DE3640414C2 - System zur Erzeugung eines Pseudo-Stereo-Effektes bei der Wiedergabe eines monophonen Klanges - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein System für die Erzeugung eines pseudo­ stereophonen (im folgenden kurz Pseudo-Stereo genannten) Effekts bei der Wie­ dergabe eines monophonen Klanges mittels einer stereophonen Wiedergabe- und Verteilungsvorrichtung.

Wenn mittels einer stereophonen Vorrichtung ein monophoner Klang wiederge­ geben wird, ist es für ein angenehmeres Hören oft wünschenswert, das Audiosi­ gnal zu manipulieren, um dem Zuhörer ein Erlebnis ähnlich zu dem zu geben, das ihm bei der Wiedergabe eines stereophonen Klanges angeboten wird.

Natürlich kann die Manipulation eines monophonen Audiosignals dem Klang selbst keinen wirklich stereophonen Inhalt geben, obwohl es durch Arbeiten in einer geeigneten Weise möglich ist, von solch einem Signal zwei unterschiedliche Audiosignale zu erhalten, um diese relativ zu einem stereophonen zu den Laut­ sprechern der beiden Kanäle der Wiedergabe- und Verteilungsvorrichtung zu sen­ denden Klang zu simulieren.

Diese Manipulation bringt das sog. "Pseudo-Stereobild" oder den "Pseudo- Stereoeffekt" mit sich.

Eine Technik, die im allgemeinen zur Erzeugung des Pseudo-Stereoeffekts bei der Wiedergabe eines monophonen Klanges verwendet wird, ist die des Aufteilens des Spektrums des wiederzugebenden monophonen Audiosignals in Bänder und des Erhaltens aus diesen der zu den Lautsprechern der beiden Audiokanäle der Wiedergabe- und Verteilungsvorrichtung (im folgenden kurz Wiedergabevor­ richtung genannt) zu sendenden Signale.

Gemäß einer Lösung, die auf dieser Technik basiert, wird ein Teil des Spektrums zu einem der beiden Kanäle der Wiedergabevorrichtung gesendet, während sein komplementärer Teil zu dem anderen Kanal gesendet wird.

Die durch die Lautsprecher der beiden Kanäle verteilten akustischen Signale wer­ den deswegen unterschiedlich voneinander sein und, falls die Aufteilung des Spektrums der Audiofrequenzen in Bänder mit geeigneten Kriterien gemacht worden ist, wird dies dem Hörer den Eindruck der Wiedergabe eines stereophonen Klanges verschaffen.

Ein System, das auf diesem Techniktyp basiert, ist z. B. in der Publikation "DIGIT 2000-VLSI Digital TV System", ITT Semiconductors, Publication order no. 6251- 190-2E, S. 6.13, August 1982 beschrieben.

Das Blockdiagramm eines Systems dieser Art ist in Fig. 1 gezeigt, worin der Block, der durch das Symbol FIL bezeichnet ist, das Filter darstellt, dessen Auf­ gabe ist, das Spektrum des Audiosignals, wie gewünscht, aufzuteilen.

Der Filterausgang wird zu Kanal 1 gesendet. Der komplementäre Teil des Spek­ trums wird mittels des Summierungsblocks 1 erhalten, der an seinem Ausgang die Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen bildet, die dann zu Kanal 2 ge­ sendet wird.

Ein Nachteil dieser Art der technischen Lösung ist, daß, insbesondere wenn die Bandanzahl, in die das Spektrum der Audiofrequenzen unterteilt wird, stark ver­ mindert wird, (bis zu der Grenze, wenn ein einzelnes Band, z. B. das der Frequen­ zen, die den mittleren Tönen entsprechen, zu einem Kanal gesendet wird, und der verbleibende Teil des Spektrums zu dem anderen Kanal gesendet wird, wie es z. B. in dem System "DIGIT 2000" vorkommt), können die zu den beiden Kanälen gesendeten akustischen Leistungen stark unterschiedlich voneinander werden, insbesondere wenn Klänge mit speziellen musikalischen und/oder klanglichen Inhalten wiedergegeben werden, eine Tatsache, die das Zuhören weniger ange­ nehm machen kann.

