DE3688230T2 - Schaltungsanordnungen zum erhalt einer gewuenschten konduktanz-kennlinie unter verwendung eines feldeffekttransistors. - Google Patents

Description

• Diese Erfindung bezieht sich auf Schaltungen einer gewünschten Widerstands-(oder Konduktanz)-Charakteristik unter Verwendung eines Feldeffekttransistors (FET). Die beschriebenen Schaltungen eignen sich insbesondere zur Verwendung als Abschwächungsschaltungen mit einer Impedanz sowie dem FET, wobei der FET eine Konduktanz als gewünschte vorbestimmte Funktion eines Steuersignals liefert, um eine genormte Verstärkungssteuerungs- oder Frequenzgangskennlinie zu liefern.
• Dreipol-Feldeffekttransistoren sind häufig zur Schaffung variabler Konduktanzen verwendet worden, wobei die Konduktanzen zwischen der Source und dem Drain durch ein an das Gate des FET angelegtes Steuersignal gesteuert werden. Die Drain- Source-Konduktanzen der meisten FETs ändern sich linear mit der über Source und Gate angelegten Steuerspannung, so daß inkrementale Änderungen der Steuerspannung proportionale inkrementale Änderungen ihrer Konduktanzen verursachen. Die Änderung der Drain-Source-Konduktanz eines FETs als Funktion des Steuersignals ist als die Konduktanzsteuerkennlinie des FET bekannt.
• Als variable Konduktanzen verwendete Feldeffekttransistoren sind in Signalabschwächern eingesetzt worden. Beispielsweise wurden sie in Begrenzern für Rauschminderungssysteme verwendet, wo Kompressoren und Expander eine gesteuerte Begrenzung der Amplitude eines Signals erfordern. Im US-Patent 4 490 691 wird ein Feldeffekttransistor in Verbindung mit einem Kondensator zur Bildung eines Hochpaßfilters mit einer Gleitband- Hochfrequenzshelfantwort verwendet, deren Eckfrequenz als Funktion des Steuersignals am Gate des Transistors variiert. Bei dieser besonderen Hochpaßfilterschaltung bildet die Drain-Source-Strecke des FET einen Nebenschluß für das zu begrenzende Signal nach Masse. Bei anderen Abschwächer- oder Begrenzerschaltungen kann der Drain-Source-Leitwert des FET im Serienpfad des Signals anstelle eines Nebenschlußpfads liegen. Ein FET kann in Verbindung mit einer Induktivität dazu verwendet werden, eine Gleitbandschaltung mit einer abwärts arbeitenden Niederfrequenzbandpaßantwort zu bilden. Ein FET kann außerdem in Verbindung mit einem Widerstand mit einem anderen Filter zur Bildung einer Festbandabschwächerschaltung eingesetzt werden, deren Frequenzbereich sich im Gegensatz zu den Gleitbandfilterschaltungen nicht ändert. Bei allen diesen obigen Arten von Abschwächern werden die Eigenschaften des Abschwächers durch Veränderung der Konduktanz der Drain-Source-Strecke des FET variiert.
• Bei vielen Abschwächer- Begrenzer- und Filterschaltungen ist es wichtig, daß die Schaltungen präzise und reproduzierbare Kennlinien aufweisen. Für Rauschminderungssysteme beispielsweise, die komplementäre Kompressoren und Expander einsetzen, ist es für die Signalbegrenzer und Filter in einer Gruppe aufeinander angepaßter Kompressoren (oder Expander) wichtig, ähnliche Kennlinien aufzuweisen. Dies ermöglicht es jeglichem der Gruppe von Kompressoren komplementären Expander aus einem mittels eines Kompressors in dieser Gruppe komprimierten Signal das originale unkomprimierte Signal wiederzugewinnen, und ermöglicht die Verwendung eines beliebigen angepaßten Kompressors zur Erzeugung des komprimierten Signals.
• Damit die Signalabschwächer, Begrenzer oder Gleitbandschaltungen in den Kompressoren (oder Expandern) ähnliche Signalabschwächungscharakteristiken aufweisen, ist es erwünscht, daß die FETs in diesen Schaltungen ähnliche Konduktanzsteuerkennlinien haben. In anderen Worten, die Konduktanzen der FETs in den verschiedenen Begrenzerschaltungen in den Kompressoren (oder Expandern) sind bezüglich der Antwort auf dieselben Steuersignale vorzugsweise gleich. Es ist bekannt, daß die Konduktanzsteuerkennlinien von FETs stark variieren, so daß unterschiedliche FETs sehr verschiedene Konduktanzen aufweisen können, auch wenn dasselbe Steuersignal an ihren Gates anliegt. Es ist daher erwünscht, FETs auszuwählen oder zu fabrizieren oder andernfalls FET-Schaltungen zu schaffen, die als Antwort auf dasselbe Steuersignal dieselbe Konduktanz aufweisen.
• Bis dato besteht die bevorzugte Methode zur Schaffung von FETs mit derselben Konduktanzsteuerkennlinie darin, spezielle Herstellungsverfahren einzusetzen, die teuer und schwierig sein können. Einfachere und billigere Verfahren sind daher gefragt. Bei einem von den Dolby Laboratories in San Francisco, Kalifornien, eingesetzten Verfahren zur Lieferung reproduzierbarer FET-Konduktanzsteuerkennlinien werden die verwendeten FETs ausgewählt, so daß ein ihren Gates zugeführtes Steuersignal im wesentlichen dieselben Konduktanzen hervorrufen wird. Dann werden Offsetspannungen wo nötig angelegt, um die Differenzen der Abschnürspannungen der ausgewählten FETs zu kompensieren.
• In den US-Patenten Nr. 3 818 244 und 3 737 678 für Dolby et al wird die Reproduzierbarkeit von FET-Konduktanzsteuerkennlinien durch Verwendung von zwei FETs verbessert, die so ausgewählt werden, daß sie dieselbe Abschnürspannung aufweisen, um die erforderliche Abschwächung in zwei Stufen zu liefern. Der erste FET liefert die ersten wenigen dB-Abschwächungen, während das meiste der verbleibenden erforderlichen Abschwächung von dem zweiten FET erfolgt, wobei die beiden FETs unterschiedliche Schwellenwerte der Steuerspannung aufweisen, bei der sie zu leiten beginnen. Ein hoher Grad an Wiederholbarkeit wird selbst bei hohen Abschwächungswerten erhalten, da der erste FET nach den ersten wenigen dB- Abschwächungen voll leitet und damit einen exakten Wert der Abschwächung der ersten Stufe gibt.
• In dem US-Patent Nr. 2 035 263 schlagen Cushman et al vor, zwei identische veränderbare Widerstandseinrichtungen zu verwenden, die in derselben Weise durch dasselbe Steuersignal gesteuert werden, um ein Kompressions- oder Expansionsverhältnis von 2 : 1 zu liefern. In anderen Worten, für Einrichtungen mit einer großen Variationsbreite von Konduktanzsteuerkennlinien kann ein präzises und reproduzierbares Kompressions- oder Expansionsverhältnis von 2 : 1 solange erreicht werden, wie die beiden veränderbaren Widerstandseinrichtungen, die in dem Kompressor oder Expander verwendet werden, identisch sind und identisch gesteuert werden. Auf diese Weise können aufeinander angepaßte Kompander hergestellt werden, auch wenn die Charakteristiken variabler Widerstandseinrichtungen in einem Kompander nicht an jene von Einrichtungen in einem anderen Kompander angepaßt sind. Jegliche Anzahl veränderbarer Widerstandseinrichtungen kann dazu eingesetzt werden, verschiedene Teilkompressions- und -expansionsverhältnisse zu erreichen.
• In dem Artikel "Compander Increases Dynamic Range" von Wermuth, db Magazin, Juni 1976, wird die Verwendung von drei identischen FETs (Fig. 8) in einem Schema ähnlich dem von Cushman et al vorgeschlagen, um ein Kompressionsverhältnis von 2 : 3 oder um 33 % auf einer logarithmischen Skala zu erzielen; das Schema ermöglicht es, daß die Charakteristik reproduzierbar ist. In dem US-Patent 3 969 680 schlägt Wermuth die Verwendung von zwei identischen FETs in einem anderen ähnlichen Schema zur Schaffung einer Kompression und Expansion mit konstanter Neigung von 2 : 1 vor.
