der unteren Seite 21 A
der zweiten Substratplatte 21 ausgeätzt.
Gemäß Fig. 6 besteht das zweite Gitter 26 ebenfalls aus zwei zueinander
parallelen Leiterstreifen 42 und 44 sowie einer Vielzahl von koplanaren
und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern 46.
Allerdings erstrecken sich die jeweils entlang einer Geraden verlaufenden
linienförmigen Leiter 46 in identischen gegenseitigen Abständen senkrecht
zur Längsachse des zweiten Gitters 26, so daß sie also die ersten linienförmigen
Leiter 40 des ersten Gitters 24 im Abstand senkrecht kreuzen.
Auch ist jeder der beiden Leiterstreifen 42 und 44, welche sich wiederum
jeweils entlang der einen bzw. der anderen Längskante des zweiten Gitters
26 koplanar zu dessen linienförmigen Leitern 46 erstrecken, als ununterbrochenes
Kupferband ausgebildet, das an die einen bzw. an die anderen Enden
der linienförmigen Leiter 46 angrenzt.
Das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 dienen zur Umwandlung des
vom zweiten Gitter 26 jeweils abgestrahlten Radarstrahls in einen zirkular
polarisierten Radarstrahl und sind jeweils auf der oberen Seite 21 B der
zweiten Substratplatte 21 bzw. auf der unteren Seite 22 A der dritten Substratplatte
22 ausgeätzt.
Gemäß Fig. 9 besteht das dritte Gitter 28 aus zwei koplanaren, sich senkrecht
kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen
Leitern 50 und 52 sowie zwei zueinander parallelen Leiterstreifen
54 und 56. Die linienförmigen Leiter 50 der einen Gruppe verlaufen jeweils
entlang einer Geraden und erstrecken sich in identischen gegenseitigen Abständen
in Richtung des Pfeils 48, wogegen die ebenfalls jeweils entlang
einer Geraden verlaufenden linienförmigen Leiter 52 der anderen Gruppe
sich in identischen gegenseitigen Abständen in Richtung des Pfeils 51 erstrecken,
so daß also die eine Gruppe linienförmiger Leiter 50 und die andere
Gruppe linienförmiger Leiter 52 die linienförmigen Leiter 46 des zweiten
Gitters 26 in demselben Abstand diagonal kreuzen. Dabei ist der Abstand
50 A zwischen jedem Paar einander benachbarter linienförmiger Leiter 50
der einen Gruppe größer als der Abstand 52 A zwischen jedem Paar einander
benachbarter linienförmiger Leiter 52 der anderen Gruppe. Die beiden Leiterstreifen
54 und 56 erstrecken sich jeweils entlang der einen bzw. der anderen
Längskante des dritten Gitters 28 koplanar zu dessen linienförmigen Leitern
50 und 52 und sind jeweils als ununterbrochenes Kupferband ausgebildet,
welches an die einen bzw. an die anderen Enden der linienförmigen Leiter
50 und 52 angrenzt.
Gemäß Fig. 10 besteht auch das vierte Gitter 30 aus zwei koplanaren, sich
senkrecht kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten,
linienförmigen Leitern 58 und 60 sowie zwei zueinander parallelen Leiterstreifen
62 und 64, wobei die Anordnung der jeweils entlang einer Geraden
verlaufenden linienförmigen Leiter 58 und 60 sowie der beiden jeweils als
ununterbrochenes Kupferband ausgebildeten Leiterstreifen 62 und 64 genauso
getroffen ist, wie beim dritten Gitter 28, allerdings mit der Maßgabe, daß
das gegenseitige Verhältnis der beiden Leiterabstände 58 A und 60 A der
einen Gruppe linienförmiger Leiter 58 bzw. der anderen Gruppe linienförmiger
Leiter 60 gegenüber dem gegenseitigen Verhältnis der beiden Leiterabstände
50 A und 52 A beim dritten Gitter 28 umgekehrt ist. Beim vierten Gitter
30 ist nämlich der Abstand 58 A zwischen jedem Paar einander benachbarter
linienförmiger Leiter 58 der sich in Richtung des Peils 48 erstreckenden
Gruppe kleiner als der Abstand 60 A zwischen jedem Paar einander benachbarter
linienförmiger Leiter 60 der sich in Richtung des Pfeils 51 erstreckenden
Gruppe.
