DE3638879A1 - Integrierte antennen-misch-einrichtung und waffenleitsystem - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Sensor-Systeme, welche integrierte Antennen-Mischschaltungen benutzen. Sie bezieht sich auch auf die Führung von Lenkwaffen.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist ein Sensor­ system vorgesehen, welches eine integrierte Antennen- Misch-Einrichtung besitzt, bei der eine Anordnung von Antennen-Mischschaltungen auf einem isolierenden Sub­ strat benachbart zu der dielektrischen Linsenantenne vorgesehen ist, um Hochfrequenzstrahlung über die Antennenlinse und das Substrat zu empfangen, wobei jede Antennen-Mischschaltung ein Strahlungsempfind­ liches Empfangselement aufweist und ein Element, welches auf das Signal eines örtlichen Oszillators anspricht. Ferner sind Dioden zwischen die Elemente geschaltet, um die empfangene Strahlung und das Signal des ört­ lichen Oszillators zu mischen und ein Zwischenfrequenz­ signal zu erzeugen. Ferner ist eine Hochfrequenz-Strah­ lungsquelle vorgesehen, um Strahlung an die Einrich­ tung über dielektrische Anpaßmittel auf der Antennen- Mischseite des Substrats einzukoppeln, d. h. auf der der Antennenlinse gegenüberliegenden Seite, so daß ein Teil der eingekoppelten Strahlung in die Antennen-Misch­ kreise gelangt, um das Signal des örtlichen Oszillators zu erzeugen, während ein Teil der Strahlung über die Linsenantenne abgestrahlt wird, um anschließend von dem Ziel reflektiert zu werden, das von dem Sensorsystem gesucht wird, wobei das Echo als Empfangsstrahlung dem System wieder zugeführt wird.

Vorteilhafterweise weist die Strahlungs-Einkoppel- Vorrichtung ein Wellenleiterhorn mit einem Wellen­ leiter nach einem dielektrischen Anpaßglied am Ausgang benachbart zu der Anordnung auf, und die Anordnung umfaßt eine n×1 oder n×2 Reihenan­ ordnung gekreuzter Dipolpaare, wobei die auf den örtlichen Oszillator ansprechenden Dipole gestreckt sind, um kurze Pfosten zu bilden, die sich über die Öffnung des Wellenleiterhorns erstrecken.

Gemäß einem zweiten Merkmal der Erfindung ist ein Leitsystem für eine Waffe vorgesehen, das an Bord der Waffe einen Sender aufweist, um ein Sichtfeld vor der Waffe mit HF-Strahlung zu bedecken, wobei eine integrierte Antennen-Misch-Einrichtung mit einer dielek­ trischen Antennenlinse und einer Anordnung von Antennen- Mischkreisen auf einem dielektrischen Substrat benach­ bart zu der Antennenlinse vorgesehen und so angeordnet ist, daß die Antennen-Mischkreise auf die Strahlung ansprechen, die aus Teilen des Sichtfeldes von den jeweiligen Mustern reflektiert werden, wobei das Muster gegenüber der Waffe festgelegt ist und das Leit­ system Steuermittel aufweist, um das Sichtfeld durch Steuerbewegung der Waffe als Ganzes abzutasten.

Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Diagramm, welches die Konstruktion einer integrierten Antennen-Misch- Einrichtung veranschaulicht;

Fig. 2 ein Diagramm, welches die Konstruktion einer abgewandelten, integrierten An­ tennen-Misch-Einrichtung veranschaulicht;

Fig. 3 zwei integrierte Antennen-Misch-Ein­ richtungen, die jeweils mit Mitteln ver­ sehen sind, um eine Hochfrequenz an der Rückseite der Einrichtung anzulegen;

Fig. 4 in weiteren Einzelheiten eine der Ein­ richtungen nach Fig. 3;

Fig. 5 zwei Ansichten einer integrierten Antennen-Misch-Einrichtung mit einer Polarisierungs-Blende;

Fig. 6 ein Diagramm, welches die Arbeitsweise eines Flugkörper-Leitsystems veranschaulicht;

Fig. 7 eine abgewandelte Antennen-Misch-Schaltung.