• Keines der oben beschriebenen herkömmlichen Verfahren stellt völlig zufrieden. Bei einigen Verfahren müssen die FETs aus einer begrenzten Gruppe ausgewählt werden. Für Kompander, die identische Einrichtungen verwenden, können wiederum spezielle Herstellungen zur Schaffung dieser Einrichtungen erforderlich sein. Außerdem kann das transiente Verhalten solcher Kompander deutlich von dem konstanten Verhältnis in einer von den tatsächlichen Konduktanzsteuerkennlinien der identischen Verlusteinrichtungen abweichen.
• Die EP-A-3509 (US-Patent Nr. 4 223 274 für Paulke et al) beschreibt einen Verstärker mit drei kaskadengeschalteten Verstärkerstufen, die jeweils einen spannungsgesteuerten Verstärker mit einem Doppelgate-MOSFET aufweisen, dessen Verstärkung mit Hilfe eines Steuersignals eingestellt werden kann. Jeder spannungsgesteuerte Verstärker ist mit einem Element zur Bildung eines Steuersignals zur Ableitung eines sekundären Steuerwerts von einem primären Steuerwert nach Maßgabe einer linearen Gleichung versehen, so daß die Verstärkung jeder der Stufen so gesteuert werden kann, daß sie einer gemeinsam vorgeschriebenen Charakteristik entspricht. In der EP-A-3509 ist das Eingangssignal an die anderen Gates des Doppelgate-MOSFETs angelegt, und Drain und Source sind über Widerstände an eine Spannungsquelle bzw. Masse angeschlossen. Solch eine Anordnung liefert eine variable Signalverstärkung, erlaubt aber Komponenten des Steuersignals als Rauschen am Ausgang der Einrichtung aufzutreten ("Durchbruch"). Daher ist die Schaltung für eine Signalverarbeitung mit hohen Qualitätsanforderungen ungeeignet.
Zusammenfassung der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung ist in ihren verschiedenen Aspekten in den anhängenden Ansprüchen definiert, auf die nun Bezug genommen werden sollte.
• Die Erfindung beruht auf meiner Erkenntnis, daß die Drain- Source-Konduktanz einer großen Vielfalt von FETs dadurch einer bestimmten Funktion eines Steuersignals folgend gemacht werden kann, daß zunächst das Steuersignal modifiziert wird. Das modifizierte Steuersignal wird dann an das Gate eines FET angelegt. Das modifizierte Steuersignal wird nach Maßgabe der gewünschten vorbestimmten Funktion und den tatsächlichen Eigenschaften des FET abgeleitet. Wenn das modifizierte Steuersignal an das Gate des FET angelegt wird, entspricht die Drain-Source-Konduktanz des FET einer vorbestimmten Funktion des ursprünglich unmodifizierten Steuersignals.
• Die Drain-Source-Konduktanz des FET ist eine zweite Funktion der Gate-Source-Spannung. Der FET ist mit Mitteln zur Schaffung eines modifizierten Steuersignals durch Multiplizieren des empfangenen Steuersignals mit einem Faktor und Addieren oder Subtrahieren eines Offsets davon versehen. Das modifizierte Steuersignal wird an das Gate des Transistors angelegt. Der Faktor und der Offset sind derart, daß die Drain- Source-Konduktanz des Transistors im wesentlichen der vorbestimmten Funktion des Steuersignals entspricht.
• Eine die Erfindung verkörpernde Schaltung kann dazu verwendet werden zu bewirken, daß die Drain-Source-Konduktanz (Widerstand) praktisch jedes FETs mit einer vorbestimmten Funktion eines Steuersignals übereinstimmt. Es ist weder eine besondere Art von FET, noch sind besondere Herstellungsverfahren erforderlich, so daß Abschwächer, Filter oder andere Einrichtungen, die FETs mit einer reproduzierbaren Konduktanzsteuerkennlinie erfordern, billig und einfach hergestellt werden können.
• Vorzugsweise ist die Erfindung in einer Abschwächerschaltung verkörpert, die einen FET und eine Impedanz einsetzt, um eine Abschwächung zu liefern, die einer gewünschten und vorbestimmten Charakteristik entspricht. Die Schaltung kann dann eine gewünschte Abschwächercharakteristik liefern, wo die gewünschte Charakteristik in bezug auf einen (möglicherweise gedachten) Referenzfeldeffekttransistor definiert ist, dessen Drain-Source-Konduktanz eine vorbestimmte Funktion einer Steuerspannung VC ist, die an das Gate des Referenztransistors angelegt wird, und wo die vorbestimmte Funktion die Form F(c(VC-VT)) hat, wobei c, VT gewünschte Konstanten und F eine ausgewählte Funktion sind.
• Solch eine Schaltung zur Lieferung einer gewünschten Abschwächercharakteristik umfaßt eine Impedanzeinrichtung und einen zweiten Feldeffekttransistor, dessen Drain-Source-Konduktanz im wesentlichen eine Funktion F(a(VGS-Vp)) seiner Gate-Source-Spannung VGS ist, wobei die Konstanten a, Vp verschieden von den gewünschten Konstanten c, VT sind. Die Schaltung umfaßt ferner Mittel zur Schaffung eines modifizierten Steuersignals durch Multiplizieren des Steuersignals VC mit einem Faktor c/a und Hinzuaddieren eines Offsets (Vp- c/aVT). Das modifizierte Signal wird dann an das Gate des zweiten Transistors angelegt. Der Multiplikationsfaktor und der Offset sind so, daß die Drain-Source-Konduktanz des zweiten Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des Steuersignals ist. Dies bewirkt, daß die Schaltungscharakteristik mit der gewünschten vorbestimmten Abschwächercharakteristik übereinstimmt.
• Die Erfindung ist insbesondere geeignet zur Verwendung bei Schaltungen mit einem Hauptweg und einem weiteren Weg in einer "Zweiwege"-Anordnung, wo die Schaltungen eine Kompression oder Expansion liefern, die mit einer gewünschten und vorbestimmten Charakteristik übereinstimmt. Solch eine Schaltung kann eine gewünschte Kompressions- oder Expansionscharakteristik liefern, wo die Charakteristik in bezug auf einen Feldeffekttransistor definiert ist, dessen Drain- Source-Konduktanz eine vorbestimmte Funktion eines an das Gate des Referenztransistors angelegten Steuersignals VC ist, wobei die Funktion die Form F(c(VC-VT)) hat und wobei c und VT gewünschte Konstanten und F eine ausgewählte Funktion sind. Die Schaltung umfaßt einen Hauptsignalweg, der in bezug auf den Dynamikbereich im wesentlichen linear ist, und einen weiteren Signalweg, dessen Eingang mit dem Eingang oder dem Ausgang des Hauptwegs gekoppelt ist.
• Der weitere Weg enthält (a) einen zweiten Feldeffekttransistor, dessen Drain-Source-Konduktanz im wesentlichen eine Funktion F(a(VGS-VP)) seiner Gate-Source-Spannung VGS ist, wobei die Konstanten a und VP verschieden von den gewünschten Konstanten c bzw. VT sind; (b) eine Impedanzeinrichtung und (c) eine Einrichtung zur Lieferung eines modifizierten Steuersignals durch Multiplizieren des Steuersignals VC mit einem Faktor und Hinzuaddieren eines Offsets, wobei das modifizierte Steuersignal an das Gate des zweiten Transistors angelegt wird und der Faktor und der Offset derart sind, daß die Drain-Source-Konduktanz des Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des Steuersignals ist.
• Wenn es sich bei der Schaltung um einen Kompressor handelt, umfaßt sie weiterhin eine Einrichtung in dem Hauptsignalweg zum Addieren der Ausgangssignale des Hauptwegs und des weiteren Wegs. Wenn die Schaltung ein Expander ist, enthält sie ferner eine Einrichtung im Hauptsignalweg zum Subtrahieren der Ausgangssignale von Hauptweg und weiterem Weg.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Die Fig. 1A, 1B, 1C sind schematische Schaltbilder von drei Arten von Abschwächer- oder Filterschaltungen.
• Fig. 2A, 2B, 2C sind graphische Darstellungen der Signalübertragungskennlinien der Schaltungen der Fig. 1A, 1B bzw. 1C.