Gemäß Fig. 4 sind die beiden Abstandhalter 32 und 34 jeweils zwischen
dem dritten Gitter 28 und dem vierten Gitter 30 bzw. zwischen der ersten
Substratplatte 20 und dem zweiten Gitter 26 angeordnet.
Um eine Hohlleiterschlitzantenne für Doppler-Navigatoren zum zyklischen
Abstrahlen von vier unterschiedlich gerichteten, linear polarisierten Radarstrahlen
in eine solche umzuwandeln, welche zirkular polarisierte Radarstrahlen
aussendet, müssen die folgenden Maßnahmen getroffen werden.
- 1.) Blockieren der Strahlung in der Nähe der Speiseleitungen und der Seitenkanten der Antenne, um Querpolarisation zu reduzieren,
- 2.) Zustandebringen eines annähernd reinen linear polarisierten Radarstrahls mit Hilfe eines Polarisationssperrgitters und
- 3.) Umwandeln dieses Radarstrahls in einen zirkular polarisierten Radarstrahl mit Hilfe von Phasenverschiebungen bewirkenden Gittern.
Gemäß Fig. 3 ergibt sich ein elektromagnetisches Feld 66 im Hohlraum
68 oberhalb des Reflektors 14 der Hohlleiterschlitzantenne 10, welches
in ein parallel zur Antennenlängsachse orientiertes Feld Ex und ein senkrecht
zur Antennenlängsachse orientiertes Feld Ey zerlegt werden kann. Während
das elektromagnetische Feld Ex erwünscht ist, stört das elektromagnetische
Feld Ey den jeweils von der Hohlleiterschlitzantenne 10 ausgesendeten Radarstrahl,
so daß es soweit wie möglich elimiert werden sollte. Es ist in der
Nähe der beiden Speisehohlleiter 16 und 18 der Hohlleiterschlitzantenne
10 am stärksten, da deren Schlitze 16 A bzw. 18 A in den Hohlraum 68 der
Hohlleiterschlitzantenne 10 strahlen.
Wenn das elektromagnetische Feld Ey sich senkrecht zu einer Gruppe von
parallel zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig.
7A veranschaulicht, dann wird es im wesentlichen ungedämpft durchgelassen,
wogegen es gesperrt wird, wenn es sich entlang einer Gruppe von parallel
zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig. 7B veranschaulicht.
Somit kann das elektromagnetische Feld Ey infolge seiner Orientierung
gemäß Fig. 7A bezüglich der linienförmigen Leiter 40 des ersten
Gitters 24 frei aus dem Hohlraum 68 der Hohlleiterschlitzantenne 10 austreten,
was nur an den beiden Längskanten des ersten Gitters 24 durch
dessen beiden Schachbrettgitterleiterstreifen 36 und 38 mit einer Leiterbreite
von etwa 0,3302 mm und einer Gitterteilung von 0,085 Wellenlänge verhindert
ist, da das elektromagnetische Feld Ey bezüglich deren linienförmigen Leitern
36 A bzw. 38 A so orientiert ist, wie in Fig. 7B gezeigt. Weil das elektromagnetische
Feld Ey also durch das erste Gitter 24 nicht vollständig gesperrt
wird, ist das zweite Gitter 26 erforderlich, bezüglich dessen linienförmigen
Leitern 46 das elektromagnetische Feld Ey ebenfalls so orientiert ist, wie
aus Fig. 7B ersichtlich. Die linienförmigen Leiter 46 gewährleisten im Verein
mit den beiden Leiterstreifen 42 und 44 des zweiten Gitters 26 eine solche
Verminderung des elektromagnetischen Feldes Ey, daß sich hinter dem zweiten
Gitter 26 ein im wesentlichen reiner linear polarisierter Radarstrahl
ergibt.