Beispielsweise bezieht sich die Erfindung auf aktive Millimeterwellen-Zielflug-Systeme für billige Panzer- Bekämpfungs-Munition, die auf das Ziel hingeleitet wird (TGSM) und kleine Durchmesser besitzt, die im typischen Fall bei 100 mm liegen. Diese Waffen be­ nutzen üblicherweise steile Abfallwinkel, um ein Durchdringen der Panzerziele zu gewährleisten. Ein Ziel wird nach einer Suchphase ausgemacht, während der ein Bereich am Boden oder Spuren abgetastet werden. Die Antenne tastet normalerweise über einen festen Winkel ab und so hängt der Spurbereich von dem Ziel-Detektor-Bereich ab. Um ein kosten­ günstiges Spuren-Nachführsystem zu erhalten, ist es wichtig in der Lage zu sein, Ziele unter Entfer­ nungen von etwa 1 km zu erkennen und bei diesen Ent­ fernungen wird der Zielflugempfänger durch Störungen begrenzt. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man mit Festzeichen versehene MTI benutzt, voraus­ gesetzt, die Ziele sind nicht stationär. In vielen Fällen jedoch sind die Ziele stationär oder bewegen sich in der Weise, daß sie eine zu geringe radiale Geschwindigkeitskomponente besitzen, um das MTI-System wirksam werden zu lassen. Demgemäß besitzen einige bereits vorgeschlagene TGSM-Zielflugköpfe kein MTI- System, und die Erfindung konzentriert sich auf das Problem der Erkennung stationärer Ziele.

Herkömmliche aktive TGSM-Millimeterwellen-Zielflug­ köpfe benutzen mechanisch abtastende Einstrahl-Para­ bolantennen. Der Strahl wird gewöhnlich während der Zielsuchphase einer Rasterabtastung unterworfen und für den Zielflug einer konischen Abtastung ausgesetzt.

Monopulssysteme werden wegen der hohen Kosten der Komparator-Phasen abgeglichenen Empfänger möglichst vermieden. Eine Rasterabtastung wird durch Bewegung entweder des Parabolspiegels selbst, oder eines Unter­ reflektors erreicht, beispielsweise durch eine Twist- Cassegrain-Antenne. In gewissen Fällen wird die ko­ nische Abtastung dadurch erreicht, daß die Antennen- Zuführung gestört wird, während in anderen Fällen sowohl die Rasterabtastung als auch die konische Abtastung durch den gleichen Mechanismus bewirkt werden. Es ergeben sich gewisse Vorteile bei der Be­ nutzung von Mikrowellen-Radar-Technologie, um eine Suchvorrichtung mit festem Kopf zu schaffen, nämlich:
Eine verbesserte Boden-Abtastung, verbunden mit der Monopuls-Technik kann eine verbesserte Zielerkennung in einer gestörten Umgebung erreichen;
es kann eine erhöhte Integrationszeit während der Ziel-Akquisitionsphase erreicht werden;
es gibt keine beweglichen Teile;
die Kosten, Volumen und Masse sind geringer.

Die Benutzung von großen n×n Reihen von Mikrowellen- Radar-Empfängern zur gleichzeitigen Bedeckung der ge­ samten Spuren ist gegenwärtig der folgenden Schwierig­ keiten wegen unmöglich:
große n×n Anordnungen sind schwierig herzu­ stellen;
es ist nicht möglich, sämtliche Empfängeraus­ gänge, die von der großen n×n Anordnung geliefert werden, parallel zu behandeln;
es ist gegenwärtig kein kompatibler Mehrstrahl­ sender verfügbar. Ein Flutlichtsender genügender Leistung ist unter Verwendung von Festkörper- Techniken nicht verfügbar.

Im Hinblick auf die obigen Schwierigkeiten wird vor­ geschlagen, eine lineare Anordnung vorzusehen, und eine Boden-Absuchung durch Drehung des Körpers zu bewirken. Dieses Verfahren der Abtastung ist bei steil abfallenden TGSM geeignet, während eine Schub­ kehr-Abtastung bei flachen Trajektoren zu bevorzugen wäre. Es wird eine n×2 Anordnung statt einer n×1 Anordnung vorgeschlagen, um eine gute Auflösung in Umfangsrichtung und in Radialrichtung bei der Dreh­ abtastung zu gewährleisten. Die Empfangsanordnung wird in Verbindung mit einem Festkörpersender, der einen Flutlichtstrahl liefert, um das gesuchte Ziel zu umschließen, betrieben.

Lineare Anordnungen sind sehr viel einfacher zu kon­ struieren im Vergleich mit quadratischen Anordnungen, weil genügend Raum längs der Ränder zur Verfügung steht, um die Verbindungen zu schaffen. Lineare Hybrid- Schaltungen können ausgebildet werden, die bei Frequen­ zen bis zu 40 GHz arbeiten, und dies ergibt eine große Flexibilität bei geringen Kosten.

Die folgende Beschreibung richtet sich auf das Problem einer Zielfeststellung innerhalb von Störungen in bezug auf billige, steil herabfallende Suchvorrichtungen.

Die Beschreibung erläutert auch Hybrid-Mikrowellen- Antennen-Mischschaltungen, die für 1×n und 2×n Linear-Anordnungen geeignet sind und bei Frequenzen bis zu ungefähr 40 GHz arbeiten.

Es werden außerdem Verfahren zur Schaffung eines Flutlichtsenders und einer örtlichen Oszillator- Injektion beschrieben.

Es wird auch beispielsweise dargestellt, wie die be­ schriebenen Schaltungen bei einem um die Längsachse rotierenden Sub-Munitions-Suchkopf benutzt werden können, der gegen stationäre Panzer bei heftigen Störungen eingesetzt ist.

Es wird auch beschrieben, wie ein GaAs monolitischer Mikrowellen-Radar eine Arbeitsweise bei Frequenzen bis zu etwa 100 GHz zuläßt.

Um ein 35 GHz, 100 mm TGSM einzuschalten, damit dieses Ziele mit der Größe eines Panzers innerhalb von im Störnebel liegenden Bereichen zwischen 300 mm bis 1 km bei bis zu 15 dB Störunterdrückung feststellen zu können, ist über diesem Bereich eine Austastung und Integration erforderlich. Hierbei wird ein Rückstreu-Koeffizient der Störungen angenommen, ent­ sprechend einem steil nach unten gerichteten Winkel von etwa 60°. Dies kann dadurch erlangt werden, daß man eine Festzeichen-Doppler-Feststellung bei sich bewegenden Zielen benutzt. Jedoch muß bei stationären Zielen eine etwas andere Art der Behandlung angewandt werden. Eine Annäherung besteht darin, Zielerkennungs- Algorithmen zu benutzen, welche die Zielechos in bezug auf Phase und Polarisation charakterisieren, jedoch erfordert dies eine Phasenkphärenz für die Suchein­ richtung und einen Doppelpolarisationsempfänger, was im Hinblick auf die für TGSM′s erforderlichen Kosten nicht zulässig erscheint. Eine andere Lösung könnte dadurch gefunden werden, daß ein einziger Amplituden- Vergleichs-Monopuls benutzt wird, um die Festzeichen genauer in Form eines Festzeichenbildes und einer adaptiven Pegelschaltung zu charakterisieren, wodurch eine genauere örtliche CFAR-Empfangspegelbildung ein­ gesetzt wird, indem wirksam die Veränderung der Fest­ zeichen vermindert wird. Dies kann am besten dadurch geschehen, daß die später zu beschreibende voll oder partial starrende Anordnung getroffen wird, weil hier­ durch ein großer Bereich von Störflecken in jedem Augenblick betrachtet werden kann, woraus sich der Vorteil ergibt, daß die Störflecken über einen großen wirksamen Fußabdruck im Durchschnitt genommen werden, während eine hohe Antennenverstärkung aufrechterhalten wird. Eine dritte Möglichkeit, die benutzt werden kann, verwendet wiederum einen Amplitudenvergleichs­ monopuls als geeignete Kombination von Summen- und Differenzkanälen (d. h. ΔΣ oder Σ-K/|Δ|), um eine gewisse Strahlverschärfung oder eine Verbesserung in der Winkelauflösung gegenüber Punktquellen (Zielen) herbeizuführen, um diese Ziele von verteilten Stör­ quellen unterscheiden zu können. Die theoretische Begrenzung dieser Verbesserung stellt das Verhält­ nis von Rückstreu-Koeffizienten für Ziele und Stör­ flecken dar, und dies beträgt im typischen Fall <13 dB bei 35 GHz. Um die Azimut-Auflösung an einer Stelle zu verbessern, wo sie gleich ist der Bereichs- Zellentiefe von 1% Bereichsgatter bei 60% Unterdrückungs­ winkel wird eine Verbesserung von 5 : 1 gegenüber einer Anordnung gefordert, die bei einer Appertur von 100 mm bei 35 GHz 7 dB Störunterdrückung liefert. Über Verbes­ serung von 4 : 1 bei Anwendung dieser Behandlung ist berichtet worden.