• Fig. 3A ist eine graphische Darstellung der Drain-Source-Konduktanz G als einer gewünschten vorbestimmten Funktion eines Steuersignals VC. Fig. 3B ist eine graphische Darstellung der Drain-Source-Konduktanz GDS eines besonderen FET als Funktion der Gatespannung VGS.
• Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Modifizierung des Steuersignals VC derart, daß, wenn das modifizierte Steuersignal an das Gate des FET mit den in Fig. 3B gezeigten Konduktanzsteuerkennlinien angelegt wird, man im wesentlichen die gewünschten vorbestimmten Konduktanzsteuerkennlinien von Fig. 3A erhält.
• Fig. 5 ist das Blockschaltbild von Fig. 4 und von einer Schaltung zur Verminderung von Signalverzerrung.
• Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer Verwirklichung der Schaltung von Fig. 5.
• Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild einer praktischen Verwirklichung der Schaltung von Fig. 5, die ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
• Fig. 8 ist ein schematisches Schaltbild einer Abschwächerschaltung, die in Kompressoren und Expandern verwendet werden kann.
• Fig. 9 ist ein schematisches Schaltbild, das das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
• Fig. 10 ist ein schematisches Schaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Beschreibung der Erfindung
• Fig. 1A ist ein schematisches Schaltbild, das einen Festbandabschwächer darstellt. Wie in Fig. 1A gezeigt, umfaßt der Festbandabschwächer ein Filter 1 und einen Spannungsteiler mit einem Widerstand 2 und einem Feldeffekttransistor 3. Der Drain-Source-Widerstand des Transistors 3 ist als Funktion einer Steuerspannung VC veränderbar. Die Frequenzgangskennlinie 6 der Schaltung von Fig. 1A ist in Fig. 2A dargestellt, wobei das feste Filter 1 als Hochpaßfilter mit einer festen Hochfrequenzshelfantwort angenommen ist. Die Wirkung der Spannungsteilerschaltung mit dem Widerstand 2 und dem FET 3 ist es also, den Pegel des Shelfs 6 (des flachen oder horizontalen Teils, der Kennlinie) vertikal zu bewegen, etwa zu einer Position 6a, die in Fig. 2A gestrichelt gezeichnet ist. Damit wird der Grad der Abschwächung, den die Schaltung im Durchlaßband ausübt, von dem Drain-Source-Widerstand des FET gesteuert, wobei dieser Widerstand seinerseits von dem Steuersignal VC gesteuert wird. Die Eckfrequenz des Hochfrequenzshelfs 6 ändert sich nicht mit einer Änderung des Steuersignals VC.
• Fig. 1B ist ein schematisches Schaltbild eines Gleitbandhochpaßfilters mit einem FET 3 und einem Kondensator 4, die gemäß Darstellung angeordnet sind. Die Kennlinien dieser Schaltung von Fig. 1B sind in Fig. 2B dargestellt. Die Kennlinie 7 hat gemäß Darstellung in Fig. 2B die Form eines Hochfrequenzshelfs, dessen Eckfrequenz als Funktion des Steuersignals VC nach oben gleiten kann. Wie in Fig. 2B gezeigt, kann demnach die Kennlinie der Kurve abhängig von dem Steuersignal VC nach oben zu einer gestrichelt gezeichneten Position 7a gleiten.
• Fig. 1C ist ein schematisches Schaltbild eines Gleitbandtiefpaßfilters mit einem FET 3 und einer Induktivität 5 (praktisch durch eine Gyratorschaltung nachgebildet). Ihre Kennlinien sind in Fig. 2C gezeigt. Wie in Fig. 2C gezeigt, hat die Kennlinie 8 der Schaltung die Form eines Tiefpaßshelfs, dessen Eckfrequenz als Funktion des Steuersignals VC nach unten gleiten kann. Abhängig von dem Signal VC kann sich die Kennlinie der Schaltung von Fig. 1C nach links zu einer gestrichelt gezeichneten Position 8a verschieben.
• Bei der Schaltung von Fig. 1A wird der Betrag der Abschwächung im Durchlaßband durch VC gesteuert, was verursacht, daß sich der Drain-Source-Widerstand des FET verändert, ohne die Eckfrequenz zu verändern. Bei der Schaltung von Fig. 1B steuert das Steuersignal VC die Zeitkonstante der Schaltung und damit die oben beschriebene Gleitwirkung durch Steuerung des Drain-Source-Widerstands des FET 3. Bei der Schaltung von Fig. 1C steuert das Steuersignal VC die Gleitwirkung durch Verändern des Drain-Source-Widerstands des FET 3. Der Drain- Source-Widerstand eines FET ist einfach der Kehrwert seiner Drain-Source-Konduktanz. In anderen Worten, die Abschwächungskennlinien der Schaltungen der Fig. 1A bis 1C hängen von den Konduktanzsteuerkennlinien der FETs in diesen Schaltungen ab.
• Wie im Abschnitt Hintergrund der Erfindung erörtert, ist es für Signalabschwächer in einer Gruppe aneinander angepaßter Kompressoren (oder Expander) erwünscht, daß sie im wesentlichen identische Charakteristiken aufweisen. Da unterschiedliche FETs sehr verschiedene Konduktanzsteuerkennlinien aufweisen können, können ihre Drain-Source-Widerstände sehr verschieden sein, obwohl dasselbe Steuersignal an ihre Gates angelegt wird. Es ist daher wünschenswert, Schaltungen zu schaffen, die bewirken, daß die Konduktanzsteuerkennlinie eines beliebigen FET mit einer gewünschten vorbestimmten Kennlinie übereinstimmt. Selbst wenn dann FETs mit sehr verschiedenen Konduktanzsteuerkennlinien in den oben beschriebenen Abschwächerschaltungen verwendet werden, kann dafür gesorgt werden, daß die ausgeübte Abschwächung mit einer gewünschten und vorbestimmten Charakteristik übereinstimmt.
• Der Aspekt der Erfindung, der darauf gerichtet ist, die Konduktanzsteuerkennlinien von FETs zur Übereinstimmung mit einer vorbestimmten Kennlinie zu bringen, wird nachfolgend unter Bezug auf die Fig. 3A, 3B, 4-7 beschrieben. Es ist bekannt, daß die Drain-Source-Konduktanz eines FET proportional der Größe
• VGS-VDS/²-VT,
• ist, wobei VGS die Gate-Source-Spannung ist, VDS die Drain-Source-Spannung ist, und VT eine Schwellenspannung des FET ist.
• Der Verzerrungsterm VDS/2 im obigen Ausdruck wird später behandelt und kann im Moment vernachlässigt werden, so daß die Drain-Source-Konduktanz G wie folgt ausgedrückt werden kann:
• G = c(VGS-VT),
• wobei c eine Konstante ist, die einem speziellen FET eigen ist. Wenn also eine Steuerspannung VC an das Gate des FET angelegt wird, dessen Source an Masse liegt, dann ist die Konduktanz G gegeben durch:
• G = c(VC-VT).
• Die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie des FET hat damit in der Form einer geraden Linie, deren Neigung den Maßstab für die Änderung der Drain-Source-Konduktanz des FET bestimmt, wenn sich die Steuerspannung VC ändert. Die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie ist in Fig. 3A dargestellt.
• Bei vielen Anwendungen, etwa bei Rauschminderungssystemen, die präzise gesteuerte Kompression und Expansion einsetzen, ist es erwünscht, Konduktanzen zu schaffen, die vorbestimmte Funktionen eines Steuersignals sind, etwa wie der in Fig. 3A gezeigten. Es ist jedoch schwierig, eine große Anzahl von FETs mit derselben gewünschten Konduktanzsteuerkennlinie herzustellen. Ich habe erkannt, daß es wünschenswert wäre, eine Schaltung zu schaffen, die bei Verwendung in Verbindung mit einem beliebigen FET, dessen Konduktanzsteuerkennlinie von einer gewünschten Kennlinie abweicht, bewirkt, daß der FET eine Konduktanz liefert, die sich entsprechend der gewünschten Kennlinie ändert. Einer dieser FETs mag beispielsweise die in Fig. 3B gezeigte Kennlinie haben. Ein Vergleich der Fig. 3A und 3B zeigt, daß der FET von Fig. 3B eine Konduktanzsteuerkennlinie aufweist, die von der gewünschten Kennlinie von Fig. 3A sehr verschieden ist.