Wenn sich das elektromagnetische Feld Ey schräg zu einer Gruppe von parallel
zueinander verlaufenden, leitenden Linien fortpflanzt, welche beispielsweise
mit der Fortpflanzungsrichtung einen Winkel von 45° einschließen,
dann kann es in ein Feld E ∥ und ein Feld E ⟂ zerlegt werden, welches sich
parallel bzw. senkrecht zu den leitenden Linien fortpflanzt, wie in Fig.
7C veranschaulicht. Während das elektromagnetische Feld E ⟂ das von den
leitenden Linien gebildete Gitter im wesentlichen ungestört durchläuft,
welches für das elektromagnetische Feld E ⟂ nur eine geringe kapazitive
Reaktanz bildet, wird das elektromagnetische Feld E ∥phasenverschoben,
da das Gitter für das elektromagnetische Feld E ∥ stark induktiv ist. Wenn
es gegenüber dem elektromagnetischen Feld E ⟂ um 90° phasenverschoben
wird, dann ergibt sich gemäß Fig. 7E eine vollkommen zirkulare Polarisation,
wobei allerdings beide Wellen das Gitter ungedämpft durchlaufen müssen.
Es ist daher ein weiteres Gitter zur Anpassung in bezug auf die Induktivität
erforderlich, welche das Gitter gemäß Fig. 7C für das elektromagnetische
Feld E ∥ darstellt.
Die beiden erwähnten Gitter werden jeweils vom dritten Gitter 28 bzw.
vom vierten Gitter 30 der Hohlleiterschlitzantenne 10 gebildet, zwischen
denen sich der Abstandhalter 32 erstreckt. Diese Sandwichstruktur kann
durch die Übertragungsleitungsersatzschaltbilder gemäß Fig. 8 bis 8D
dargestellt werden.
Um jeden vom zweiten Gitter 26 gelieferten, linear polarisierten Radarstrahl
in einen zirkular polarisierten Radarstrahl umzuwandeln, müssen die gegenseitige
Orientierung des dritten Gitters 28 und des vierten Gitters 30 in
der Sandwichstruktur und die Abstände zwischen den verschiedenen Gruppen
zueinander paralleler, linienförmiger Leiter 50, 52, 58 und 60 so festgelegt
werden, daß die folgenden Bedingungen erfüllt sind:
- I.) Die beiden elektromagnetischen Felder E ∥ und E ⟂ müssen gegenseitig um 90° phasenverschoben sein,
- II.) das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 müssen für das elektromagnetische Feld E ∥ einen Eingangsreflexionskoeffizienten S 11 = 0 darstellen und
- III.) das dritte Gitter 28 und das vierte Gitter 30 müssen für das elektromagnetische Feld E ⟂ einen Eingangswiderstand S 11 ≈ 0 darstellen.
Bekanntlich ist die Bedingung I dann erfüllt, wenn gilt:
Z 0/jx = (Eh + 1) + 2(Eh 2 + 1)1/2 (1)
(Z 0 = Impendanz des freien Raumes; jx = induktive Gitterreaktanz für
das elektromagnetische Feld E ∥; Eh = Dielektrizitätskonstante des Abstandhalters
32).
Wenn also der Abstandhalter 32 infolge entsprechender Materialwahl eine
Dielektrizitätskonstante Eh = 1,04 aufweist, dann ergibt sich für den Quotienten
Z 0/jx = 2,020, woraus sich gemäß dem eingangs erwähnten "Waveguide
Handbook" von N. Marcuvitz die Gitterteilung = 0,246 Wellenlänge
und die Leiterbreite = 0,3302 mm berechnen läßt.
Um die Bedingung II zu erfüllen, kann die folgende Gleichung verwendet
werden:
tg ϑ = (-2Z 0/jx) · (√Eh/[(Z 0/
jx)2 - (Eh - 1)]) (2)
(ϑ = elektrische Gitterteilung bzw. Phasenverschiebung.