Zusammenfassend sind zwei Arten von Niedrigpreis-Behand­ lungen vorgeschlagen worden, die insbesondere anwendbar sind für voll oder teilweise starre Anordnungen, und diese könnten möglicherweise Verfahren zur Störunter­ drückung liefern, die nicht möglich sind unter Benutzung von Einstrahl-Suchvorrichtungen mit Abtastung. Die Pegel der Störsignale und demgemäß das erforderliche Ausmaß der Unterdrückung beziehen sich nur auf den schlimmsten Fall von steilen Abfallwinkeltrajektoren, denn bei flacheren Abfallwinkeln ist das Störsignalproblem sehr viel weniger schwerwiegend und die empfangene Stör­ leistung ist grob angenähert proportional zum Sink­ winkel. Eine weitere Störunterdrückung kann natür­ lich durch eine Dekorrelation von Frequenz und Zeit infolge der natürlichen spektralen und zeitlichen Veränderung der Störungen erlangt werden, sowie durch die räumliche Änderung, wie sie bei der vorbeschrie­ benen Behandlung erläutert wurde. Dies kann dadurch erreicht werden, daß eine Sägezahnfrequenz geschaffen wird, um die Wellenform abzustrahlen und indem das empfangene Signal integriert wird.

Hybrid-Mikrowellen-Radar-Mischschaltungen wurden in X- und J-Bändern eingesetzt und es hat sich gezeigt, daß sie ein vernünftiges Störverhalten von etwa 10 dB mit Zwischenfrequenzverstärkern aufweisen, die von den Dipolen entfernt angeordnet sind. Bei dieser Aus­ bildung wird die obere Frequenzgrenze der Schaltung hauptsächlich durch die Größe der Mischdioden be­ stimmt und sie liegt bei etwa 40 GHz unter Anwendung des 5 : 1 Aspektes, wobei Dipole von etwa 1,5 mm Länge Anwendung finden. Diese Abmessungen liegen innerhalb der herkömmlichen Dünnfilmtechnologie, und eine Schal­ tung dieser Art wird gegenwärtig für 35 GHz ausgelegt und man erwartet ähnliche Schaltungen von Niederfre­ quenz zu geringeren Frequenzen zu erhalten. Die Schaltung ist in ihrer einfachsten Form mit Selbstvorspannung versehen und benötigt nur eine Zwischenfrequenzver­ bindung und eine Erdverbindung, wie in Fig. 1 darge­ stellt ist. Dieses Verbindungsverfahren könnte für große NXN-Anordnungen schwierig sein. Sie ist jedoch für 1×n oder 2×n Anordnungen ideal, wobei beide Seiten der linearen Anordnung gemäß Fig. 2 zugänglich sind. Bei dieser Anordnung werden die vertikalen Dipole für den örtlichen Oszillator be­ nutzt und deshalb ist eine Verzerrung des Dipol­ musters infolge der Verbindungen nicht kritisch. Die Horizontal-Signal-Dipole sollten ungestört sein.

Wie in Fig. 3 dargestellt, umfaßt das Radarsystem eine Linse 1 aus dielektrischem Material, und an ihrer Hinterseite ist ein dielektrisches Substrat 2 fixiert. Auf der Rückseite des Substrats 2 ist eine 2×n Anordnung von Antennenmischkreisen angeordnet, wie diese aus den Fig. 1 und 2 ersichtlich, d. h. es sind zwei Reihen von je n Antennenmischkreisen an­ geordnet, wobei n eine gewählte Zahl, z. B. 6 ist. Jede Antennenmischschaltung umfaßt zwei gekreuzte Dipole 5 und 6. Die beiden Hälften 7 und 8 des vertikalen Dipols 5 und die beiden Hälften 9, 10 des horizontalen Dipols 6 sind durch einen Ring von vier Dioden 11 miteinander verbunden. Die untere Hälfte 8 des Dipols 5 ist über einen Leiter 12 an ein geerdetes metallisiertes Muster 13 angeschlossen, das allen Antennenmischkreisen ge­ meinsam ist. Die obere Hälfte 7 des Dipols 5 ist über eine Leitung 14 an einen Zwischenfrequenz-Signal­ ausgang 15 angeschlossen, von welchem das Zwischen­ frequenzsignal abgenommen und einem nicht dargestellten Zwischenfrequenzverstärker zugeführt wird. Das Signal LO des örtlichen Oszillators ist in der jeweiligen Richtung linear polarisiert und wird durch den verti­ kalen Dipol 5 aufgenommen, während das orthogonal pola­ risierte Echosignal von dem horizontalen Dipol 6 aufgenommen wird. Die beiden Signale werden durch die Dioden 11 gemischt, um das Zwischenfrequenz­ signal zu erzeugen.

Die äußeren Enden der beiden Hälften des vertikalen Dipols 6 sind durch einen Verbindungsdraht 16 ver­ bunden, dessen Funktion darin besteht, einen Rück­ pfad für die unidirektionale Diodenvorspannung zu schaffen, die von der Schaltung geliefert wird.

Die Antennenmischkreise könnten, wie aus Fig. 7 er­ sichtlich, modifiziert sein. Hier ist jede Hälfte des vertikalen Dipols 70 vertikal in zwei Abschnitte ge­ spalten. Die oberen zwei Abschnitte 71 und 72 sind über Kondensatoren 73 und 74 an den Zwischenfrequenzausgang 75 angeschlossen, während die unteren Abschnitte 76 und 77 über entsprechende Kondensatoren 78 und 79 ge­ erdet sind. Die negative Seite einer äußeren Dioden­ vorspannungsquelle (nicht dargestellt) wird dann über Widerstände 80 bzw. 81 mit den vertikalen Dipolab­ schnitten 71 und 76 verbunden, während die positive Seite der Spannungsquelle über Widerstände 82 und 83 mit den Abschnitten 72 und 77 verbunden ist. Dabei ist der Rückführungsdraht 16 gemäß Fig. 1 in Fig. 7 durch einen Widerstand 84 ersetzt, der zwischen die inneren Enden der beiden Hälften des horizontalen Dipols 85 geschaltet ist. Die äußere Vorspannschaltung gemäß Fig. 7 ist etwas komplexer als die Vorspannung der Fig. 1, aber es ist nur eine geringe Leistung des örtlichen Oszillators erforderlich, der mit der Schaltung gekoppelt ist und hierdurch wird es einfacher, den Vorspannstrom exakt zu steuern, der durch die Dioden fließt, um eine optimale Arbeitsweise zu gewährleisten.

Die Gesamtanordnung muß so ausgebildet sein, daß sie der abgewandelten Schaltung angepaßt ist. Bei­ spielsweise können die Kondensatoren 73, 74, 78 und 79 zu groß sein, um in den Raum zwischen dem Erd­ nachführungsmuster und den Dipolen einzupassen. Ein Beispiel einer geeigneten Auslegung besteht darin, den Mittelabschnitt des Bodennachführmusters 13 in Fig. 2 wegzulassen und die Zwischenfrequenzverbindung von jeder Schaltung seitlich nach außen zu führen und sie mit den Zwischenfrequenzverstärker zu ver­ binden, die auf dem Hauptteil des Bodennachführmusters montiert sind, wobei die Kondensatoren 73, 74, 78 und 79 als Teile der jeweiligen Zwischenfrequenzverstärker vorgesehen sind.

Herkömmliche Verfahren der Injektion mittels des örtlichen Oszillators erfolgen sämtlich durch die Frontseite der Linse und erfordern demgemäß eine polarisierte Reflexion und eine ungewöhnlich seitlich montierte Quelle für den örtlichen Oszillator. Ein zweckmäßigeres Verfahren der Injektion des örtlichen Oszillators würde durch die Rückseite der Linse, d. h. durch die Schaltung hindurch erfolgen. Wenn dies mög­ lich wäre, würde dies eine Anzahl von Vorteilen ergeben, wobei als erster Vorteil eine einfache kompakte ört­ liche Oszillator-Injektion zu nennen wäre. Zweitens und noch wichtiger ergäbe sich die Möglichkeit, die Leistung des örtlichen Oszillators zu erhöhen und diese zu benutzen, um einen Flutlichtsender durch die Linse hindurch für einen Homodyne-Typ oder FMCW- Typ von Radar zu benutzen. Die Probleme der Injektion von Leistung in die Rückseite der Linse besteht erstens darin, daß die Leistung, die in die Dipole des ört­ lichen Oszillators eingekoppelt werden muß, so hoch sein muß, daß die Mischer vorgespannt werden und zweitens muß die Anpassung an die hohe Dielektrizitäts­ konstante der Linse gut genug sein, um eine wirksame Übertragung durch die Linse hindurch zu erzielen. Beides muß erreicht werden, ohne wesentliche Ver­ größerung der empfangenen Signalpfadverluste. Das Verhältnis der Leistung, die durch die Linse mit hoher Dielektrizitätkonstante nach vorn und rück­ wärts über Luft an einen Dipol an einer Luft-Dielek­ trikum-Zwischenfläche eingekoppelt wird, ist annähernd von dem Verhältnis der Dielektrizitätskonstanten wie folgt abhängig:

P_F/P_B = E_F ^3/2/E_B (annähernd) (1)

Daher ist bei einer Antennenlinse mit einer Dielektri­ zitätskonstanten von E_F=10 und Luft dahinter E_B=1, das Vor-Rück-Leistungsverhältnis etwa 32 : 1, d. h. 97% der in den Dipol eingekoppelten Leistung erfolgt über die Linse. Dieses Verhältnis und das Gesamt (360°) Polarmuster des Dipols ergibt ein unendliches Dielek­ trisches Medium auf beiden Seiten des Dipols, in der Praxis wird das Verhältnis jedoch durch die nächsten wenigen Wellenlängen des Dielektrikums gesteuert. Die wirksame Wellenlänge εd und demgemäß die Länge des Pols an der dielektrischen Zwischen­ fläche ist eine Funktion der mittleren Dielektri­ zitätskonstanten und bezieht sich annähernd auf die Wellenlänge in Luft ε durch:

εd = -0.5 (E_F + E_B)^1/2 (angenähert) (2)

Diese Wirkung wird jedoch durch die Dielektrizitäts­ konstante von 0-1/4 Wellenlängen vom Dipol bestimmt.

Zwei Methoden zum Einkoppeln der Leistung durch die Rückseite der Antennenlinse unter Benutzung eines Wellenleiterhorns sind in Betracht gezogen worden und in Fig. 3 dargestellt. Erstens (a) wird ein verjüngter Übergang von Luft auf den mit Dielektrikum gefüllten Wellenleiter der gleichen Dielektrizitätskonstante wie die Antennenlinse benutzt, und zwar in Berührung mit der Rückseite der Schaltung. Dies ergibt eine gute breitbandige Anpassung an die Rückseite der Antennen­ linse für den Sender und eine gute Kopplung in die Dipole des örtlichen Oszillators, jedoch wird hier­ durch auch die Kopplung in die Signaldipole auf 50% reduziert, und es wird das polare Muster verzerrt, was zu einem Signalverlust von mehr als 3 dB führt. Das Dielektrikum könnte hinter den horizontalen Signal-Di­ polen weggeschnitten werden, aber es ist unwahrschein­ lich, daß das Polarmuster beträchtlich beeinflußt würde, obgleich hierdurch die wirksame Wellenlänge wieder hergestellt würde. Weitere Nachteile bestehen in einem beträchtlichen Verlust in der Verjüngung und in Herstellungsschwierigkeiten. Die zweite Möglich­ keit (b) besteht darin, eine 1/4-Wellenlänge-Anpaß­ schicht mit einer Dielektrizitätskonstanten von etwa (E_F)^1/2 auf der Rückseite der Antennenlinse vorzusehen, ähnlich jener, die auf der vorderen Brechungsoberfläche angeordnet ist. Messungen haben gezeigt, daß ein Polymerisationsprodukt mit geringen Verlusten, bei­ spielsweise Rexolite der richtigen Dicke (obgleich dies eine etwas niedrige Dielektrizitätskonstante von 2,55 aufweist) eine sehr gute Schmalbandanpassung in die Rückseite der Antennenlinse von dem Wellenleiter oder einem Horn ergibt. Wiederum kann das Rexolite als Schlitz hinter dem Signal-Dipol weggeschnitten werden, um die Wirkung der Dipollänge zu vermindern und da das Ansteigen der mittleren Dielektrizitäts­ konstante über mehreren Wellenlängen hinter dem Dipol minimal ist, sollte die Wirkung auf das Polarmuster und demgemäß auf das Vor- Rück-Verhältnis klein sein. Selbst wenn man annimmt, daß hinter dem Dipol Rexolite in größerer Dicke angeordnet ist, ergibt sich aus der Gleichung (1) das Leistungsverhältnis von 8 : 1, wobei ein Signalpfadverlust von weniger als 0,5 dB ange­ nommen wird, jedoch eine Erhöhung der Verstärkung des örtlichen Oszillators von 6 dB. In gleicher Weise würde die maximale Wirkung auf die Dipollänge nach der Glei­ chung (2) darin bestehen, die Mittelfrequenz des 35 GHz-Dipols auf 33 GHz zu vermindern.

Fig. 4 zeigt wie eine 2×2 Anordnung in der Praxis realisiert werden könnte, wobei das Verfahren der TX/LO Injektion benutzt wird. In diesem Fall sind die LO-Dipole verlängert und sie werden zu ver­ kürzten Pfosten über der Wellenführung, wodurch die LO-Kopplung durch die Breite der Pfosten gesteuert werden kann. Die Signaldipole, die horizontal liegen, bewirken keine Kopplung mit dem LO E-Feld, welches 20 bis 30 dB LO Störverminderung bringen sollte. Das Horn muß eine Öffnung haben, die eine Strahlbreite ergibt, welche geeignet ist zur Speisung der Antennen­ linse und diese Öffnung beträgt bei 35 GHz etwa 6 mm×6 mm. Die Anordnung kann in der Horizontalebene für 2×n Anordnungen verlängert werden, vorausgesetzt daß das Zuführungshorn in gleicher Weise verbreitert wird. Dies hat die Wirkung einer Erhöhung der Verstärkung des Hornes in der Horizontalebene, die wenn man das abgestrahlte Signal betrachtet, unter der Bestrahlung der Linsenöffnung steht und so die horizontale Strahl­ breite im Fernfeld ausweitet. Dies jedoch ist die asymme­ trische Strahlform die erforderlich ist, um einen Flut­ licht-Sender für eine lineare Anordnung zu schaffen. Um eine weitere Steuerung der Senderstrahlgestalt zu er­ möglichen, kann eine polarisierte Blendenöffnung be­ nutzt werden. Fig. 5 zeigt ein Beispiel, wie eine 2×6 Reihenanordnung zusammen mit einem breiteren Zuführungs­ horn und einer vertikal polarisierten Apertur ausge­ bildet werden könnte, um ein 5 : 1 Aspektverhältnis für die Gestalt des Sendestrahls zu liefern. Die Apertur ist in einem kreisförmigen Polarisator vor der Linsenapertur angeordnet.

Eine zirkulare Polarisation ist wahrscheinlich aus zwei Gründen zu bevorzugen. Erstens wegen der Drehung der Reihenanordnung, die zur Aquisition und Nachführung erforderlich ist, und zweitens, um die Rückkehr zum Ziel zu verbessern, da nur geradzahlige Reflexionen zurückgeworfen werden (d. h. zweiflächige dihedrische) und nicht alle co-polaren Reflexionen.

Das vorgeschlagene System wird eine 2×6 Reihenanordnung von Empfängerelementen aufweisen, die über den Durch­ messer der Antennenlinse Fig. 6 angeordnet sind, wo­ durch sich eine Strahlanordnung im Fernfeld ergibt, die das Sichtfeld in einer Ebene bedeckt. Eine Sicht­ linieninformation wird durch die Sucheinrichtung in der die Rollachse und die Querachse enthaltenden Ebene relativ zur Körperachse geliefert, wobei ein am Flug­ körper gelagerter Kreisel das Flugkörperbezugssignal liefert. Die Rollinformation wird durch Benutzung von 6 Paaren von Strahlen geliefert, um 6 unterschiedliche Muster zu erzeugen, die summiert ein Differenzmuster über die Länge der Anordnung liefern mit Vorzeichen­ änderung der Achse. Unter Benutzung dieser Information kann der Flugkörper schnell um seine Längsachse gedreht werden, wobei Flossen in der Ebene der Anordnung mit aerodynamischen Steuerflächen benutzt werden können, die unterschiedlich angetrieben werden. Da eine schnelle Rollsteuerung erreicht werden kann, kann die Suchvorrichtung in dem herkömmlichen Null-Such­ betrieb in der Rollebene benutzt werden. Die Längs­ neigungsinformation längs der Linie die Reihenanord­ nung wird dadurch erzeugt, daß zunächst 6 Summen­ muster erzeugt werden, und daß dann Paare dieser Muster 5 Differenzmuster über die Länge der Reihen­ anordnung erzeugen. Nachführalgorithmen müssen dann benutzt werden, um die Lage des Ziels längs der Reihen­ anordnung vorherzusagen und demgemäß auch den Vorsicht­ winkel. Der Leitcomputer muß dann diese Information benutzen, um eine Neigungssteuerung unter Benutzung von Flossen zu liefern, die orthogonal zur Ebene dieser Anordnung liegen. Dabei werden aerodynamische Steuer­ flächen zusammen angetrieben. Diese Steuerung ist lang­ sam und nicht in der Lage, die Drehung des Flugkörpers aufzunehmen, so daß ein Nachführgesetz erforderlich ist, das linear über das gesamte Sichtfeld ist.

Abgewandelte "Stoßbesen"-Abtastungen können benutzt werden, wenn ein flacherer Niedergangswinkel benutzt wird, wobei die Reihenanordnung horizontal gestellt wird. Zusätzliche versetzte Paare von Elementen würden dann wahrscheinlich benutzt werden, um eine radiometrische Horizontabfühlung vorzunehmen und die Anordnung horizon­ tal zu halten. Der Sender für das System könnte beispiels­ weise einen Gunn-Oszillator aufweisen.

Die Möglichkeit der Benutzung einer 35 GHz Hybrid- Mikrowellen-Radar-Anordnung in einem Suchgerät zur Durchführung der beschriebenen Aufgabe wurde früher demonstriert. Die vorgeschlagene partielle Reihen­ anordnung liefert einen guten Kompromiß zwischen einer zu großen MXN-Anordnung und einem mechanisch gesteuerten System, wobei nur die Bewegung der Reihen­ anordnung durch die aerodynamische Drehung des Flug­ körpers erzeugt wird.

Ein Verfahren um die kombinierten Sendesignale und Signale des örtlichen Oszillators in eine FMCW- Suchvorrichtung über die Rückseite der Mikrowellen- Radar-Anordnung einzukoppeln, wurde vorgeschlagen. Hierdurch wird ein kompaktes System geschaffen, und die mehrfach empfangenen Strahlen können Vorteile im Hinblick auf Störunterdrückungen bieten. Bereichsvor­ hersagen für das vorgeschlagene System stellen eine nützliche Durchführung dar, und die Möglichkeit einer weiteren Verbesserung der Störunterdrückung können erlangt werden, oder es kann ein flacherer Gleitwinkel nach unten gewählt werden.

Obgleich eine Frequenzbegrenzung von 35 GHz für die Hybrid-Technologie vorgeschlagen wurde, könnte die gleiche Schaltung auf eine GaAs-Monolith-Schaltung angewandt werden, die die Möglichkeit liefert, mit 95 GHz zu arbeiten. Der Vorteil hiervon gegenüber den herkömmlichen Si-monolithischen Schaltungen besteht darin, daß hinsichtlich der Durchführung bessere Mischdioden bei diesen Frequenzen in GaAs erzeugt werden können, wobei die Zwischenfrequenzverstärker außerhalb des Dipols angeordnet werden, während die größeren FET-Aufbauten, die bei GaAs erforderlich sind, keine Beschränkung bedeuten.

Claims (3)

1. Sensorsystem mit einer integrierten Antennen- Misch-Einrichtung, bei der eine Reihe von Antennen-Misch-Schaltungen auf einem isolie­ renden Substrat benachbart zu einer dielek­ trischen Linsenantenne angeordnet ist, um Hochfrequenzstrahlung über die Linsenantenne und das Substrat aufzunehmen, dadurch gekennzeichnet,
daß jeder Antennen- Misch-Schaltungskreis ein auf die empfangene Strahlung ansprechendes Element aufweist,
daß ein auf Signale eines örtlichen Oszillators an­ sprechende Einrichtungen vorgesehen sind,
daß eine Diodenanordnung zwischen den Elementen zum Mischen der empfangenen Strahlung und des Signals des Oszillators vorgesehen sind, um ein Zwischen­ frequenzsignal zu erzeugen, und
daß Hochfrequenzquellen eine Strahlung auf die Einrichtung über dielektrische Anpaßmittel auf der Antennen- Misch-Seite des Substrats aufprägen, d. h. auf der der Antennenlinse abgewandten Seite, so daß ein Teil der Strahlung in den Antennen- Mischkreis eingekoppelt wird, um das Signal des örtlichen Oszillators hierfür zu erzeugen, während ein Teil der Strahlung über die Linsen­ antenne abgestrahlt wird, um schließlich von einem durch das Sensorsystem aufzufindenden Ziel reflektiert und nach dem System als Empfangs­ strahlung zurückgeführt zu werden.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Strahlung aufprägende Einrichtung einen Wellenleiter benachbart zu der Schaltungsanordnung aufweist, und die Schaltungsanordnung eine n×1 oder n×2 Anordnung gekreuzter Dipolpaare aufweist, bei denen die auf den örtlichen Oszillator an­ sprechenden Dipole gestreckt sind, um gekürzte Pfosten zu bilden, die sich über die Blenden­ öffnung des Wellenleiterhorns erstrecken.

3. Leitsystem für eine Lenkwaffe, wobei an Bord der Waffe ein Sender angeordnet ist, um ein Sichtfeld vor der Waffe mit Hochfrequenzstrahlung zu bedecken und eine integrierte Antennen-Misch- Einrichtung mit einer dielektrischen Antennenlinse und einer Anordnung von Antennen-Mischschaltungen auf dem dielektrischen Substrat benachbart zur Linse vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennen- Misch-Schaltungen auch auf die Strahlung ansprechen, die innerhalb eines linear verlaufenden Musters von Abschnitten des Sichtfeldes zurückkehren, wobei das Muster gegenüber der Waffe festliegt und das Leit­ system Steuermittel aufweist, um das Sicht­ feld durch gesteuerte Bewegung der Waffe insgesamt abzutasten.