DE3512216A1

DE3512216A1 - Phasenkomparator

Info

Publication number: DE3512216A1
Application number: DE19853512216
Authority: DE
Inventors: Takashi Tokorozawa Saitama Okano
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1984-04-03
Filing date: 1985-04-03
Publication date: 1985-10-03
Also published as: GB2159355B; FR2562257B1; US4775811A; FR2562257A1; JPS60210025A; GB2159355A; DE3512216C2; GB8508578D0

Description

φ φ. · * * m. »Φ Λ

Phasenkomparator

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasenkomparator und speziell auf einen solchen zur Verwendung in einem Servosystem zur Konstanthaltung der Umdrehungsgeschwindigkeit und Umdrehungsphase drehender Einrichtungen, wie beispielsweise in einem Bildplattenspieler.

Ein konventioneller Phasenkomparator hat einen Aufbau, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt. Ein Bezugssignal von einem Bezugsoszillator 1 wird mit Hilfe eines monostabilen Multivibrators (MMV) 2 in ein Impulssignal mit fester Impulsbreite umgewandelt, das in Fig. 2 mit (A) dargestellt ist. Ein Schalter 4, der von dem Impulssignal gesteuert wird, entlädt die Ladung eines Kondensators 3· Dieser Kondensator wird von einer elektrischen Stromquelle 5 geladen, wenn der Schalter 4 offen ist. Die sich ergebende Spannung (B) am Anschluß des Kondensators 3 wird über einen Puffer 6 einem Abtastschalter 7 zugeführt. Das abgetastete Ausgangssignal wird von einem Kondensator 8 gehalten, dessen Ausgangssignal (D) ein Phasenfehlersignal darstellt.

Ein Hf-Signal eines zu regenerierenden Signals, wie beispielsweise aus einem Bildplattenspieler oder dgl., von dem ein Phasenfehlersignal ermittelt werden soll, Wird durch einen Demodulator 9 demoduliert und einem Synchronsignalseparator 10 zugeführt. Das abgetrennte Synchronsignal wird einem Abtastimpulsgenerator 11 zugeführt, der die dem Abtastsöhalter γ als Steuersignale zuzuführenden Abtastimpulse (C) erzeugt.

Fig. 2 zeigt eine Serie von Signalen, die die Betriebsweise des Schaltkreises nach Fig. 1 erläutern, in denen die Signalzügel (A) bis (D) den Signalen (A) bis (D) entsprechen, die in Verbindung mit Fig. 1 diskutiert worden sind. Da die Phase der Abtastimpulse sich in Abhängigkeit von gegebenenfalls vorhandenen Phasenänderungen des zu regenerierenden Videosignals ändert, verändert sich auch der Abtastpunkt des Sägezahnsignals, was zur Folge hat, daß der Fehlersignalpegel sich in Abhängigkeit davon ebenfalls ändert.

In dem Schaltkreisaufbau der beschriebenen Art kann ein normales Fehlersignal erzeugt werden, wenn ¹^ die Frequenz des Bezugssignals ungefähr gleich der des regenerativen Synchronsignals ist. Wenn jedoch zwischen den zwei Frequenzen ein großer Unterschied besteht, dann kann aus den nachfolgend beschriebenen

Gründen kein genaues Fehlersignal erzeugt werden. 20

Das Intervall zwischen den Abtastimpulsen vergrößert sich allmählich, wenn die Frequenz des zu regenerierenden Signals abnimmt. Beispielsweise nimmt der Pegel des Fehlersignals (D) von Null ausgehend zur positiven Seite zu, wie in Fig. 3 gezeigt ist, bis er die Spitze der ansteigenden Flanke erreicht hat. Dann polt er sich zur negativen Seite um. Der Pegel steigt wieder an, was es erlaubt, den Abtastbetrieb vom untersten Teil der Impulsschräge aus durchzuführen. Es wird demnach als Phasenfehlersignal ein Signal erzeugt, das wechselnde positive und negative Pegel hat, wie Fig. 3 zeigt. Je größer die Frequenzdifferenz ist, umso kleiner wird der Positiv/Negativ-Wiederholungszyklus. Aus dem genannten

-ys.