• Diese Erfindung beruht auf meiner Erkenntnis, daß unter der Voraussetzung jedes beliebigen FET, dessen Konduktanzsteuerkennlinie dieselbe allgemeine Funktion oder Abhängigkeit von einem Steuersignal hat, wie diejenige die gewünscht ist, eine Schaltung geschaffen werden kann, die das an das Gate des FET angelegte Steuersignal so modifiziert, daß der FET die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie aufweist. Die Konduktanz des FET muß dieselbe allgemeine Form oder funktionale Abhängigkeit von einem Steuersignal aufweisen. Wenn also die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie in der Form einer geraden Linie ist, wie es in Fig. 3A gezeigt ist, dann muß auch die Konduktanzsteuerkennlinie des eingesetzten FET eine gerade Linie sein. Die Konduktanzsteuerkennlinie des FET, die in Fig. 3B gezeigt ist, kann wie folgt ausgedrückt werden:
• GDS = a(VGS-VP),
• wobei a eine dem FET eigene Konstante ist und VP die Abschnürspannung des FET ist.
• Damit die Drain-Source-Konduktanz GDS die gleiche wie die gewünschte Konduktanz G von Fig. 3A ist, muß folgendes gelten:
• a(VGS-VP) = c(VC-VT) oder VGS = (c/a) (VC-VT) + VP.
• Wenn also die Steuerspannung VC zwischen Gate und Source des FET von Fig. 3B angelegt wird, dann wird man die Konduktanzsteuerkennlinie erhalten, die in Fig. 3B gezeigt ist. Wenn indes anstelle der Steuerspannung VC zwischen das Gate und die Source des FET ein modifiziertes Steuersignal VGS angelegt wird, das durch obige Gleichung gegeben ist, dann wird die Drain-Source-Konduktanz GDS gleich der Konduktanz G, die die gewünschte charakteristische Abhängigkeit von VC aufweist.
• Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Modifizierung des Steuersignals vor dem Anlegen an den FET, damit der FET die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie aufweist. Wie in Fig. 4 gezeigt, modifiziert die Schaltung 10 das Steuersignal VC derart, daß, wenn das modifizierte Steuersignal VGS zwischen Gate und Source des FET 12 angelegt wird, die Drain-Source-Konduktanz des FET die gewünschte Steuerkennlinienabhängigkeit von VC aufweist.
• Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das die Schaltung von Fig. 4 zusammen mit einer Schaltung zur Verzerrungsminderung enthält. Wie in Fig. 5 gezeigt, wird die Drain-Source-Spannung über dem FET 12 von einer Schaltung 14 zunächst auf die Hälfte ihrer momentanen Größe reduziert und dann der modifizierten Spannung VGS vor Anlegen an das Gate des FET hinzuaddiert. Das Anlegen der halben Drain-Source-Spannung an das Gate des FET wird herkömmlicherweise zur Verzerrungsminderung eingesetzt. Dies entspricht dem Verzerrungsterm in dem obigen allgemeinen Ausdruck für die Konduktanz des FET.
• Fig. 6 ist ein schematisches Schaltbild,- das eine Implementierung der Schaltung von Fig. 5 darstellt. Wie in Fig. 6 gezeigt, wird zunächst die Abschnürspannung VT der gewünschten Konduktanzsteuerkennlinie mittels eines Addierers 18 von der Steuerspannung subtrahiert. Die Differenzspannung wird dann einem Verstärker 20 mit veränderbarer Verstärkung zugeführt, der die Differenzspannung mit dem Faktor c/a multipliziert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 20 wird dann zu VP, der tatsächlichen Abschnürspannung des FET 12, hinzuaddiert, damit das modifizierte Steuersignal VGS der Schaltung 10 von Fig. 5 erhalten wird. Da jedoch das modifizierte Steuersignal auch zur Hälfte der Drain-Source-Spannung VDS des FET 12 mittels des Addierers 16 hinzuzuaddieren ist, kann ein zusätzlicher Addierer dadurch vermieden werden, daß man den Addierer 16 die beiden Additionen ausführen läßt, im Addierer 16 also die drei Größen addiert: (c/a) (VC-VT), VP, 1/2 VDS. Wie in Fig. 6 gezeigt, wird ein Verstärker mit der Verstärkung 1/2 als Multiplizierer 14 verwendet, damit man eine niedrige Eingangsimpedanz für den Addierer 16 erhält.
• Hat man einen FET 12 mit einer Konduktanzsteuerkennlinie in Form einer geraden Linie, wie in Fig. 3B gezeigt, dann können die einstellbaren Elemente mit der Schaltung 10 leicht so eingestellt werden, daß die Drain-Source-Konduktanz des FET 12 im wesentlichen mit der gewünschten übereinstimmt. Die Größen VT und c sind bekannt, da sie die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie kennzeichnen. Die tatsächliche Abschnürspannung des FET 12, VP, kann durch einen einfachen Versuch ermittelt werden. Damit sind alle Einstellungen der Schaltung 10 mit Ausnahme der Größe a bekannt. Zur Komplettierung der Kalibrierung des FET 12 wird daher die Verstärkung des Verstärkers 20 solange eingestellt, bis die Drain-Source-Konduktanz des FET 12 mit der übereinstimmt, die bei einem besonderen Wert der Steuerspannung VC erforderlich ist. Dann ist die Kalibrierung des FET 12 abgeschlossen.
• Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild einer praktischen Verwirklichung der Schaltung von Fig. 5 zur Darstellung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Wie in Fig. 7 gezeigt, wird die Steuerspannung VC dem nicht-invertierenden Eingang eines Verstärkers 32 zugeführt. Der invertierende Eingang des Verstärkers wird mittels einer Gleichspannung gleich der gewünschten Abschnürspannung VT mittels eines Widerstand R&sub2; vorgespannt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 32 wird über einen einstellbaren Widerstand R&sub1; auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 32 ist durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben:
• (R&sub1; + R&sub2;) (VC-VT)/R&sub2; + VT.
• Die Spannungsteilerschaltung mit der Zenerdiode 34, der Vorspannung Vb, dem Vorspannungswiderstand 36 sowie den Spannungsteilerwiderständen 38, 40, 42 addiert die Offsetspannung (VP-VT) zum Ausgangssignal des Verstärkers 32. Wenn also das Verhältnis (R&sub1; + R&sub2;)/R&sub2; gleich dem Verhältnis c/a ist, dann ist die zwischen Gate und Source des FET 12 in Fig. 7 angelegte Spannung durch die Gleichung von Schaltung 10 in Fig. 5 gegeben. Die Spannung Vb und der Vorspannungswiderstand 36 spannen die Zenerdiode in den Leitzustand vor. Die Zenerdiode 34 liefert im wesentlichen einen konstanten Gleichspannungsabfall zwischen ihrer Kathode und ihrer Anode. Dieser Spannungsabfall wird mittels der Teilerwiderstände 38, 40, 42 zur Lieferung von Offsets an den Punkten H, L zur Erzeugung des Offsets (VP-VT) geteilt. Wenn also die Verbindung 44 am Punkt H gemacht wird, ist der gelieferte Offset gleich dem Spannungsabfall über der Zenerdiode 34 multipliziert mit dem Verhältnis des Widerstandswerts des Widerstands 38 geteilt durch die Summe der Widerstandswerte der Widerstände 38, 40 und 42. Wenn stattdessen die Verbindung 46 am Punkt L gemacht wird, ist der angelegte Offset durch den Spannungsabfall über der Diode 34 multipliziert mit dem Verhältnis der Summe der Widerstandswerte der Widerstände 38, 42 zu der der Widerstände 38, 40 und 42 gegeben. Eine der beiden Verbindungen 44, 46 kann abhängig von der erforderlichen Größe von (VP-VT) hergestellt werden.
• Die Widerstände 38 und 40 können der Einfachheit halber im wesentlichen denselben Widerstandswert aufweisen. Wenn dann der Widerstandswert des Widerstands 42 null ist, liegen beide Punkte H, L auf der Hälfte des Spannungsabfalls der Zenerdiode. Wenn der Widerstandswert des Widerstands 42 von null aus erhöht wird, steigt die Spannung bei H an, während die bei L absinkt, und zwar ausgehend von diesem halben Spannungsabfallwert. Wenn also die Größe des erforderlichen Offsets größer als der halbe Spannungsabfall über der Diode 34 ist, wird die Verbindung 44 hergestellt. Ist stattdessen der Offset geringer als der halbe Spannungsabfall über der Diode 34, dann wird stattdessen die Verbindung 46 hergestellt. Dann kann der Widerstandswert des Widerstands 42 solange eingestellt werden, bis die Spannung an H oder L den erforderlichen Offsetwert erreicht. Die Zenerdiode 34 kann so ausgewählt werden, daß ihr Spannungsabfall optimal für die erforderliche Änderung der Offsetspannung ist.
• Die Spannung über Drain und Source des FET wird mittels eines Verstärkers 60 verstärkt und dann über Widerstände 52, 54 an die Punkte H bzw. L angelegt. Die Widerstände 52 und 54 haben im wesentlichen denselben Widerstandswert, der so ist, daß die Wechselstromkomponenten der Spannungen an den Punkten H und L im wesentlichen die Hälfte von VDS sind. In praktischer Hinsicht kann eine deutliche Signalverstärkung, beispielsweise 20 dB, im Verstärker 60 verwendet werden. Die Werte der Widerstände 52 und 54 werden dann entsprechend erhöht, um die Hälfte von VDS am Gate des FET beizubehalten. Es ist ersichtlich, daß mit dem Aufbau gemäß Fig. 7 die Erzeugung der Offsetspannung (VP-VT) nicht das Anlegen der Verzerrungskompensationsspannung VDS/2 beeinflußt, und daß auch umgekehrt kein Einfluß vorhanden ist. Außerdem wird die Verzerrungskompensationsspannung VDS/2 unbeeinflußt davon angelegt, ob die Verbindung 44 oder die Verbindung 46 hergestellt ist. Das Eingangssignal wird der Drain des FET 12 über eine Impedanz 70 zugeführt, und das Ausgangssignal wird vom Ausgang des Verstärkers 60 abgenommen.
• Der FET 12 kann unter Verwendung der Schaltung von Fig. 12 auf einfache Weise kalibriert werden. Zuerst wird eine der beiden Verbindungen 44, 46 abhängig von dem erwarteten Wert der Offsetspannung (VP-VT) hergestellt. Dann werden R&sub1; und der Wert des Widerstands 42 durch sukzessive Approximation eingestellt, bis die Drain-Source-Konduktanz des FET 12 mit der gewünschten Konduktanzsteuerkennlinie übereinstimmt. Wenn der Wert von R&sub2; zur Lieferung einer Vorspannung am invertierenden Anschluß des Verstärkers 32 eingestellt wird, wobei diese Vorspannung der FET-Gateabschnürspannung entspricht, dann wird der Einstellprozeß im wesentlichen nicht-iterativ (d. h. es ergibt sich schnell eine Konvergenz). Der Widerstand 42 (Vorspannung) wird zum Erhalt des niedrigeren Leitungspunkts eingestellt. Der Widerstand R&sub1; (Verstärkung) kalibriert dann den höheren Leitungspunkt. Falls erforderlich, kann der Widerstand 42 am unteren Leitungspunkt nachgestellt werden bzw. R&sub1; am oberen Leitungspunkt überprüft werden.
• Obwohl die Erfindung oben unter Bezug auf FETs beschrieben wurde, deren Drain-Source-Konduktanzen lineare Funktionen der Steuerspannung sind, wird man verstehen, daß die Erfindung auch auf solche anwendbar ist, bei denen die Konduktanz nicht eine perfekte lineare Funktion der Steuerspannung ist. Wenn also die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie eines FET gegeben ist durch:
• G = F&sub1;[c(VC-VT)],
• dann ist die Schaltung der Erfindung anwendbar auf jeglichen FET, dessen Konduktanz gegeben ist durch:
• G = F&sub2;[a(VGS-VP)]
• unter der Voraussetzung, daß F&sub1; im wesentlichen gleich F&sub2; ist.
• Die variable Konduktanz eines FET, die einer gewünschten Konduktanzsteuerkennlinie entspricht, kann in dem Signalweg zur Abschwächung des Signals auf ein gewünschtes Maß verwendet werden. Alternativ kann sie in einen Nebenschlußpfad gesetzt werden und einen Nebenschluß für das Signal nach Masse oder zu einem anderen Anschluß bilden, um das Signal auf das gewünschte Maß abzuschwächen. Eine symmetrische Schaltung kann verwendet werden, falls gewünscht, wobei der FET über diese geschaltet wird. Er kann auch zusammen mit einer Kapazität oder einer Induktivität zur Bildung eines Hochpaß- oder eines Tiefpaßfilters mit einer variablen Eckfrequenz verwendet werden. Solche Konfigurationen sind nützlich in Kompressoren und Expandern in Rauschminderungsschaltungen. Alle diese Anordnungen liegen innerhalb des Bereichs der Erfindung.
• Fig. 8 ist ein schematisches Schaltbild eines Signalabschwächers, der für Kompressoren und Expander nützlich ist. Wie im einzelnen in der US-PS 3 846 719, der US-PS 3 903 485, der US-PS 4 490 691 und der US-PS Re 28 426 beschrieben, verwenden Audiorauschminderungssysteme vorteilhafterweise "Zweiwege"-Anordnungen. Eine "Zweiwege"-Anordnung ist eine, bei der eine Kompressions- oder Expansionskennlinie durch die Verwendung eines Hauptwegs, der im wesentlichen keine Dynamikwirkung ausübt, und eines oder mehrerer sekundärer oder Seitenwege mit Dynamikwirkung erzielt wird. Der Seitenweg oder die Seitenwege erhalten ihr Eingangssignal vom Eingang oder Ausgang des Hauptwegs, und das Ausgangssignal oder die Ausgangssignale werden additiv oder subtraktiv mit dem Hauptweg zusammengeführt, um die Kompression oder Expansion zu liefern. Allgemein liefert ein Seitenweg eine Art von Begrenzung oder variabler Abschwächung, und die Art, in der er mit dem Hauptweg verbunden ist, bestimmt, ob er die Hauptwegsignalkomponenten unterstützt (zur Lieferung von Kompression) oder ihnen entgegenwirkt (zur Lieferung von Expansion). Die Schaltung 100 von Fig. 8 kann vorteilhafterweise im Seitenweg einer Zweiwegeanordnung zur Lieferung der gewünschten Kompression oder Expansion verwendet werden.
• Der Signalabschwächer 100 von Fig. 8 umfaßt einen Eingang 102, einen Ausgang 104 sowie eine Impedanz 106 und einen Puffer 108 zwischen dem Eingang und dem Ausgang. Die Drain- Source-Strecke eines FET 112 bildet einen Nebenschluß vom Ausgang der Impedanz 106 zu einem Anschluß 114. Das Gate des FET 112 wird von einem Steuersignal VC gesteuert, das mittels einer Steuerschaltung 116 vom Ausgang 104 abgeleitet und zum Gate des Transistors rückgekoppelt wird. Die Steuerschaltung 116 kann ein Gleichrichter und eine Glättungsschaltung sein. Damit steuert das Ausgangssignal am Ausgang 104 die Nebenschlußwirkung des FET 112 durch den Rückkopplungskreis über die Steuerschaltung 116.
• Wenn es sich bei der Impedanz 106 um einen Widerstand handelt, dann bilden der Widerstand 106 und die Drain-Source- Strecke des FET 112 einen Spannungsteiler, bei dem die Signalabschwächung einfach durch Variieren des Drain-Source- Widerstands des FET 112 verändert werden kann. Wie oben unter Bezug auf die Fig. 1A, 2A erörtert, bildet die Schaltung 100 (wenn die Impedanz 106 ein Widerstand ist) bei Benutzung in Verbindung mit einem anderen Hochpaßfilter (in Fig. 8 nicht gezeigt) ein Festbandfilter mit den in Fig. 2A gezeigten Eigenschaften. Eine Veränderung des Drain-Source-Widerstands des FET 112 wird damit einfach bewirken, daß sich der Pegel des Hochfrequenzshelfs in Fig. 2A vertikal verschiebt, ohne daß sich die Eckfrequenz ändert.
• Wenn es sich bei der Impedanz 106 um einen Kondensator handelt, dann stellt die Schaltung 100 ein Gleitbandhochpaßfilter mit den in Fig. 2B gezeigten Eigenschaften dar. Wenn die Impedanz 106 eine Induktivität ist (praktisch durch eine Gyratorschaltung nachgebildet), dann stellt die Schaltung 100 ein Gleitbandtiefpaßfilter mit den in Fig. 2C gezeigten Eigenschaften dar. Wenn die Impedanz 106 ein Kondensator oder eine Induktivität ist, wird die Gleitwirkung der Eckfrequenz des Filters von dem Drain-Source-Widerstand des FET gesteuert. Unabhängig also davon, ob es sich bei der Impedanz 106 um einen Widerstand, eine Induktivität oder einen Kondensator handelt, damit der Signalabschwächer 100 das gewünschte Abschwächungsverhalten liefert, ist es nötig, daß die Drain-Source-Konduktanzkennlinie des FET 112 mit einer gewünschten und vorbestimmten Referenzkennlinie übereinstimmt.
• Für Zwecke der Erörterung wird angenommen, daß die gewünschte Konduktanzsteuerkennlinie eines Bezugs-FET 112 gegeben ist durch:
• G = F [c(VC-VT)],
• wobei c, VT gewünschte Konstanten sind und F eine ausgewählte Funktion ist. Wie oben gezeigt, kann dann die Konduktanzsteuerkennlinie eines beliebigen FET zur Übereinstimmung mit der gewünschten Konduktanzsteuerkennlinie des Bezugs-FET 112 mit Hilfe der Modifizierschaltung 10 der Fig. 4 bis 7 gebracht werden, solange die Konduktanzsteuerkennlinie eines solchen FET im wesentlichen die Form hat:
• G = F [a(VGS-VP)],
• wobei a, VP Konstanten sind und VGS die Gate-Source-Spannung dieses FET ist. Für die meisten FETs sind ihre Konduktanzsteuerkennlinien linear, d. h. die Konduktanzsteuerkennlinien haben die Form:
• G = a(VGSVp).
• Obwohl für die Zwecke der Erörterung ein Bezugs-FET zur Definierung der gewünschten Abschwächereigenschaften verwendet wird, wird man verstehen, daß praktisch kein Bezugs-FET erforderlich ist, solange die gewünschten Konduktanzsteuerkennlinien für den FET, die verwendet werden sollen, bekannt sind. Diese Information kann dann, wie nachfolgend gezeigt, dazu verwendet werden zu bewirken, daß eine Abschwächerschaltung mit irgendeinem beliebigen FET dieselbe funktionale Abhängigkeit von Steuersignalen aufweist, damit sie im wesentlichen die gewünschten Eigenschaften haben.
• Fig. 9 ist ein schematisches Schaltbild eines Signalabschwächers, die einen anderen Aspekt der Erfindung verdeutlicht. Die Abschwächerschaltung 150 enthält die Impedanz 106, den Puffer 108 und die Steuerschaltung 116 von Fig. 8. Ein FET 152 hat jedoch Konduktanzsteuercharakteristiken, die sich von der gewünschten Bezugscharakteristik unterscheiden. Damit die Schaltung 150 dieselben Abschwächungscharakteristiken liefert wie die Schaltung 100 von Fig. 8, wird eine Schaltung 10 zur Modifizierung des Steuersignals VC von der Steuerschaltung 116 eingesetzt, und das modifizierte Steuersignal VGS wird dann an das Gate des FET 152 angelegt. Wie oben gezeigt, wird die Schaltung 10 bewirken, daß die Konduktanzsteuercharakteristiken des FET 152 mit der Bezugscharakteristik (z. B. der des FET 112) übereinstimmen. Damit wird die Abschwächerschaltung 150 im wesentlichen dieselben Abschwächungscharakteristiken aufweisen wie die Schaltung 100 von Fig. 8.
• Bei gewissen Kompressor- und Expanderschaltungsanordnungen kann es erwünscht sein, das Audiospektrum in eine Vielzahl von Frequenzbändern zu unterteilen, auf die jeweils gesondert eingewirkt wird. Auf diese Weise beeinflußt eine dominante Signalkomponente die Dynamikwirkung (Kompression oder Expansion) nur innerhalb eines Teiles des Gesamtspektrums, im Gegensatz zu einer Breitbandlösung, bei der die Dynamikwirkung über das gesamte Spektrum von einer dominanten Signalkomponente beeinflußt wird. Bei einer solchen Bandaufspaltungslösung kann es erwünscht sein, ein Filter in der Seitenwegschaltung einzusetzen. Wie in Fig. 9 gezeigt, kann ein Filter 160 dazu verwendet werden, das Eingangssignal der Schaltung 150 zu filtern. Das Filter 160 kann ein Bandpaßfilter, ein Tiefpaßfilter oder ein Hochpaßfilter sein. Alternativ kann das Filter 160 an den Ausgang der Schaltung 150 gesetzt werden, um stattdessen dessen Ausgangssignal zu filtern, wie es gestrichelt in Fig. 9 gezeigt ist. Wenn die Schaltung 150 in einem Seitenweg einer Niederfrequenzstufe einer Bandaufspaltungsanordnung verwendet wird, ist es für das Tiefpaßfilter im Seitenweg vorzuziehen, daß es an den Ausgang der Schaltung 150 gesetzt wird. An dieser Stelle unterstützt das Tiefpaßfilter die Unterdrückung unerwünschten Rauschens oder unterwünschter Verzerrungen, die in der Niederfrequenzstufe erzeugt werden.
• Wie in Fig. 9 gezeigt, kann der Seitenweg oder weitere Weg mit der Schaltung 150 mit einem Hauptweg 162 kombiniert werden, der gestrichelt gezeichnet ist, sowie einem Addierer 164 im Hauptweg, um so einen Kompressor zu bilden. Der Addierer 164 addiert die Ausgangssignale von Hauptweg und weiterem Weg und liefert das Ausgangssignal des Kompressors. Man wird erkennen, daß bei der Kompressorkombination der Eingang des weiteren Wegs mit dem Eingang des Hauptwegs gekoppelt ist. Alternativ kann der weitere Weg mit der Schaltung 150 mit einem Hauptweg 166, der gestrichelt gezeichnet ist, und einem Addierer 170 im Hauptweg zur Bildung eines Expanders kombiniert werden. Der Addierer 170 subtrahiert das Ausgangssignals des weiteren Wegs vom Ausgangssignal des Hauptwegs und liefert das Expanderausgangssignal. Man wird bemerken, daß der Eingang des weiteren Wegs im Expander nicht mit dem Eingang des Hauptwegs, sondern stattdessen mit dessen Ausgang verbunden ist. Der Kompressor und der Expander, die oben beschrieben wurden, werden in dem US-Patent Nr. 3 903 485 des Anmelders als Kompressor und Expander des Typs I bezeichnet.
• Fig. 10 ist ein Blockschaltbild, das ein alternatives Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt. Wie in Fig. 10 gezeigt, kann der weitere Weg mit der Schaltung 150 mit einem Hauptweg 162' und einem Addierer 164' in dem Hauptweg zur Bildung eines Kompressors kombiniert werden, der sich von dem von Fig. 9 unterscheidet. Wie in dem US-Patent 3 903 485 beschrieben, handelt es sich bei dem oben beschriebenen Kompressor von Fig. 10 um einen Kompressor des Typs II. Der Addierer 164' addiert die Ausgangssignale der beiden Wege und liefert das Kompressorausgangssignal. In ähnlicher Weise kann der weitere Weg mit der Schaltung 150 auch mit einem Hauptweg 166' und einem Addierer 170' gemäß Darstellung in Fig. 10 zur Bildung eines Expanders des Typs II kombiniert werden. Der Addierer 170' subtrahiert das Ausgangssignal des weiteren Wegs vom Ausgangssignal des Hauptwegs und liefert das Expanderausgangssignal.
• Bei den Anordnungen sowohl des Typs I als auch des Typs II hängen die Kompressions- und Expansionseigenschaften von der Abschwächung ab, die in den Seitenwegen ausgeübt wird, in anderen Worten, von den Abschwächungscharakteristiken der Schaltung 150, die ihrerseits von den Konduktanzsteuercharakteristiken des FET 112 abhängen. Wie oben beschrieben, können die Abschwächungs- oder Filtercharakteristiken der Schaltung 150 durch Verwendung der Steuersignalmodifizierschaltung 10 der Fig. 4 bis 7 zur Übereinstimmung mit einer gewünschten vorbestimmten Kennlinie gebracht werden. Wenn demnach eine gewünschte Kompressions- oder Expansionskennlinie durch Kombination eines weiteren Wegs mit der Schaltung 150 von Fig. 9 mit einem Hauptweg in einer Anordnung entweder des Typs I oder des Typs II und in bezug auf eine Bezugs-FET- Kennlinie (z. B. FET 112) definiert ist, kann jeder Kompressor oder Expander mit einer Anordnung derselben Art aber mit einem FET, dessen Eigenschaften von den gewünschten verschieden sind, (unter Verwendung der Schaltung 10, wie in Fig. 9 gezeigt) zur Übereinstimmung mit der gewünschten Kompressions- oder Expansionskennlinie dadurch gebracht werden, daß bewirkt wird, daß die Konduktanzsteuerkennlinie des zu verwendenden FET mit der Bezugs-FET-Kennlinie übereinstimmt.

Claims (26)

1. Schaltung zur Schaffung eines veränderbaren Widerstands, dessen Leitwert eine vorbestimmte Funktion eines empfangenen Steuersignals VC der Form F(c(VC-VT)) ist, wobei c und VT gewünschte Konstanten und F eine ausgewählte Funktion sind und die Schaltung einen Feldeffekttransistor (12), dessen Drain-Source-Leitwert im wesentlichen eine Funktion F(a(VGS-VP)) seiner Gate-Source-Spannung VGS ist, wobei die Konstanten a und VP verschiedenen von den gewünschten Konstanten c bzw. VT sind, einen mit der Drain-Source-Strecke des Transistors verbundenen Eingang (D) für ein gesteuertes Signal und Mittel (C) aufweist zur Lieferung eines modifizierten Steuersignals durch Multiplikation des empfangenen Steuersignals mit einem Faktor und Hinzuaddieren eines Offsets, wobei das modifizierte Steuersignal so an das Gate des Transistors angelegt wird und der Faktor und der Offset derart sind, daß der Drain-Source-Leitwert des Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des empfangenen Steuersignals ist.

2. Schaltung zur Dämpfung eines gesteuerten Signals mit Hilfe eines variablen Widerstands, dessen Leitwert eine vorbestimmte Funktion eines empfangenen Steuersignals VC der Form F(c(VC-VT)) ist, wobei C und VT gewünschte Konstanten und F eine ausgewählte Funktion sind und der Widerstand zur steuerbaren Dämpfung des gesteuerten Signals in einer der vorbestimmten Funktion entsprechenden Weise geeignet ist, wobei die Schaltung umfaßt: einen Feldeffekttransistor (12), dessen Drain-Source-Leitwert im wesentlichen eine Funktion F(a(VGS-Vp)) seiner Gate-Source-Spannung VGS ist, wobei die Konstanten a und VP verschieden von den gewünschten Konstanten c bzw. VT sind und das gesteuerte Signal zwischen Drain und Source des Transistors angelegt wird, und eine Einrichtung (10) zur Lieferung eines modifizierten Steuersignals durch Multiplizieren des empfangenen Steuersignals mit einem Faktor und Hinzuaddieren eines Offsets, wobei das modifizierte Steuersignal so an das Gate des Transistors angelegt und der Faktor und der Offset so sind, daß der Drain-Source- Leitwert des Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des empfangenen Steuersignals ist, so daß das gesteuerte Signal von dem Transistor nach Maßgabe der vorbestimmten Funktion steuerbar gedämpft wird.

3. Schaltung nach Anspruch 2, ferner umfassend einen Weg zwischen einem Eingang (102) für das gesteuerte Signal und einem Ausgang (104) für das gesteuerte Signal, der eine Impedanzeinrichtung (106) enthält, wobei die Drain (D) des Feldeffekttransistors derart mit dem Weg verbunden ist, daß die Drain-Source-Strecke des Transistors den Weg shuntet, so daß der Transistor und die Impedanzeinrichtung einem an den Eingang für das gesteuerte Signal angelegten Signal gewünschte Dämpfungseigenschaften verleiht.

4. Schaltung nach Anspruch 3, ferner umfassend eine Einrichtung (116) zur Erzeugung, anhand des Ausgangssignals der Schaltung, des Steuersignals VC zur Steuerung der Dämpfung eines Signals an dem Eingang für das gesteuerte Signal, wobei die Steuersignalerzeugungseinrichtung (116) und die Einrichtung (10) zur Lieferung eines modifizierten Steuersignals einen Rückkopplungsweg von dem Ausgang (104) für das gesteuerte Signal zu dem Gate (G) des Transistors bilden.

5. Schaltung nach Anspruch 4, ferner umfassend ein Festbandfilter (160), daß angeschlossen ist, um Eingangssignale zur Impedanzeinrichtung (106) zu filtern.

6. Schaltung nach Anspruch 4, ferner umfassend ein Festbandfilter (160), das zwischen den Ausgang (104) und die Drain des Transistors (152) geschaltet ist, um die Ausgangssignale des Transistors zu filtern.