Mit dem Quotienten Z 0/jx = 2,020 ergibt sich für die Größe ϑ = 2,346 rad,
woraus sich für die jeweils gewünschte Arbeitsfrequenz die Abstandhalterdicke
ergibt. Wenn auch die Bedingung III nicht ganz genau erfüllt
werden mag, so hat sich doch herausgestellt, daß für Dielektrizitätskonstanten
Eh im Bereich von 1 der Eingangsreflexionskoeffizient S 11 für das
elektromagnetische Feld E ⟂ gering ist. Beispielsweise ist für die Dielektrizitätskonstante
Eh = 1,04 dieser Eingangsreflexionskoeffizient S 11 = 0,0039,
was einer Energiereflexion von nur 0,0015% bedeutet.
Zusätzlich zu der Erfüllung der Bedingungen I bis III muß eine weitere,
zur geschilderten Gitterkonstruktion senkrechte Gitterkonstruktion vorgesehen
werden, um die geringe kapazitive Reaktanz für das elektromagnetische
Feld E ⟂ zu kompensieren, welche aus der erstgenannten Gitterkonstruktion
und der Dicke des Abstandhalters 32 resultiert. Demgemäß weist das dritte
Gitter 28 die beiden auf Fig. 9 ersichtlichen Gruppen linearer Leiter 50
und 52 auf, wobei der Leiterabstand 50 A der einen Gruppe linienförmiger
Leiter 50 die Gitterteilung für das elektromagnetische Feld E ⟂ und der
Leiterabstand 52 A der anderen Gruppe linienförmiger Leiter 52 die Gitterteilung
für das elektromagnetische Feld E ∥ darstellt. Gemäß Fig. 8B und
8D stellen die linienförmigen Leiter 50 für das elektromagnetische Feld
E ∥ die Kapazität X C und für das elektromagnetische Feld E ⟂ die Induktivität
X′ L dar, die linienförmigen Leiter 52 für das elektromagnetische Feld
E ∥ die Induktivität X L und für das elektromagnetische Feld E ⟂ die Kapazität
X′ C . Da die Kapazität X C sehr viel geringer als die Induktivität X L
ist, kann sie vernachlässigt werden, wie in Fig. 8B angedeutet. Da die Induktivität
X′ L genauso groß wie die Kapazität X′ C ist, löschen sie sich gegenseitig
aus, wie in Fig. 8D veranschaulicht, so daß das elektromagnetische
Feld E ⟂ ungestört passiert.
Von den drei zur Erzielung der in Fig. 7E veranschaulichten zirkularen Polarisation
zu erfüllenden Bedingungen I bis III werden also die Bedingungen
I und II mit Hilfe der Gleichung (1) bzw. der Gleichung (2) erfüllt, aus welcher
sich die Gitterteilung ϑ ergibt. Obwohl die Bedingung III nicht vollkommen
erfüllt werden mag, ist doch keine Rückstrahlung des elektromagnetischen
Feldes E ⟂ in den Hohlraum 68 der Hohlleiterschlitzantenne 10 zu
erwarten, weil sich gezeigt hat, daß die Energiereflexion sehr schwach
ist. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Gruppe enger beieinander liegender
linienförmiger Leiter 52 des dritten Gitters 28 den größten Beitrag
bei der zirkularen Polarisation liefert, und zwar durch die Phasenverschiebung
des elektromagnetischen Feldes E ∥ um 90° von vorne gemäß Fig. 7E.
Das vierte Gitter 30 der Hohlleiterschlitzantenne 10 ist deswegen erforderlich,
weil andernfalls eine Impedanzfehlanpassung vorläge und dieselbe nur
mit Hilfe des vierten Gitters 30 ausgeglichen werden kann.