Grund wird es schwierig, eine Drehzahlregelung eines Signalregenerierungsgerätes, wie beispielsweise eines Bildplattenspielers durchzuführen und eine Synchronisation des Servosystems wird unmöglich. 5

Gemäß Fig." 4 wird ein Frequenzdetektor 30 zusätzlich zu einem Phasenfehlerdetektor 20 von der unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebenen Art verwendet. In einem solchen System werden die Ausgangssignale dieser zwei Detektoren in einem Addierer 31 addiert, dessen Ausgang als Servosignal verwendet wird. Unter Einschluß des Frequenzdetektors 30 ist der Mittelwert des Phasenkomparatorausgangs Null, obgleich der Phasenkomparatorausgang alternierend seine Polarität zwischen positiv und negativ wechselt. Daher wird der Ausgang des Frequenzdetektors 30 verwendet, um das zu synchronisierende Drehsystem bei Synchronisiergeschwindigkeit zu regeln, dann wird der Ausgang des Phasenkomparator verwendet. Wenn die Differenz zwi-

sehen den Geschwindigkeiten des Drehsystems und der Synchronisierung klein wird, beginnt der Servobetrieb.

Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß zwei Detektoreinrichtungen notwendig sind und daß eine komplizierte Einstellung zum genauen Servobetrieb erforderlich ist, weil eine gegenseitige Beeinflussung der Regelabweichungen der zwei Detektoreinrichtungen vorhanden ist.

Weiterhin erwächst ein potentielles Problem, das

durch Phasenverschiebungen zum Zeitpunkt der Servoverriegelung verursacht werden kann, wenn zwei Syteme von Detektorkreisen, wie in der bekannten

Anordnung nach Fig. 4 gezeigt, verwendet werden und 35

eine Differenz zwischen den üblichen Stabilitätspunkten vorliegt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen

Phasenkomparator anzugeben, der in der Lage ist, ein genaues Phasenfehlersignal mit einem Schaltkreis einfachen Aufbaus zu erzeugen, der auch eine Frequenzermittlung einschließt.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung und eine alternative Lösung sind Gegenstand weiterer Ansprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme

auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Phasenkomparator ;

Fig. 2 und 3 Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise des Schaltbilds nach Fig. 1;

Fig. 4 ein Blockdiagramm eines bekannten Drehregelungssystems;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Phasenkomparators nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 bis 8 Signalformen zur Erläuterung der

Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines Phasenkomparators nach der vorliegenden Erfindung, und

Fig. 10 bis 11(B) Signalverläufe zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 9·

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf ein in Fig. dargestellten Blockschaltbild, das die Erfindung bei einem Bildplattenspieler angewendet zeigt, erläutert. Die Komponenten in Fig. 5, die jenen nach Fig. 1 entsprechen, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. In Fig. 5 erzeugt der Bezugsoszillator 1, beispielsweise ein Kristalloszillator, ein Bezugssignal mit einer Frequenz, die das N-fache der Horizontalbildabtastfrequenz ist. Das erzeugte Bezugssignal ist dem einen Eingang einer UND-Schaltung 12 zugeführt, die zwei Eingänge aufweist. Das Bezugssignal (A) , das den Ausgang der UND-Schaltung 12 darstellt, wird in einem Zähler 13 durch den Wert N geteilt. Das geteilte Signal wird ein Impulssighal

(B) mit-einer der Horizontalablenkfrequenz fH ent-

sprechenden Frequenz und wird dem monostabilen Multivibrator (MMV) 2 zugeführt. Der Ausgang des MMV 2 ist der eine Eingang einer ODER-Schaltung 14 mit zwei Eingängen, deren Ausgang (C) als Steuersignal

dem Schalter 4 zugeführt wird.
25

Der Abtastimpuls vom Abtastimpulsgenerator 11 wird als einer Eingang zu UND-Schaltungen 15 und geführt.' Der Ausgang des MMV 2 wird dem anderen Eingang der UND-Schaltung 15 zugeführt. Der Ausgang (F) der UND-Schaltung 15 dient als Triggereingang eines monostabilen Multivibrators MMV 17. Der MMV 17 wird

durch die Anstiegsflanke des Ausgangs der UND-Schaltung 15 getriggert. Sein Q-Ausgang ist der andere

Eingang der ODER-Schaltung 14, während sein Q-Ausgang 35

der andere Eingang jeder der UND-Schaltungen 12 und 16 wird. Der Ausgang (E) der UND-Schaltung 16 ist ein Steuersignal, das dem Schalter 7 zugeführt wird.