Natürlich entspricht eine größere Anzahl von Bändern, in die das Spektrum der Audiofrequenzen unterteilt wird, falls die Auswahl der Bänder geeignet ist, einem Pseudo-Stereoeffekt einer besseren Qualität. Dies vergrößert jedoch die Komple­ xität der Wiedergabevorrichtung und deswegen ihre Kosten und im allgemeinen ebenfalls die Schwierigkeit ihres Abstimmens.

Entsprechend eines anderen Vorschlags werden die Bänder, in die das Spektrum des Audiosignals unterteilt ist, zusammengemischt mit einer geeigneten Phasen­ beziehung und dann zu einem Kanal gesendet. Zu dem anderen Kanal wird statt dessen das originale monophone Signal gesendet.

Ein System dieser Art ist z. B. in der Veröffentlichung beschrieben: The German 2-Carner Systems for Terrestrial TV-Sound and Integrated Circuits for "High Quality" TV-Receivers, von U. Buhse, in IEEE Transactions on Consumer Elec­ tronics, vol. CE-28, No. 4, S. 489, November 1982.

Das Blockdiagramm dieses Systems ist in Fig. 2 gezeigt. Die beiden Blöcke FIL 1 und FIL 2 stellen zwei Filter mit einem komplementären Typ der Frequenzam­ plitudenantwort dar. Genauer gesagt sind es jeweils ein Bandpaßfilter und ein Bandsperrfilter, deren Mittenfrequenz f₀ und Bandbreite BW im wesentlichen identisch ist.

Die Mittenfrequenz und die Bandbreite sind hier beabsichtigt als Mittenfrequenz und Breite (bei -3 dB) des passierenden Bandes für das Bandpaßfilter und als Mit­ tenfrequenz und Breite (bei -3 dB) des ausgelöschten Bandes für das Bandsperr­ filter.

Beide Filter sind von zweiter Ordnung und nur mit Widerständen und Kondensa­ toren ausgeführt (d. h. sie sind beide passive RC-Filter). Die Blöcke 1 und 2, die durch die Symbole INV bezeichnet sind, stellen lediglich Invertierungsblöcke dar und werden jeder durch einen Operationsverstärker gebildet. Außer die Leitungen der beiden Klangkanäle zu treiben, sind sie ebenfalls jeweils notwendig zum Er­ halten der Phaseninversion zwischen den Signalen, die in die beiden Filter FIL 1 und FIL 2 eintreten, und zum Durchführen der Summationsfunktion auf Kanal 2. Der Wert von f₀ ist ungefähr 1 kHz.

Somit wird, abgesehen von der Phaseninversion, die in beiden Kanälen eingeführt wird, dasselbe monophone Signal nach dem Modifizieren durch die beiden Filter und durch den Summationsblock zu dem einen Kanal gesendet, während das un­ modifizierte originale monophone Signal zu dem anderen Kanal gesendet wird. Genauer gesagt werden die Klangkomponenten, die zu dem Zwischenfrequenz­ band (d. h. Komponenten der Frequenz um f₀ herum, d. h. von f₀ - BW/2 bis f₀ + BW/2) unterdrückt durch das Filter FIL 2 von dem monophonen Signal, das zu diesem zweiten Kanal gesendet wird. Zu diesem letzteren Kanal werden jedoch ebenfalls in Phasenopposition in Bezug zu den anderen Komponenten die Kom­ ponenten gesendet, die zu dem selben Zwischenband gehören, das durch Filtern mit dem Block FIL 1 erhalten wird.

Auf solch eine Art haben die Signalkomponenten jeder Frequenz im wesentlichen die gleiche Amplitude in beiden Kanälen. Aber während die Komponenten des Signals mit der Frequenz außerhalb des Zwischenbandes dieselbe Phase in beiden Kanälen haben, (die Inversion, die durch den Block 2 eingeführt wird, kompen­ siert in der Tat nicht die Inversion, die durch den Block 1 eingeführt wird), haben die Komponenten des Signals mit Zwischenfrequenz in den beiden Kanälen im wesentlichen unterschiedliche Phase. Die Phasenbeziehung unter den Kompo­ nenten identischen Frequenz, die zu den beiden Kanälen gesendet werden, variie­ ren in dem Zwischenband mit der Frequenz; insbesondere bei der Frequenz f₀ sind die zu den beiden Kanälen gesendeten Komponenten in Phasenopposition. Des­ wegen erzeugt der in Fig. 2 gezeigte technische Vorschlag einen guten Eindruck eines Pseudo-Stereo-Zuhörens.