Die Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig. 11 bis 14 unterscheidet sich
im wesentlichen nur dadurch von derjenigen gemäß Fig. 3 bis 10, daß das
dritte Gitter 70 und das vierte Gitter 72 anders ausgebildet und angeordnet
sind. Sie bestehen jeweils aus einer Gruppe von koplanaren und parallel
zueinander gleichmäßig verteilten, mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen
Leitern 70 A bzw. 72 A, wie aus Fig. 13 bzw. 14 ersichtlich, ferner aus
zwei zueinander parallelen Leiterstreifen 76 und 78 bzw. 80 und 82, welche
jeweils als ununterbrochenes Kupferband ausgebildet sind und sich entlang
der einen bzw. der anderen Längskante des dritten Gitters 70 bzw. des
vierten Gitters 72 koplanar zu demselben erstrecken, um an die einen bzw.
an die anderen Enden der linienförmigen Leiter 70 A bzw. 72 A desselben
anzugrenzen, wie in Fig. 12 angedeutet. Daraus geht auch hervor, daß das
dritte Gitter 70 auf der unteren Seite 74 A und das vierte Gitter 72 auf
der oberen Seite 74 B einer vierten Substratplatte 74 ausgeätzt sind, welche
sich parallel zu den anderen drei Substratplatten 20, 21 und 22 erstreckt.
Der Abstandhalter 32 ist zwischen der zweiten Substratplatte 21 und dem
dritten Gitter 70 angeordnet. Mit dieser Hohlleiterschlitzantenne 10 lassen
sich dieselben günstigen Ergebnisse erzielen, wie mit der Hohlleiterschlitzantenne
10 gemäß Fig. 3 bis 10.
Gemäß Fig. 11A kann auch bei der Hohlleiterschlitzantenne 10 gemäß Fig.
12 bis 14 das elektromagnetische Feld Ey in ein senkrechtes Feld E ⟂ und
ein paralleles Feld E ∥ zerlegt werden, für das entsprechend der obigen
Analyse je zwei einander benachbarte, leitende Mäanderlinien die Kapazität
X C bzw. die Induktivität X L gemäß Fig. 11B darstellen. Statt das elektromagnetischen
Feld E ∥ um 90° phasenzuverschieben, wie bei der Hohlleiterschlitzantenne
10 gemäß Fig. 3 bis 10 der Fall, wird nunmehr das elektromagnetische
Feld E ∥ um 45° nach hinten und das elektromagnetische
Feld E ⟂ um 45° nach vorne verschoben, wie in Fig. 11C veranschaulicht, was
ausweislich derselben wiederum zu einer vollkommen zirkularen Polarisation
führt. Die Halbwellenphasenverschiebung der beiden elektromagnetischen
Felder E ⟂ und E ∥ ergibt sich wiederum daraus, daß die leitenden Mäanderlinien
dafür jeweils die große Kapazität X C bzw. die große Induktivität
X L darstellen, welche gleich groß sind, jedoch entgegengesetzte Vorzeichen
haben.
Claims (11)
1. Hohlleiterschlitzantenne für Doppler-Navigatoren zum zyklischen Abstrahlen
von vier unterschiedlich gerichteten Radarstrahlen mittels eines
Gitters aus koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen
Leitern, welches im wesentlichen linear polarisierte Radarstrahlen
liefert, gekennzeichnet durch
- a) ein zweites Gitter (26) aus koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (46), welches zum Ausfiltern von Komponenten unerwünschter Schwingungsrichtung aus jedem vom ersten Gitter (24) abgestrahlten Radarstrahl parallel hinter dem ersten Gitter (24) derart angeordnet ist, daß seine linienförmigen Leiter (46) die linienförmigen Leiter (40) des ersten Gitters (24) senkrecht kreuzen, und
- b) ein drittes Gitter (28; 70) sowie ein viertes Gitter (30; 72) aus je zwei koplanaren, sich senkrecht kreuzenden Gruppen von parallel zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (50, 52 bzw. 58, 60) oder aus je einer Gruppe von koplanaren und parallel zueinander gleichmäßig verteilten, mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern (70 A bzw. 72 A), welche zur Umwandlung jedes vom zweiten Gitter (26) kommenden Radarstrahls in einen zirkular polarisierten Radarstrahl jeweils parallel hinter dem zweiten Gitter (26) bzw. hinter dem dritten Gitter (28; 70) derart angeordnet sind, daß ihre linienförmigen Leiter (50, 52; 70 A bzw. 58, 60; 72 A) die linienförmigen Leiter (46) des zweiten Gitters (26) diagonal kreuzen.