Die Ausgangsspannung am Kondensator 3 ist ein Sägezahnsignal (D), das über einen Puffer 6 dem Abtastschalter 7 zugeführt wird. Der abgetastete Ausgang wird von einem Kondensator 8 gehalten. Es sei betont, daß der vom Kondensator 8 gehaltene Ausgang durch einen Puffer 18 läuft und ein Phasenfehlersignal ist. Dieses Fehlersignal wird als Vergleichseingang einem Komparator 19 zugeführt, dessen Ausgang als Steuersignal für einen Schalter 21 dient. Dieser Schalter 21 ist außen am MMV 17 angebracht und parallel zu einem Widerstand R. eines Zeitkonstantenkreises geschaltet, der aus Widerständen FL und Rp und einem Kondensator C besteht und eine Impulsbreite des Ausgangsimpulses (G) des MMV 17 bestimmt.

Bezugnehmend auf die Signalverläufe nach den Fig. 6 und 7 soll nun der Betrieb des Phasenkomparators nach der vorliegenden Erfindung erläutert werden. In den Fig. 6 und 7 entsprechen (A) bis (G) den Verlaufen der Signale (A) bis (G) in den betreffenden Teilen des Schaltkreises nach Fig. 5, der zuvor erläutert worden ist.

Fig. 6 zeigt Signalverläufe, die Zeitgabeinformationen zeigen, wenn die Umdrehungsgeschwindigkeit des Bildplattenspielers hoch im Vergleich zu der Synchrondrehzahl ist, d.h. einer Situation entspricht, wo die Frequenz des zu regenerierenden Videosignals höher als die Bezugsfrequenz ist. Da in diesem Falle der Erscheinungszyklus der Abtastimpulse kürzer ist

als der des Sägezahnsignals, bewegt sich der Abtastpunkt bei der Abtastung allmählich längs der Flanke nach unten, wie in Fig. 6 gezeigt. Der Pegel des Phasenfehlersignals bewegt sich daher von Null gegen die negative Seite. Da der Ausgang des !Comparators zu diesem Zeitpunkt niedrigen Pegel hat, befindet sich der Schalter 21 in geöffnetem Zustand. Der Abtastimpuls wird während des Auftretens des Ausgangsimpulses des MMV2 erzeugt, wenn der Abtastpunkt den untersten Teil der Schräge erreicht. Die zwei Eingänge der UND-Schaltung 15 gehen daher auf hohen Pegel. Daher erscheint am Ausgang der UND-Schaltung 15 ein Signal (F) und dessen Anstiegsflanke triggert den MMV 17-Die Impulsbreite T des Q-Ausgangs und des Q-Ausgangs

(G) des MMV 17 wird bestimmt durch (R^ +R₂) χ C χ Κ und ist ein bißchen kürzer eingestellt als die Zeit To für eine Horizontalabtastzeile (63,556 us im Falle des NTSC-Systems oder 6^,0 yus im Falle des Pal-Systems).

Da das Bezugssignal vom Bezugsoszillator 1 zum Zähler 13 durch das Auftreten des Q-Ausgangs (G) des MMV 17 an der UND-Schaltung 12 gestoppt wird, wird auch der Zählbetrieb des teilenden Zählers 13 während dieser Zeit unterbrochen. Dies ist nicht der Zählerrücksetzzustand, sondern der Haltezustand. Dies bewirkt, daß der Zählerausgang um eine Zeitperiode verzögert wird, die der Impulsbreite T des Q-Ausgangs (G) des MMV 17 äquivalent ist. Zur selben Zeit wird der Q-Ausgang des MMV 17 über die ODER-Schaltung 1M dem Schalter 4 zugeführt. Als Folge davon wird der Abtastimpuls wieder innerhalb der Schräge gehalten, da das Sägezahnsignal (D) um die obige Impulsbreite T phasenverschoben wird. Die UND-Schaltung 16 ist'-dazu vorgesehen zu verhindern, daß der Abtast- und

BAD

Haltebetrieb von einem Abtastimpuls ausgeführt wird (dargestellt durch eine gestrichelte Linie in Fig. 6E) der außerhalb der Schräge liegt.

Obgleich der Schrägen-Abschnitt des Sägezahnsignals durch Zuführen des Q-Ausgangs des MMV 17 zum Schalter U während der Verschiebeperiode des Sägezahnsignals rückgesetzt wird, ist dieser Aspekt der Erfindung nicht unverzichtbar, und eine Rück-Setzung des schrägen Abschnitts des Sägezahnsignals kann auch unterbleiben. In diesem Falle findet eine Hoch-Pegel-Abtastung während der obigen Verschiebeperiode statt, dies bereitet jedoch keine praktischen Probleme, weil der Phasenfehlersignalpegel gemittelt wird.

Im Gegensatz dazu zeigt Fig. 7 ein Zeitdiagramm einer Situation, bei der die Drehgeschwindigkeit der Bildplatte niedrig im Vergleich zur Synchrondrehzahl ist, d.h. die Frequenz des zu regenerierenden Videosignals ist niedriger als die Bezugsfrequenz. Ohgleich der Abtastpunkt sich in diesem Falle allmählich längs der Schräge des Sägezahnsignals nach oben bewegt, befindet sich der Ausgang des Komparators 19 auf hohem Pegel und veranlaßt den Schalter 21 in den geschlossenen Zustand versetzt zu werden, da die Polarität des Phasenfehlersignals zu diesem Zeitpunkt positiv ist. Der Widerstand R₁ wird daher kurzgeschlossen, so daß nun die Impulsbreite T' des Ausgangsimpulses des MMV 17 durch die Größe Rp χ C χ K repräsentiert wird. Der Umfang der Verschiebung des Sägezahnsignals (D) wird daher auf einen kleineren Wert als im zuvor beschriebenen Fall eingestellt. Die Betriebsweise des Schältkreises ist insgesamt jedoch die gleiche wie unter Bezugnahme

auf die vorangehende Situation erläutert worden ist.

Die vorliegende Erfindung arbeitet in der Weise, daß mit Hilfe der UND-Schaltung 15 ermittelt wird, daß der Abtastimpuls nicht innerhalb des Schrägen-Bereiches des Sägezahnsignals liegt und die Zuführung des Bezugssignals zum teilenden Zähler 13 für eine feste Zeitperiode durch Triggern des Multivibrators 17 durch Verwendung des obigen Detektorausgangs unterbricht.

Wie Fig. 8 zeigt, wird der Phasenkomparator in die Lage versetzt, als ein Geschwindigkeitsdetektor im nicht synchronisierten Zustand zu arbeiten, weil das Phasenfehlersignal auf einem negativen Wert gehalten wird, wenn die Drehzahl der Bildplatte im Vergleich zum Synchronsignal hoch ist. Umgekehrt wird das Phasenfehlersignal auf einem positiven Wert gehalten, wenn die Drehzahl der Bildplatte niedrig im Vergleich zum Bezugssynchronsignal ist. Positive und negative Fehlersignale erhält man, wenn der Synchronzustand erreicht ist.

Außerdem ist es möglich,den Abtastimpuls stets im Schrägen-Bereich des Sägezahnsignals zu erhalten, indem man den Umfang der Verschiebung des Sägezahnsignals in Abhängigkeit davon verändert, ob die Drehgeschwindigkeit der Bildplatte relativ hoch oder relativ niedrig ist.

In der obigen Ausführungsform ist eine Einrichtung vorgesehen, die ermittelt, ob die Phase des Abtastimpulses sich innerhalb der Schrägen-Breite des Sägezahnsignals befindet. Der Schaltkreis ist so aufgebaut, 35

daß die UND-Schaltung 15 so verwendet wird, daß die Koinzidenz des Auftretens des Abtastimpulses und des Ausgangs des MMV 2 ermittelt wird. Der Schaltkreisaufbau ist jedoch nicht auf die obige Ausführungsform 5

beschränkt. Ein anderer möglicher Schaltkreisaufbau, bei dem die Amplitude eines abzugebenden Phasenfehlersignals einem Vergleich unterzogen wird, verwendet einen Fensterkomparator. Der·Ausgang zu dem Zeitpunkt, zu welchem die Amplitude einen festen Bereich überschreitet, wird als Detektorausgang verwendet.

Auch ist der Schaltkreisaufbau, der oben an erster Stelle erläutert worden ist, so eingerichtet, daß er den Abtastimpuls mittels der UND-Schaltung 16 während der Zeit unterbricht, in der das Sägezahnsignal verschoben ist, dieses Merkmal ist jedoch nicht unverzichtbar. Der Grund hierfür liegt darin, daß selbst wenn dieser Impuls nicht blockiert wird, daraus kein Problem erwächts, weil der niedrige Pegel des Schrägen-

Bereiches von diesem Impuls in der Situation, die in Verbindung mit Fig. 6 erläutert worden ist, erneut abgetastet wird. Im Gegensatz hierzu wird bei der Situation nach Fig. 7 der untere Pegel des Schrägen-Bereiches von diesem Impuls abgetastet und gehalten und es wird der hohe Pegel in der Abtastung vor und nach diesem Impuls abgetastet und gehalten. Der niedrige Pegel erscheint daher nur einmal aufgrund des Verschiebebetriebes, während der Pegel in Folge abgetastet wird. Zur Frequenzermittlung wird jedoch

eine Entscheidung über die Polarität des gesamten

Abtastwertes getroffen, d.h. durch die Niedeffreqüenzkomponente des Abtastwertes. Diese Frequenzermittlung wird jedoch nicht beeinflußt, selbst wenn der Abtastimpuls zum Zeitpunkt der Verschiebung nicht · blockiert wird.

Eine weitere Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 9 bis 11 -(B) erläutert. Die Komponenten in Fig. 9, die jenen nach Fig. 1 entsprechen,

sind wieder mit den gleichen Bezugszeichen versehen. 5

In Fig. 9 wird der Abtastimpuls (D) als ein Steuersignal dem Schalter 7 über eine UND-Schaltung -11.4 mit zwei Eingängen zur Verfügung, gestellt. Der Ausgang (B)des MMV 2 dient als zweiter Eingang der UND-Schaltung 14 und wird dieser über einen Inverter 113 zugeführt. Der Abtastimpuls (D) und der Ausgang (B) des MMV 2 werden als zwei Eingangssignale einer UND-Schaltung 112 zugeführt. EinFlip-Flop FF 115 wird durch das Ausgangssignal (E) der UND-Schaltung 112 gesetzt und rückgesetzt. Ein Schalter 116 wird durch das Ausgangssignal F des FF 115 gesteuert. Das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 1 gelangt zum einen direkt und zum anderen über einen Inverter 117 zu dem Schalter 116. Eines dieser Signale wird vom

Umschalter 116 als Triggersignal (A) dem MMV 2 züge-' führt. Die anderen Komponenten in Fig. 9 sind identisch jenen in Fig. 1, so daß auf eine detaillierte Beschreibung derselben hier verzichtet werden kann.

Fig. TO zeigt Signalverläufe zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 9. In Fig. 10 entsprechen (A) bis (F) den Signalen (A) bis (F) im Schaltkreis nach Fig. 9- Wenn die Frequenz des zu regenerierenden Signals gegenüber der Frequenz

des Bezugssignals abnimmt, dann bewegt sich der Abtastpunkt längs der Schräge des Sägezahnsignals nach unten. Schließlich wird ein Abtastimpuls in der Entladeperiode des Kondensators 3 erzeugt. Diese

Situation'Wird von der UND-Schaltung 112 ermittelt 35

und der Ausgang des FF 115 wird invertiert, so daß die Polarität des Bezugssignals, das als Triggersignal für den MMV 2 dient, invertiert wird. Dementsprechend wird die Phase des Sägezahnsignals um das Ausmaß einer Halbperiode verschoben und der Abtastimpuls wird etwa in der Mitte der Schräge des Sägezahnsignals gehalten- Dementsprechend bewegt sich der Abtastpunkt längs der Schräge wieder nach oben und ein solcher Betriebsablauf wird wiederholt.

Wie Fig. 11 (A) zeigt, wird der Abtastpunkt auf einem positiven Wert gehalten, wenn die Frequenz des zu regenerierenden Signals niedriger als die des Bezugssignals ist. Ist hingegen die Frequenz des zu regenerierenden Signals höher als die des Bezugssignals, dann bewegt sich der Abtastpunkt längs der Schräge nach unten. Wenn der Abtastpunkt während der Entladeperiode des Kondensators das untere Ende der Schräge erreicht, dann wird dieser Zustand von dem aus dem Inverter 113 und der UND-Schaltung 114 bestehenden Kreis festgestellt, so daß der Abtastimpuls blockiert und keine Abtastung ausgeführt wird. Dementsprechend wird das Sägezahnsignal um das Ausmaß einer Halbperiode verschoben und die Abtastpunkte werden insgesamt auf einem negativen Wert gehalten, wie in Fig. 11 (B) gezeigt ist.