In der Praxis existiert die Aufnahme des Richtungseffektes beim Zuhören nicht für Frequenzen unterhalb von wenigen hundert Hz. Darüber hinaus würde die Anwesenheit einer Phasenopposition zwischen akustischen Signalen in den beiden Kanälen ebenfalls bei hohen Frequenzen die wirksame Qualität des Zuhörens ver­ schlechtern. Zum Erhalten eines guten Pseudo-Stereo-Effekts ist es deswegen wünschenswert, daß die wesentliche Phasendifferenz unter den Signalkomponen­ ten, die zu den beiden Kanälen gesendet werden, nur in dem Zwischenband von Frequenzen vorhanden ist.

Um ein System zu machen, das auf diesem technischen Vorschlag basiert, sind zwei Audiofilter notwendig.

Darüber hinaus ist es nur durch ein präzises Abstimmen unter den Charakteristi­ ken der beiden Filter (insbesondere zwischen den Mittenfrequenzen und Band­ breiten der beiden Filter und auch zwischen ihren Verstärkungen in dem Band­ paß) möglich, den Pseudo-Stereo-Effekt zu optimieren. Dies kann eine sorgfältige Auswahl der Komponenten der Filter selbst erfordern, um das Verhalten des Sy­ stems zu verbessern.

Darüber hinaus muß daran erinnert werden, daß in einem passiven RC-Filter der zweiten Ordnung der sog. Güte-Faktor" Q immer relativ niedrig ist (Q ≦ 0,5), weil seine Pole immer reell sind, wobei es nicht möglich ist, ein Filter dieser Art mit einem sehr niedrigen Verhältniswert zwischen der Bandbreite BW und der Mit­ tenfrequenz f₀ zu machen (wie bekannt ist, gilt für diese Filter in der Tat die Be­ ziehung f₀/BW = Q). Es folgt daraus, daß, falls, wie in dem zitierten System, zwei passive RC-Filter der zweiten Ordnung verwendet werden, um die Blöcke FIL 1 und FIL 2 zu bilden, es nicht möglich ist, ein System zu machen, das durch die Manipulation beeinträchtigt wird, (d. h. dasjenige, worin eine substantielle Pha­ sendifferenz unter den Komponenten der zu den beiden Kanälen gesendeten Si­ gnale eingeführt wird) von verminderter Breite ist oder in irgendeiner Art durch den Systementwerfer innerhalb eines ausreichend großen Intervalls gesetzt wer­ den kann, z. B. um eine substantielle Einstellung des Pseudo-Stereo-Effekts durch den Bediener zu erlauben.

Auf der anderen Seite würde die Verwendung von zwei aktiven RC-Filtern zwei­ ter Ordnung, die Pole mit Imaginärteilen unterschiedlich von null haben können und deswegen einen "Gütefaktor" Q größer als der, der mit passiven RC-Filtern zum Bilden der Blöcke FIL 1 und FIL 2 erhalten werden kann, diesen technischen Vorschlag ziemlich kompliziert und kostenträchtig machen.

Verwenden von passiven RC-Filtern einer höheren Ordnung als der zweiten wür­ de neben der Erhöhung der Komplexität und der Kosten des Systems die Auswahl der Komponenten zum Erhalten einer optimalen Abstimmung zwischen den Cha­ rakteristiken von Blöcken FIL 1 und FIL 2 noch kritischer machen.

Darüber hinaus machen Kosten- und Platzüberlegungen die Verwendung von pas­ siven Filtern zweiter Ordnung nicht ratsam, die ebenfalls mit Induktivitäten (pas­ sive RLC-Filter) ausgebildet sind, die Q-Werte haben können, die höher sind als die der passiven RC-Filter.

Ein technischer Vorschlag des letzteren Typs eignet sich kaum, um vollständig in einer monolithisch integrierten Schaltung integriert zu werden.

In US 3 560 656 ist ein binaurales Phasendifferentialsystem beschrieben, bei dem monaurale elektrische Signale in zwei getrennte Komponenten in zwei getrennten Kanälen aufgeteilt werden und wobei die Phase des Signals in einem Kanal mit Hilfe einer Wien-Brücke verschoben wird, um Signale mit allen interessierenden Frequenzen ohne wesentliche Dämpfung zu übertragen.

DE 458 390 beschreibt eine Vorrichtung zum plastischen Hören mit mehreren Wiedergabeapparaten bei elektrischen Übertragungssystemen.

In US 4 308 424 ist ein System zur Wiedergabe eines simulierten Stereotones von einer monophonen Tonquelle offenbart.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein System anzugeben, das in einer stereophonen Vorrichtung zur akustischen Wiedergabe und Verteilung verwendbar ist, und das einen Effekt des Pseudo-Stereo-Zuhörens erzeugt, wenn monophoner Klang wiedergegeben wird, wobei das System die akustische Lei­ stung, die durch die beiden Kanäle bei jeder Frequenz verteilt wird, im wesentli­ chen gleich hält, wobei er mit einem einzigen Audiofilter realisiert ist, das erlaubt, die Größe des Effektes selbst auf einfache Weise zu bestimmen, und wobei es leicht in eine monolithische Schaltung integriert werden kann, ohne die Verwen­ dung von zu der Schaltung selbst externen Komponenten zu erfordern.

Solch eine Aufgabe wird gemäß der hier offenbarten Erfindung durch eine Schaltungsanordnung erreicht, wie sie in Anspruch 1 definiert ist. Weitere vorteil­ hafte Ausführungsformen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Weitere Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungs­ beispielen in Verbindung mit der Zeichnung. Darin zeigen:

Fig. 1 und 2 wie bereits in der Diskussion des Standes der Technik erwähnt, zwei be­ kannte Systeme für die Erzeugung eines Pseudo-Stereo-Effekts,

Fig. 3 ein Blockdiagramm des Systems der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4a und 4b jeweils das Amplituden-Antwortdiagramm und das Phasendiagramm des aktiven Audiofilters des Allpaßtyps der zweiten Ordnung (FILPT), das in dem Diagramm von Fig. 3 verwendbar ist,

Fig. 5 eine Schaltungsanordnung des Filters (FILPT) von Fig. 3 gemäß einer be­ vorzugten Ausführungsform,

Fig. 6 eine alternative Ausführungsform des Filters (FILPT) von Fig. 3, beson­ ders bevorzugt in dem Fall der Integration des Systems der Erfindung in einer monolithisch integrierten Schaltung, die mit MOS-(Metall-Oxid- Halbleiter)-Technologie hergestellt ist, und

Fig. 7 eine Diagrammerläuterung eines typischen Taktsignals.

Das Blockdiagramm eines bevorzugten Systems, das den Pseudo-Stereo-Effekt in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugt, ist in Fig. 3 gezeigt, worin der Block, der mit FILPT bezeichnet ist, ein aktives Filter des Allpaßtyps darstellt.

Die Übertragungsfunktion f(s) eines nicht invertierenden Allpaßfilters der zwei­ ten Ordnung wird gegeben durch

worin s die komplexe Variable s = δ + jw ist. Q und f₀ = w₀/2π werden allgemein jeweils ab Gütefaktor und Mittenfrequenz des Filters definiert.

Die Frequenzantwort dieses Filters, sowohl bzgl. der Amplitude (A) als auch der Phase (P), ist in Fig. 4 gezeigt. Insbesondere die Phasencharakteristik als eine Funktion der Frequenz hängt von dem Q-Wert ab. Für das hier vorgeschlagene System liegt ein typischer Wert von f₀ z. B. innerhalb des Bereichs von ungefähr 800 Hz bis 1 kHz.

Aus der Betrachtung der Fig. 3 und 4 kann gefolgert werden, daß bei dem hier beschriebenen System die Komponenten der niedrigen und hohen Frequenzen der zu den beiden Kanälen 1 und 2 gesendeten Signale (und zu dem originalen mono­ phonen Signal), sowohl bzgl. der Amplitude als auch bzgl. der Phase im wesentli­ chen untereinander gleich sind, (es sollte erinnert werden, daß eine Phasenver­ schiebung von 360° gleich einer Null-Phasenverschiebung ist).

Die Komponenten, die in dem Bereich der mittleren Frequenzen der zu den bei­ den Kanälen gesendeten Signale enthalten sind, haben statt dessen, obwohl sie gleich Amplituden haben, im wesentlichen unterschiedliche Phasen. Die Phasen­ differenz zwischen diesen Komponenten steigt progressiv mit der Frequenz von 0° bis 360° und bei der Mittenfrequenz f₀ sind die Signalkomponenten auf den beiden Kanälen in Phasenopposition und liefern so die maximale wirksame Pha­ senverschiebung unter den Audio-Signalen in den beiden Kanälen, wie es erfor­ derlich ist, damit das System einen guten Pseudo-Stereo-Zuhöreindruck erzeugt.

Die Mittenfrequenz f₀ und die Charakteristik der Variation der Phasenverschie­ bung, die durch das Filter als eine Funktion der Frequenz eingeführt werden, hän­ gen ab von der Art, wie das Allpaßfilter implementiert ist, und das unterschiedli­ che Charakteristiken abhängig von spezifischen Erfordernissen haben kann.

Durch Variieren des Q-Wertes des Filters ist es möglich, die Bandbreite der Komponenten der Signale zu variieren, die durch das Filter phasenverschoben werden, und somit kann eine Einstellung der Größe des Pseudo-Stereo-Effektes erhalten werden. Insbesondere können Filter mit einem hohen Q-Wert implemen­ tiert werden, denen eine Charakteristik einer steilen Phasenvariation mit der Phase innerhalb des mittleren Frequenzbandes entspricht. In diesem Fall haben nur die Komponenten eines schmalen Frequenzbandes eine wesentliche Phasendifferenz zwischen den beiden Kanälen und tragen zu der Erzeugung des Pseudo-Stereo- Effekts bei, der durch den Zuhörer empfangen wird.

Gemäß einer besonders verfeinerten Ausführungsform des Systems der vorliegen­ den Erfindung kann sowohl die Mittenfrequenz des Filters als auch das Variati­ onsgesetz der Phasenverschiebung, die durch das Filter in die Frequenzfunktion eingeführt wird, einzeln oder gemeinsam programmierbar sein, d. h. einstellbar innerhalb eines bestimmten Einstellbereiches, entweder während der Abgleicho­ perationen oder selbst mittels einer geeigneten Steuereinrichtung, die dem Bedie­ ner der Klangwiedergabevorrichtung zugänglich ist, mit dem Ziel des Anbietens der Möglichkeit, das System an verschiedene Wiedergabeerfordernisse anzupas­ sen. Die Art solcher Einstellmöglichkeiten der Charakteristika eines aktiven Au­ diofilters des Allpaßtyps kann implementiert werden, wie es dem technischen Fachmann bekannt ist, und wird deswegen nicht Gegenstand der folgenden de­ taillierten Beschreibung sein.

Eine praktische Ausführungsform eines aktiven Allpaßfilters der zweiten Ord­ nung, das geeignet ist, in dem System der vorliegenden Erfindung verwendet zu werden, ist in Fig. 5 gezeigt, worin das aktive Audiofilter des Allpaßtyps inner­ halb des gestrichelten Rechtecks (entsprechend dem FILPT-Block von Fig. 3) zusammengesetzt ist. Die Blöcke, die durch das Symbol INV bezeichnet und je­ weils mit den Bezugszeichen 3, 4 und 5 gezeigt sind, sind Einheitsverstärkungsin­ versionsblöcke und die Blöcke 6 und 7, die ebenfalls mit dem Symbol AMP be­ zeichnet sind, sind invertierende Operationsverstärker.

Die Konfiguration des aktiven Filters der zweiten Ordnung vom Allpaßtyp, das in Fig. 5 gezeigt ist, dient dazu, in eine monolithisch integrierte Schaltung imple­ mentiert zu werden, sogar noch effektiver, wenn die Widerstände R₁, R₂, R₃ und R₄ durch die sog. "geschaltete Kondensatoren"-Technik implementiert sind. Dar­ über hinaus entfällt in einer Ausführungsform dieser Art die Notwendigkeit der Inversionsblocks 3 und 4 im Hinblick auf die Tatsache, daß die Inversion des Si­ gnals, die durch sie durchgeführt wird, einfach durch Verwendung einer geschal­ teten Kondensatorstruktur der invertierenden Art, jeweils für die beiden Wider­ stände R₂ und R₃ von Fig. 5 besorgt werden kann.

Das Schaltbild des Allpaßfilters für die Erzeugung des Pseudo-Stereo-Effektes, das mit dieser Technik realisiert ist, ist in Fig. 6 gezeigt, worin für jeden Wider­ stand (R₁, R₂, R₃, und R₄) der Schaltung von Fig. 5 eine äquivalente geschaltete Kondensatorstruktur, jeweils CR₁, CR₂, CR₃, und CR₄, gemäß einem gut bekann­ ten, dem technischen Fachmann vertrauten Verfahren, substituiert worden ist.

Wie es in Fig. 6 beobachtet werden kann, sind die beiden Strukturen CR₁ und CR₄ vom "nicht invertierenden" Typ, während die Strukturen CR₂ und CR₃ vom "in­ vertierenden" Typ sind, und somit ebenfalls die Phaseninversion realisieren, die in dem Diagramm von Fig. 5 jeweils durch die Inversionsblöcke 3 und 4 bewirkt worden war.

Die Schalter der geschalteten Kondensatorstrukturen sind alle untereinander syn­ chronisiert; sie sollen z. B. in ihren Ruhezustand gesetzt sein und in die entgegen­ gesetzte Bedingung (durch gestrichelte Linien in Fig. 6 gezeigt) während der Pe­ riode ihrer Aktivierung. Das Treiben der Schalter wird mittels geeigneter Taktsi­ gnale bewirkt. Diese Signale haben typischerweise eine rechteckige Form mit einem Tastverhältnis von 50%, wie andeutungsweise in dem Diagramm von Fig. 7 gezeigt. Die Schalter des Netzwerkes von Fig. 5 werden z. B. in ihrem Ruhezu­ stand angenommen, wenn das Antriebstaktsignal auf hohem Pegel ist, und in ih­ rem aktivierten Zustand, wenn diese Signal auf niedrigem Pegel ist.

Die Implementierung des in Fig. 6 gezeigten Systems ist insbesondere geeignet wenn solch ein System in einer monolithisch integrierten Schaltung gemäß der MOS-Technologie realisiert wird. In solch einer Technologie und in ihren ver­ schiedenen abgeleiteten Formen (N-MOS, C-MOS, etc.) werden in der Tat, wie es gut bekannt ist, sowohl die Operationsverstärker (6 und 7 in Fig. 5 und 6) als auch die Schalter (die einfach mittels MOS-Transistoren implementiert werden, deren Gates-Elektroden durch die geeigneten Taktsignale angetrieben werden), und die Kondensatoren C₁, C₂, C₃ und C₄ sowie die Kondensatoren der Strukturen CR₁, CR₂, CR₃ und CR₄ leicht implementiert. Was die Kondensatoren betrifft, erlaubt die MOS-Technologie der monolithischen Integration darüber hinaus, eine sehr hohe Präzision des Verhältnisses zwischen den Werten der Kondensatoren des Netzwerkes zu erhalten, was ein wesentliches Erfordernis ist, damit man die Funktion des Systems optimieren kann. Darüber hinaus sind die Kondensatoren, die zum Herstellen eines Allpaßfilters mit einer Mittenfrequenz des erforderlichen Wertes (in der Größenordnung von 1 kHz) benötigt werden, das ein Taktsignal mit einer typischen Frequenz (z. B. 125 kHz) verwendet, nicht übermäßig groß; somit kann das System integriert werden, ohne einen übermäßigen Bereich auf dem Chip zu beanspruchen.

Darüber hinaus wird in einer integrierten Schaltung des MOS-Typs die Erzeugung der notwendigen Taktsignale ebenfalls leicht implementiert, die typischerweise erhalten werden, beginnend von allgemeinen Synchronisationssignalen, die inner­ halb der MOS-integrierten Schaltung existieren.