2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das erste Gitter (24) zur Reduzierung von querpolarisierten Streukomponenten
in jedem abgestrahlten Radarstrahl mit zwei weiteren Gruppen von parallel
zueinander gleichmäßig verteilten, linienförmigen Leitern (36 A, 38 A) versehen
ist, welche koplanar zu seinen ersten linienförmigen Leitern (40)
angeordnet sind und dieselben senkrecht kreuzen, um zwei zueinander parallele
Schachbrettgitterleiterstreifen (36, 38) entlang der einen bzw. der anderen
Längskante des ersten Gitters (24) zu bilden.
3. Antenne nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite Gitter (26) zur Reduzierung von querpolarisierten Streukomponenten
jedes vom ersten Gitter (24) kommenden Radarstrahls mit zwei
zueinander parallelen, ununterbrochenen Leiterstreifen (42, 44) versehen
ist, welche sich entlang der einen bzw. der anderen Längskante des zweiten
Gitters (26) koplanar zu demselben erstrecken.
4. Antenne nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß das dritte Gitter (28; 70) und das vierte Gitter (30; 72) zur Reduzierung
von Streukomponenten in jedem zirkular polarisierten Radarstrahl jeweils
mit zwei zueinander parallelen, ununterbrochenen Leiterstreifen (54, 56;
76, 78 bzw. 62, 64; 80, 82) versehen sind, welche sich entlang der einen
bzw. der anderen Längskante des dritten Gitters (28; 70) bzw. des vierten
Gitters (30; 72) koplanar zu demselben erstrecken.
5. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Gruppen linienförmiger Leiter (50, 52)
des dritten Gitters (28) unterschiedliche Leiterabstände (50 A, 52 A) aufweisen.
6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
die beiden Gruppen linienförmiger Leiter (58, 60) des vierten Gitters (30)
unterschiedliche Leiterabstände (58 A, 60 A) aufweisen.
7. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite Gitter (26) und das dritte Gitter (28) aus
zwei Gruppen linienförmiger Leiter (50, 52) jeweils auf der einen bzw. der
anderen Seite (21 A bzw. 21 B) einer Substratplatte (21) ausgeätzt sind.
8. Antenne nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch zwei
Abstandhalter (34, 32) zwischen dem ersten Gitter (24) und dem zweiten
Gitter (26) bzw. zwischen dem dritten Gitter (28) und dem vierten Gitter (30).
9. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das dritte Gitter (70) aus einer Gruppe von mäanderförmig
verlaufenden, linienförmigen Leitern (70 A) und das vierte Gitter
(72) aus einer Gruppe von mäanderförmig verlaufenden, linienförmigen Leitern
(72 A) jeweils auf der einen bzw. der anderen Seite (74 A bzw. 74 B) einer
Substratplatte (74) ausgeätzt sind.
10. Antenne nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch zwei
Abstandhalter (34, 32) zwischen dem ersten Gitter (24) und dem zweiten
Gitter (26) bzw. zwischen dem zweiten Gitter (26) und dem dritten Gitter
(70).
11. Antenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Gitter (24) gegenüber einem Reflektor (14)
angeordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/818,646 US4698639A (en) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | Circularly polarized leaky waveguide doppler antenna |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3700886A1 true DE3700886A1 (de) | 1987-07-16 |
Family
ID=25226046
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19873700886 Withdrawn DE3700886A1 (de) | 1986-01-14 | 1987-01-14 | Hohlleiterschlitzantenne fuer doppler-navigatoren |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4698639A (de) |
JP (1) | JPS62171209A (de) |
AU (1) | AU585114B2 (de) |
DE (1) | DE3700886A1 (de) |
FR (1) | FR2592993A1 (de) |
GB (1) | GB2185355B (de) |
IL (1) | IL80563A0 (de) |
IT (1) | IT1201154B (de) |
NO (1) | NO865029L (de) |
SE (1) | SE8700010L (de) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1304155C (en) * | 1987-10-02 | 1992-06-23 | Keith C. Smith | Lens/polarizer/radome |
US5943023A (en) * | 1995-12-21 | 1999-08-24 | Endgate Corporation | Flared trough waveguide antenna |
US7099621B1 (en) * | 1999-06-25 | 2006-08-29 | Cocomo Mb Communications, Inc. | Electromagnetic field communications system for wireless networks |
US6600896B2 (en) * | 1999-06-25 | 2003-07-29 | Cocomo Mb Communications, Inc. | Exciter system and excitation methods for communications within and very near to vehicles |
US6891512B2 (en) * | 2000-12-27 | 2005-05-10 | Cocomo Mb Cojmmunications, Inc. | Antenna |
US6956534B2 (en) * | 2000-12-27 | 2005-10-18 | Cocomo Mb Communications, Inc. | Method and apparatus for improving antenna efficiency |
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FR3003700B1 (fr) * | 2013-03-19 | 2016-07-22 | Thales Sa | Dispositif de reduction de signature radar d'antenne et systeme antennaire associe |
CN106848521B (zh) * | 2017-02-24 | 2022-05-10 | 通号电缆集团有限公司 | 一种双极化漏泄波导 |
CN114843761B (zh) * | 2022-04-13 | 2023-03-24 | 南昌大学 | 一种基于圆极化机载微波辐射计天线 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3721988A (en) * | 1971-08-16 | 1973-03-20 | Singer Co | Leaky wave guide planar array antenna |
US3754271A (en) * | 1972-07-03 | 1973-08-21 | Gte Sylvania Inc | Broadband antenna polarizer |
IT1035550B (it) * | 1975-04-04 | 1979-10-20 | Selenia Ind Elettroniche | Perfezionemanto nei sistemi radianti a settore |
DE3027094C2 (de) * | 1980-07-17 | 1987-03-19 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Umpolarisiereinrichtung zur Erzeugung zirkular polarisierter elektromagnetischer Wellen |
IL66327A0 (de) * | 1982-07-15 | 1982-11-30 | ||
FR2540296A1 (fr) * | 1983-01-31 | 1984-08-03 | Thomson Csf | Filtre spatial d'ondes electromagnetiques de polarisation circulaire et antenne cassegrain comportant un tel filtre |
GB2155694B (en) * | 1984-03-06 | 1987-08-12 | Decca Ltd | Antenna for circularly polarised radiation |
-
1986
- 1986-01-14 US US06/818,646 patent/US4698639A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-10 IL IL80563A patent/IL80563A0/xx unknown
- 1986-11-20 GB GB8627719A patent/GB2185355B/en not_active Expired
- 1986-12-12 NO NO865029A patent/NO865029L/no unknown
- 1986-12-15 FR FR8617500A patent/FR2592993A1/fr not_active Withdrawn
- 1986-12-26 JP JP61309009A patent/JPS62171209A/ja active Pending
-
1987
- 1987-01-02 SE SE8700010A patent/SE8700010L/ not_active Application Discontinuation
- 1987-01-12 AU AU67495/87A patent/AU585114B2/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-01-14 DE DE19873700886 patent/DE3700886A1/de not_active Withdrawn
- 1987-01-14 IT IT19088/87A patent/IT1201154B/it active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2185355A (en) | 1987-07-15 |
GB8627719D0 (en) | 1986-12-17 |
JPS62171209A (ja) | 1987-07-28 |
US4698639A (en) | 1987-10-06 |
IL80563A0 (en) | 1987-02-27 |
SE8700010L (sv) | 1987-07-15 |
AU585114B2 (en) | 1989-06-08 |
IT8719088A0 (it) | 1987-01-14 |
GB2185355B (en) | 1989-10-25 |
SE8700010D0 (sv) | 1987-01-02 |
IT1201154B (it) | 1989-01-27 |
FR2592993A1 (fr) | 1987-07-17 |
NO865029D0 (no) | 1986-12-12 |
AU6749587A (en) | 1987-07-16 |
NO865029L (no) | 1987-07-15 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |