DE3640905A1 - Schaltungsanordnung zur speisung von teilnehmerleitungen mit konstantem strom - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Speisung von Teilnehmerleitungen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die klassische Art der Speisung von Teilnehmerleitungen in Telefonanlagen verwendet zwei Speisungswiderstände, die mit der Amtsbatterie in Reihe liegen. Die Batteriespannung beträgt hier zwischen 48 V und 60 V und die Widerstandswerte der Speisungswiderstände bewegen sich, je nach Art der Vermittlungseinrichtung, im Bereich zwischen 200 Ω und 800 Ω.

Da unterschiedlich lange Teilnehmerleitungen unterschiedliche Widerstände aufweisen, müssen die Speisungswiderstände im Amt für die einzelnen zu speisenden Leitungen passend ausgewählt werden. In jedem Falle verbrauchen diese Widerstände verhältnismäßig viel Energie und verursachen Wärmeabfuhrprobleme in den amtsseitigen Einrichtungen.

Es sind verschiedene Schnittstellenschaltungen für Teilnehmer-Anschlußleitungen bekannt, die den Schleifenstrom steuern. Beispiele hierfür sind in den US-Patentschriften Nr. 41 61 633, Nr. 43 15 106, Nr. 43 17 963 und Nr. 43 87 273 beschrieben.

Es sind auch Speiseschaltungen für Teilnehmerleitungen bekannt, die einen Transformator mit nur zur Teilnehmerseite hin unterteilter Wicklung verwenden, wobei die inneren Anschlüsse der beiden Wicklungsteile über ein Paar von passend ausgesuchten Widerständen mit dem Batterieanschluß und mit Erde und die äußeren Anschlüsse der beiden Wicklungsteile mit der a-Ader und der b-Ader der Teilnehmeranschlußleitung verbunden sind. Die Sprachfrequenz wird dabei über eine dritte Wicklung übertragen, die mit den die Sprachfrequenz verarbeitenden Teilen der Teilnehmerschaltung verbunden ist.

Eine solche Speiseschaltung ist z.B. in einem Aufsatz von J. M. Adrian et al. in the Bell System Technical Journal, Vol. 61, No. 4, Apr. 1982, Seiten 451-455 beschrieben.

Sie hat eine Anzahl von Nachteilen. Neben den obengenannten Energieverlusten in den Anpassungswiderständen und den Transformatorwicklungen ist es als nachteilig anzusehen, daß Blitzentladungen und durch Schlüsse gegen das Wechselstromnetz verursachte Überspannungen über die Transformatorwicklungen und die Speisewiderstände zur Erde hin abfließen und infolge der niedrigen Widerstände dieser Bauelemente große Ströme verursachen. Da es schwierig ist, die Teilnehmerleitung vor solchen Strömen zu schützen, müssen groß dimensionierte Bauelemente verwendet werden.

Ein Kurzschluß der mit der Batterieklemme verbundenen Ader der Teilnehmerleitung gegen Erde wird nur durch einen Speisewiderstand und eine Transformatorwicklung begrenzt. Es fließt deshalb ein großer Strom, der die Verwendung leistungsstarker Speisewiderstände und einen großen Drahtquerschnitt für die Transformatorwicklung erforderlich macht.

Andere bekannte Speiseschaltungen liefern keinen konstanten Strom, sie geben vielmehr einen niedrigeren Strom ab, sobald der Schleifenwiderstand sinkt. Diese Verfahren bewirken zwar geringere Energieverluste, sie geben jedoch unter Kurzschlußbedingungen einen Strom ab, der zu gering ist, um die Varistoren, die im Telefon die Sprachfrequenzpegel herabsetzen, voll zu aktivieren. Hierdurch wird die Sprachwiedergabe zu laut, wenn nicht durch zusätzliche Schaltungsmaßnahmen in der Vermittlung Schleifenkurzschlüsse erkannt und der Sprachfrequenzpegel entsprechend herabgesetzt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die in Teilnehmerleitungen einen innerhalb des üblichen Schwankungsbereiches des Leitungswiderstandes von Teilnehmerleitungen konstanten Strom potentialfrei einspeist.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die potentialfreie Einspeisung des Stromes bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erleichert Schutzmaßnahmen gegen Blitzeinschläge und andere Überspannungen. Die Stromkonstanthaltung begrenzt den Stromverbrauch unter Kurzschlußbedingungen oder bei sehr niedrigem Schleifenwiderstand und bewirkt, daß der zur Begrenzung der Lautstärke eingesetzte Varistor jederzeit genügend stark aktiviert werden kann, um eine zu große Lautstärke zu verhindern.

Damit werden zusätzliche amtsseitige Stromkreise zur Kurzschlußerkennung und zur Lautstärkedämpfung bei niedrigem Schleifenwiderstand eingespart.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besteht aus einem kleinen DC/DC-Wandler, der mit einer festen, durch den Systemtaktgeber gesteuerten Frequenz arbeitet und der seinem Ausgang mit jedem Taktimpuls einen festen Energieimpuls zuführt, ganz gleich, wie groß die Last oder wie hoch die verwendete Spannung ist. Der Sprechstromkreis kann auf verschiedene Weise mit dem Speiseausgang verbunden sein, er ist jedoch durch eine Filterschaltung, die für die Sprachfrequenz eine hohe und für den Speisegleichstrom eine niedrige Impedanz aufweist, vom Sperrwandler getrennt.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann mit relativ wenigen diskreten Bauelementen ausgeführt werden. Sie benötigt deshalb nicht viel Platz und auch keine integrierten Schaltkreise.

Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung nach der Erfindung können den Unteransprüchen entnommen werden.

Anhand von insgesamt fünf Figuren sollen nun Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung (Speiseschaltung) nach der Erfindung beschrieben werden.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Schema einer Speiseschaltung nach dem Stand der Technik.

Fig. 2 zeigt eine Speiseschaltung nach der Erfindung.

Fig. 3 zeigt Schaltungsteile, die zusammen mit der in Fig. 2 gezeigten Speiseschaltung nach der Erfindung eingesetzt werden.

Die Fig. 4, 5 und 6 geben weitere Ausführungsbeispiele der Speiseschaltung nach der Erfindung wieder.

In Fig. 1 sind schematisch ein jeder einzelnen Teilnehmeranschlußleitung zugeordneter Teil und ein einer größeren Zahl von Teilnehmeranschlußleitungen gemeinsam zugeordneter Teil der Speiseschaltung dargestellt. Ein Transistor 100, ein Transformator 102, eine Gleichrichterdiode 104 und ein Filterkondensator 106 bilden einen nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitenden geschalteten Stromwandler. In diesem Stromwandler besitzt der Transformator 102 einen geschlitzten Kern. In diesem Kern kann der Transformator Energie speichern. Eine Sättigung durch in der Wicklung fließenden Gleichstrom tritt nicht ein. Die Transformatorwicklungen sind so gepolt, daß die Gleichrichterdiode 104 in Sperrichtung beaufschlagt wird, wenn der Schalttransistor 100 leitend ist. Es fließt dann Strom in der Primärwicklung des Transformators 102, welcher einen magnetischen Fluß im Kern des Transformators aufbaut. Wenn der Transistor 100 ausschaltet, kehrt sich die Polarität der an der Primär- und an der Sekundärwicklung anstehenden Spannungen um und die Gleichrichterdiode 104 wird in Durchlaßrichtung beaufschlagt. Wenn der Transistor 100 für eine genügend lange Zeit ausgeschaltet bleibt, muß sich die im Transformatorkern gespeicherte Energie nahezu vollständig entladen. Sie treibt dabei einen Strom über die Gleichrichterdiode 104 in den Filterkondensator 106 und die Last.

Wenn der Strom in der Primärwicklung während der Zeit, in der der Transistor 100 leitet, einen vorgegebenen Wert annehmen kann und wenn der Transformatorkern sich während der Zeit, in der der Transistor 100 ausgeschaltet ist, vollständig entmagnetisieren kann, wird während eines jeden Arbeitszyklusses eine bestimmte Energiemenge über die a-Ader 12 und die b-Ader 14 der Last zugeführt. Dies geschieht unabhängig vom Lastwiderstand. Liegt die Wiederholungsrate dieses Zyklus fest, z.B. bei konstanter Frequenz, dann ist der in die Last eingespeiste Strom, unabhängig vom Widerstand der Last, konstant.

Es gibt nun zwei Möglichkeiten, mit denen man erreichen kann, daß der Strom durch die Primärwicklung des Transformators 102 bis zu einem festen Wert ansteigt und dann der Transistor 100 abgeschaltet wird:

1. den Stromverlauf zu verfolgen und den Transistor 100 bei einem bestimmten Stromwert abzuschalten oder

2. dem Transistor 100 einen Steuerimpuls zuzuführen, der eine Pulsweite besitzt, die umgekehrt proportional zu der der Primärwicklung des Transformators 102 über den Transistor 100 zugeführten Spannung ist. In der in Fig. 2 dargestellten Schaltung ist die letztere der beiden Möglichkeiten realisiert.

Ein Transistor 107 und ein integrierter Komparatorstromkreis 108 bilden zusammen mit in der Figur zusätzlich dargestellten Bauelementen einen Treiberstromkreis für den vorgenannten Stromwandler und ermöglichen so die Aufschaltung von Signalstrom auf eine bestimmte Teilnehmeranschlußleitung. Der Steuerimpuls wird dem invertierenden Eingang des Komparators 108 über die Leitung 110 zugeführt. Der nicht invertierende Eingang des Komparators 108 wird über die Leitung 112 mit einem Signal beaufschlagt, das der Steuerimpuls übersteigt, wobei der Ausgang des Komparators 108 dem invertierenden Eingang folgt. Das dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 108 zugeführte Signal schaltet den mit einer Leitung 114 verbundenen Komparatorausgang. Es wird über eine Diode 116 zugeführt. Wenn dieses Signal einen niedrigen Potentialwert aufweist, wird der Eingang 112 des Komparators unter den niedrigsten Pegel des über die Leitung 110 zugeführten Steuerimpulses herabgezogen. Dann nimmt auch der Komparatorausgang niedriges Potential an und gibt keinen Steuerimpuls aus.

Der Ausgangsstromkreis des Komparators 108 besteht nur aus einer pull-down-Einheit. Um einem Leistungsfeldeffekttransistor wie dem Transistor 100 ein eindeutiges Steuersignal zu liefern, ist deshalb zusätzlich ein pull-up-Stromkreis vorgesehen. Dieser besteht aus dem Transistor 107, einer Diode 118 und einem Widerstand 120. Der Ausgang des Komparators 108 und der pull-up-Stromkreis sind an den Feldeffekttransistor 100 über einen Kondensator 122 angekoppelt. Der Treiberstromkreis und der Transistor 100 arbeiten auf verschiedenen Bezugspotentialen und der Kondensator 122 koppelt die Steuerpulse über die Potentialdifferenz hinweg. Ein Widerstand 124 und eine Diode 121 legen die negative Seite der Steuerpulse auf das Sourcepotential des Feldeffekttransistors 100.

Die von dem Stromwandler erzeugte Spannung wird durch den Feldeffekttransistor 126 über den Widerstand 128 und die Widerstände 130 und 132 an die Teilnehmeranschlußleitung 12, 14 gelegt.

Die Sprachsignalfrequenz ist über einen Transformator 134 und einen Kondensator 136 angeschlossen. Der Transistor 126 und die ihm zugeordneten Bauelemente sind für Sprachfrequenzen hochohmig und trennen das Sprachsignal von dem für Wechselstrom niederohmigen Stromwandlerausgang am Kondensator 106. Sie setzen jedoch dem Gleichstrom nur einen niedrigen Widerstand entgegen.

Die die Transistoren 100 und 107 enthaltenden Stromkreise sowie der Komparator 108 bewerkstelligen die übliche Zweidraht/Vierdraht-Umsetzung. Analog/Digital-Wandler und Digital/Analog-Wandler arbeiten als Schnittstelle zwischen dem am Transformator 134 anliegenden Sprachsignal und den Digital-Signalen der Vermittlungseinrichtung, an die der Teilnehmerstromkreis angeschlossen ist.

Die Schleifenstromerkennung wird mittels eines an Widerstände 130 und 132 angeschlossenen Detektorstromkreises bekannter Ausführung vorgenommen. Widerstände 138 und 140 verbinden die a-Ader mit Erde und die b-Ader mit der Batterieklemme 142.

Fig. 2 zeigt einen Stromkreis zur Erzeugung einer Pulsfolge mit fester Frequenz und mit einer Impulsweite, die umgekehrt proportional zur Batteriespannung ist. Für diesen Zweck gibt es eine ganze Anzahl bekannter Stromkreise, einer davon ist in Fig. 2 dargestellt.

Ein Transistor 200 bildet mit seiner Beschaltung einen Einschaltstrombegrenzer. Um eine Arbeitsfrequenz von 64 KHz zu erzeugen, ist ein 2,048-MHZ Taktgeber mit einem Teilerstromkreis 202 gängiger Bauart und einem Flip-Flop 204 verbunden. Ein Kondensator 205 wird über einen Widerstand 206 nach einer expontiellen Kennlinie gegenüber dem Potential -V aufgeladen. Der Kondensator 205 wird durch einen von einem Komparator 210 angesteuerten Transistor 208 periodisch kurzgeschlossen. Der Transistor 208 entlädt den Kondensator 205 mit einer Frequenz von 64 KHz. Hierbei entsteht eine 64-KHz- Sägezahn-Wellenform mit einem Spitzenwert, der zur Batteriespannung proportional ist, und mit einer konstanten Frequenz. Die Sägezahnspannung und eine Referenzspannung 212 werden den Eingängen eines Komparators 214 zugeführt. Solange die Höhe der Sägezahnspannung am Komparator unterhalb der Referenzspannung 212 bleibt, ist der Ausgang des Komparators 214 positiv. Das Ausgangssignal des Komparators 214 auf der Leitung 216 hat eine konstante Frequenz, aber eine veränderliche Pulsweite. Es schrumpft mit ansteigender Batteriespannung und dient als Eingangssignal für den invertierenden Eingang des Komparators 108 in Fig. 2. Der in Fig. 3 dargestellte Stromkreis kann mit jeder gewünschten Zahl von Teilnehmerleitungsstromkreisen, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind, verbunden werden.

Ein anderes Ausführungsbeispiel des im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebenen Stromkreises ist in Fig. 3 dargestellt. Hier wird das in Richtung der a- und b-Adern geführte Sprachsignal an das Gate eines Feldeffekttransistors 126 geführt, während das vom Teilnehmer kommende Sprachsignal über in Reihe liegende Widerstände 130 und 132 abgegriffen wird. Dies erlaubt die Verwendung eines kleineren Sprachsignalübertragers 134, weil der Transistor 126 als Stromverstärker wirkt. Es wird jedoch ein den Eingangswiderstand begrenzendes Rückkopplungsnetzwerk zwischen den beiden Sprachsignalstromkreisen notwendig. Die übrigen Teile der in Fig. 3 dargestellten Schaltung sind im wesentlichen dieselben wie die in Fig. 1 beschriebenen.

Eine weitere Ausgestaltung der zusammen mit der Fig. 1 beschriebenen Schaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Hier ist das in Richtung zum Teilnehmer hin gesendete Sprachsignal ebenfalls mit dem Gate-Anschluß des Transistors 126 verbunden und das vom Teilnehmer kommende Sprachsignal wird ebenfalls über die Widerstände 130 und 132 abgegriffen. In diesem Falle wird jedoch der Eingangswiderstand durch die Reihenschaltung der Widerstände 130 und 132 mit einem Widerstand 150 und einem Kondensator 152 parallel zur Reihenschaltung der Widerstände 138 und 140 bestimmt und beläuft sich auf insgesamt 900 Ω und 2,2 µF in Reihe. Der den Transistor 126 enthaltende Stromkreis stellt einen hohen Eingangswiderstand für Sprachfrequenzen dar und beeinflußt deshalb den Gesamteingangswiderstand nicht. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es nicht notwendig, den Eingangswiderstand mittels eines Rückkopplungsnetzwerkes zwischen den Stromkreisen für die ankommende und die abgehende Sprachfrequenz festzusetzen. Der Rest der in Fig. 4 dargestellten Schaltung entspricht im wesentlichen der Schaltung in Fig. 1.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 5 dargestellt. In diesem wird ein besonderer Steuerstromkreis für den Schalttransistor 100 benutzt. In der in Fig. 5 dargestellten Schaltung setzt das Taktgebersignal ein Flip-Flop 160, welches den Schalttransistor 100 durchschaltet. Wenn der Strom im Transformator 102 ansteigt, erhöht sich auch die Spannung an einem Widerstand 162. Wenn diese Spannung die Referenzspannung am Referenzeingang eines Komparators 164 übersteigt, schaltet der Komparator und setzt das Flip-Flop 160 zurück. Damit wird die Durchschaltung des Schalttransistors 100 aufgehoben. Dieser Zyklus wiederholt sich mit jedem Impuls des Taktgebers. Wenn der Schalter geöffnet ist, liefert ein bestimmter Strom durch einen Transformator eine bestimmte Energiemenge. Da der Stromkreis bei konstanter Frequenz arbeitet, wird unabhängig von der verwendeten Spannung oder Last ein konstanter Strom erzeugt.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung zur potentialgetrennten Speisung einer Zwei-Draht-Teilnehmerleitung aus einer Gleichspannungsquelle,
gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

• a) einen Sperrwandler mit einem Schalttransistorstromkreis, einem Transformator (102), dessen Primärwicklung mit dem Schalttransistorstromkreis verbunden ist, und einem Entladeschaltkreis zur Umwandlung der im Kern des Transformators (102) gespeicherten Energie in einen am Ausgang des Sperrwandlers entnehmbaren konstanten Strom,
• b) eine Steuerschaltung zur Versorgung des Schalttransistors (100) mit Steuerimpulsen konstanter Wiederholfrequenz und zu der an der Primärwicklung des Transformators anstehenden Spannung umgekehrt proportionaler Impulsbreite,
• c) eine Referenzspannungsquelle (212),
• d) eine Vergleichsschaltung (108), deren einer Eingang mit den Steuerimpulsen der Steuerschaltung, und deren anderer Eingang mit der Referenzspannung beaufschlagt wird und deren Ausgang (114) mit dem Schalttransistor (100) des Sperrwandlers verbunden ist,
• e) eine Ankopplungsschaltung zur Ankopplung des Ausgangssignals des Sperrwandlers an die Teilnehmerleitung (12, 14).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Sprachfrequenzstromkreis aufweist, der an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen und vom Sperrwandler elektrisch getrennt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplungsschaltung für Sprachfrequenzen eine hohe Impedanz und für Gleichstrom eine niedrige Impedanz aufweist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladeschaltkreis zur Umwandlung der im Transformatorkern gespeicherten Energie einen Entladekondensator (106) aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (100) Sperrwandlers ein Leistungs-Feldeffekttransistor ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplungsschaltung zur Ankopplung des Sperrwandlers and die Teilnehmerleitung einen Leistungs-Feldeffekttransistor (126) aufweist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sprachfrequenzstromkreis einen zusätzlichen Transformator enthält, der mit dem Treiberstromkreis verbunden ist und für Sprachfrequenzen als hohe Impedanz wirkt, um an diesem Transformator anstehende Sprachfrequenzsignale von der niedrigen Wechselstrom-Impedanz des Sperrwandlers fernzuhalten.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltmittel vorgesehen sind, die für Gleichstrom niederohmig sind.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung zur Schleifenstromerfassung vorgesehen ist und daß der Schleifenstrom als Referenz größer für den Schalttransistor verwendet wird, sobald er einen vorgegebenen Wert erreicht.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung, die den Schalttransistor mit Steuerimpulsen konstanter Wiederholfrequenz versorgt, mehreren Speiseschaltungen gemeinsam zugeordnet ist.