Obwohl aus Gründen der Einfachheit eine praktische Ausführungsform des Sy­ stems der Erfindung in einer Eintakt-Konfiguration beschrieben worden ist, ist es klar, daß das System der Erfindung ebenfalls in Systemen implementiert werden kann, die eine Gegentaktschaltung des Audiosignals verwenden. Da in dem letzte­ ren Fall in dem Netzwerk sowohl die richtigen Signale als auch ihre Inversen im­ mer verfügbar sind, wird die Implementation des Allpaßfilters gemäß den in Fig. 5 und 6 beschriebenen Konfigurationen noch einfacher und kompakter. In diesem Fall kann in der Tat die Notwendigkeit des Inversionsblocks 5 entfallen insoweit, daß die Inverse des Signals B (d. h. B) per se bereits innerhalb des Systems ver­ fügbar ist.

Verschiedene Modifikationen können leicht durch den technischen Fachmann in den Schaltbildern gemacht werden, die oben nur zu Erläuterungszwecken be­ schrieben worden sind, ohne den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Wenn z. B. aus Umgebungsausgleichszwecken der beste Pseudo-Stereo- Zuhöreffekt durch Senden von zwei Audiosignalen über die beiden Kanäle der Wiedergabe- und Verteilervorrichtung, deren Amplituden untereinander eine ge­ ringfügig unterschiedliche Charakteristik in der Frequenzfunktion zeigen, erhalten wird, kann das System der Erfindung ausgeführt werden, das im wesentlichen demselben Prinzip folgt, aber die Amplitudenantwort in der Frequenzfunktion des Allpaßfilters in solch einer Art geringfügig ändert, daß es in das zu dem einen der beiden Kanäle der stereophonischen Vorrichtung gesendeten Signal eine Ampli­ tudenstörung (Modifikation) einführt, um so die gewünschte Amplitudendifferenz als Funktion der Frequenz unter den Signalen, die auf den beiden Kanälen der Klangwiedergabevorrichtung vorhanden sind, vorzusehen.

Schließlich kann selbst diese Amplituden-"Störung" programmierbar sein, um dem System eine größere Einstellflexibilität zu geben.

Claims (9)

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Pseudo-Stereo-Effekts bei der Wiedergabe eines monophonen akustischen Signals mittels einer stereophonen Wiedergabevorrichtung, wobei das wiederzugebende monophone Signal ei­ nem der beiden Stereokanäle (1, 2) im wesentlichen unmodifiziert zugeführt wird, dem anderen Stereokanal (2, 1) aber modifiziert mittels eines einzelnen aktiven Audiofilters (FILPT), dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Audiofilter (FILPT) ein Filter vom Allpaßtyp zweiter Ordnung ist und in einem für den Stereoeffekt maßgeblichen mittleren Frequenzbereich eine Frequenzverschiebung hervorruft, die sich progressiv mit der Frequenz ändert, derart, daß

• a) für tiefe und hohe Tonfrequenzen die gegenseitige Phasenverschiebung bei Null beziehungsweise 360 Grad liegt und
• b) bei einer vorgegebenen Frequenz (f₀) des mittleren Frequenzbereichs eine Phasenverschiebung von 180 Grad erreicht wird.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das aktive Audiofilter (FILPT) vom Allpaßtyp eine solche Frequenzantwort hat, daß es keine Am­ plitudenvariationen in das Audiosignal einführt.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzantwort des aktiven Audiofilters (FILPT) vom Allpaßtyp so ist, daß es eine Amplitu­ denmodifikation des Audiosignals abhängig von der Frequenz einführt, die geeignet ist, den Pseudo-Stereo-Effekt markanter zu machen.

4. System nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des aktiven Audiofilters (FILPT) vom Allpaßtyp einstellbar ist.

5. System nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Variationsgesetz der Phasenverschiebung abhängig von der Frequenz des aktiven Audiofilters (FILPT) vom Allpaßtyp einstellbar ist.

6. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenmodi­ fikation des Audiosignals abhängig von der Frequenz, die durch das aktive Audiofilter (FILPT) eingeführt wird, einstellbar ist.

7. System nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das System eine Eintaktschaltung verwendet.

8. System nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das System eine Gegentaktschaltung verwendet.

9. System nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Allpaßfilter (FILPT) mit einer Technik durch geschaltete Kondensato­ ren implementiert ist.