7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, bei der das Festbandfilter ein Bandpaßfilter ist.

8. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, bei der das Festbandfilter ein Hochpaßfilter ist.

9. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, bei der das Festbandfilter ein Tiefpaßfilter ist.

10. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, bei der die Impedanzeinrichtung ein Widerstand ist und die Schaltung als Festbandfilter wirkt.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, bei der die Impedanzeinrichtung ein Kondensator ist und die Schaltung als ein Gleitband-Hochpaßfilter wirkt.

12. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, bei der die Impedanzeinrichtung eine induktive Einrichtung enthält und die Schaltung als ein Gleitband-Tiefpaßfilter wirkt.

13. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 12, ferner umfassend einen Hauptsignalweg (162; 166; 162'; 166'), der in bezug auf den Dynamikbereich im wesentlichen linear ist, und eine Einrichtung (164; 170; 164'; 170') zum Kombinieren der Ausgangssignale' des Hauptsignalwegs und des die Impedanzeinrichtung (106) enthaltenden Wegs (150), wobei der Eingang des die Impedanzeinrichtung enthaltenden Wegs mit dem Eingang oder dem Ausgang des Hauptwegs gekoppelt ist.

14. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die vorbestimmte Funktion die Form

G = c(VC-VT)

hat, wobei G der gewünschte Leitwert ist.

15. Schaltung nach Anspruch 14, bei der der Drain- Source-Leitwert des Feldeffekttransistors die Form

GDS = a(VGS-VP)

hat, wobei GDS der Drain-Source-Leitwert des Transistors und VP die Abschnürspannung des Transistors sind.

16. Schaltung nach Anspruch 15, bei der die Einrichtung (10) zur Lieferung eines modifizierten Steuersignals umfaßt: eine Einrichtung (18) zum Subtrahieren der Konstanten VT von dem Steuersignal VC zur Lieferung eines Differenzsignals; eine Einrichtung (20) zum Multiplizieren des Differenzsignals im wesentlichen mit dem Faktor c/a zur Lieferung eines Produktsignals im wesentlichen gleich (c/a) (VC-VT) und eine Einrichtung (16) zum Addieren von VP zu dem Produktsignal zur Ableitung des modifizierten Steuersignals, so daß das modifizierte Steuersignal, wenn es an das Gate des Transistors (12) angelegt, wird verursacht, daß der Drain-Source-Leitwert des Transistor im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des Steuersignals VC ist.

17. Schaltung nach Anspruch 16, ferner umfassend eine Einrichtung (14) zum Anlegen von im wesentlichen der halben Drain-Source-Spannung des Transistors an das Gate des Transistors zu Verzerrungsminderung.

18. Schaltung nach Anspruch 15, 16 oder 17, bei der die Einrichtung (10) zur Lieferung des modifizierten Steuersignals umfaßt: eine Verstärker (32), an dessen nicht-invertierenden Eingang das Steuersignal angelegt wird; einen einen einstellbaren Widerstand R&sub1; enthaltenden Gegenkopplungsweg zum invertierenden Eingang des Verstärkers; einen eine Gleichspannungsversorgung mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbindenden Widerstand R&sub2;, wobei der Widerstand R&sub1; so eingestellt wird, daß das Verhältnis (R&sub1; + R&sub2;)/R&sub2; im wesentlichen gleich c/a ist; und eine Einrichtung (34-42) zum Addieren eines Offsets zum Ausgangssignal des Verstärkers zur Ableitung des modifizierten Steuersignals, wobei der Offset so ausgewählt wird, daß das modifizierte Steuersignal, wenn es an das Gate des Transistors angelegt wird, verursacht, daß der Drain-Source-Leitwert des Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des Steuersignals VC ist.

19. Schaltung nach Anspruch 18, bei der die Gleichspannung im wesentlichen gleich VT ist und der Offset zu im wesentlichen gleich (VP-VT) gewählt wird.

20. Schaltung nach Anspruch 19, bei der der Wert von VT so eingestellt wird, daß im wesentlichen die Spannung Vp an das Gate des Transistors angelegt wird, um das Verfahren zur Einstellung der Werte von R&sub1; und des Offsets zu vereinfachen.

21. Schaltung nach Anspruch 18, 19 oder 20, bei der die Offsetaddiereinrichtung eine Spannungsteilereinrichtung (38- 42) zur Ableitung des Offsets von einer zweiten Gleichspannung umfaßt, wobei die Teilereinrichtung einen einstellbaren Widerstandsweg aufweist, der so eingestellt ist, daß der abgeleitete Offset im wesentlichen (VP-VT) ist.

22. Schaltung nach Anspruch 21, ferner umfassend eine Z-Diode (34) mit einer ausgewählten Z-Spannung zur Lieferung der zweiten Gleichspannung; und eine Einrichtung (38-42) zur Vorspannung der Z-Diode derart, daß die Diode in ihrem Sperrdurchbruchsbereich arbeitet, wobei die Diode an den Ausgang des Verstärkers (32) zur Lieferung einer alternativen Spannung im wesentlichen gleich der Ausgangsspannung des Verstärkers vermindert um die Z-Spannung angeschlossen ist.

23. Schaltung nach Anspruch 22, bei der die Spannungsteilereinrichtung einen ersten festen Widerstand (38), einen veränderbaren Widerstand (42) und einen zweiten festen Widerstand (40) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten festen Widerstand und dem veränderbaren Widerstand den H Verbindungspunkt bildet und ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten festen Widerstand und den veränderbaren Widerstand den L Verbindungspunkt bildet und die anderen Enden der beiden festen Widerstände (38, 40) mit der Kathode bzw. Anode der Diode (34) verbunden sind derart, daß einer der beiden Verbindungspunkte H, L das modifizierte Steuersignal auf einem gewünschten Gleichstrompegel für den Transistor liefert.

24. Schaltung nach Anspruch 23, bei der der erste und der zweite Widerstand (38, 40) im wesentlichen denselben Widerstandswert aufweisen.

25. Schaltung nach den beiden Ansprüchen 17 und 24, bei der die Einrichtung (14) zum Anlegen der halben Drain-Source- Spannung umfaßt: eine Einrichtung (44, 46) zum Anschluß des Gate des Transistors entweder an den H oder an den L Verbindungspunkt, einen dritten und einen vierten Widerstand (52, 54) im wesentlichen desselben Werts, die in Reihe zwischen den H und den L Verbindungspunkt geschaltet sind; und eine Einrichtung (60) zum Anlegen eines Vielfachen der Drain- Source-Spannung des Transistors an den Verbindungspunkt zwischen dem dritten und dem vierten Widerstand, wobei der Wert des dritten und des vierten Widerstands zum Wert des ersten und des zweiten Widerstands in einem solchen Verhältnis steht, daß die halbe Drain-Source-Spannung des Transistors an das Gate des Transistors angelegt wird.

26. Verfahren zur Steuerung eines veränderbaren Widerstands, dessen Leitwert eine vorbestimmte Funktion eines Steuersignals VC der Form F(c(VC-VT)) ist, wobei c und VT gewünschte Konstanten und F eine ausgewählte Funktion sind und das Verfahren die Schritte umfaßt: Vorsehen eines Feldeffekttransistors, dessen Drain-Source-Leitwert im wesentlichen eine Funktion F(a(VGS-VP)) seiner Gate-Source-Spannung VGS ist, wobei die Konstanten a und VP verschieden sind von den gewünschten Konstanten c bzw. VT; Modifizieren des Steuersignals durch Multiplizieren des Steuersignals mit einem Faktor und Hinzuaddieren eines Offsets und Anlegen des modifizierten Steuersignals an das Gate des Transistors, wobei der Faktor und der Offset derart sind, daß der Drain- Source-Leitwert des Transistors im wesentlichen die vorbestimmte Funktion des empfangenen Steuersignals ist.