Gemäß dieser beschriebenen Ausführungsform wird ein Fehlersignal unidirektionaler Polarität· erzeugt, wenn eine Frequenzdifferenz auftritt, so daß es ebenfalls möglich ist, die Frequenz zu ermitteln.

Wie oben beschrieben, schafft die vorliegende Erfindung einen Phasenkomparator mit dem Vorteil, daß eine genaue Drehzahlregelung mit einem einfachen 35

Schaltkreisaufbau erzielbar ist, weil dieser Phasenkomparator zusätzlich zum Phasenvergleich auch eine Frequenzermittlung durchführt, wobei nur eine einzige Detektoreinrichtung verwendet wird. Ein weiterer Vorteil dieser Erfindung besteht darin, daß Probleme vermieden: werden, die durch eine Phasenverschiebung zum Zeitpunkt der Servoverriegelung erzeugt werden könnten, wenn zwei Detektorkreissysteme verwendet werden, wie die bekannte Einrichtung nach Fig. M ¹^ zeigt, die Unterschiede in ihren gegenseitigen Stabilitätspunkten (gewünschten Werten) aufweisen.

Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die Anwendung auf Bildplattenspieler beschränkt ist, vielmehr kann die Erfindung auch bei Zeitachsensteuerungssystemen verschiedener Informationswiedergabegeräten angewendet werden.

Claims

Patentansprüche

1. Phasenkomparator, gek e η nz e i c h ne.t durch 20 eine Einrichtung (3, 4, 5) zum Abtasten und Halten des Pegels eines Sägezahnsignals fester Periode durch Verwendung eines Abtastimpulssignals in Synchronisation mit einem festen Signal, mit welchem der Phasenvergleich ausgeführt wird, eine Einrichtung zum Verwenden des gehal-

25 tenen Signals als Phasenfehlersignal, und eine Einrichtung (16) zum Ermitteln des Zustandes, in welchem die Phase des Abtastsignalimpulses nicht innerhalb einer Schrägen-Breite des Sägezahnsignals liegt, und eine Einrichtung (21) zum Verschieben des Sägezahnsignals.

2. Phasenkomparator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung (21) zum Verschieben des Sägezahnsignals dieses Signal um das Ausmaß einer Halbperiode des Sägezahnsignals verschiebt.

3. Phasenkomparator mit einer Einrichtung (3, 4, 5) zur Erzeugung eines Sägezahnsignals, einer Einrichtung (7, 8)

zum Abtasten und Halten des Pegels des Sägezahnsignals durch Verwendung eines Abtastsignalimpulses (E) in Synchronisation mit einem festen Signal, gegenüber welchem der Phasenvergleich ausgeführt wird und Einrichtungen zum Verwenden des so gehaltenen Signals als Phasenfehlersignal, wobei die Einrichtung (3, 4, 5) zum Erzeugen des Sägezahnsignals weiterhin enthält:

einen Bezugsoszillator (1) zur Erzeugung eines Bezugssignals mit einer festen Frequenz, eine Einrichtung (13) zum Teilen der Bezugsfrequenz, eine Einrichtung (16) zum Ermitteln des Zustandes, daß die Phase des Abtastsignalimpulses nicht innerhalb einer festen Schrägen-Breite des Sägezahnsignals liegt, eine Einrichtung (19, 21) zum Erzeugen eines Verschiebeimpulses, wenn der genannte Zustand vorliegt, welcher im Verschiebeimpuls eine feste Impulsbreite hat, und eine Torschaltung (12), um die Zuführung des Bezugssignals zum Teiler (13) für eine Zeitdauer zu unterbrechen, die der Zeit der Erzeugung des Verschiebeimpulses entspricht, die das Sägezahnsignal in Übereinstimmung mit dem Ausgangsimpuls des Teilers (13) erzeugt.

4. Phasenkomparator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung (3, ^, 5) zum Erzeugen des Sägezahnsignals in Übereinstimmung mit dem Ausgangsimpuls des Teilers (13) oder mit dem Verschiebeimpuls arbeitet.

5. Phasenkomparator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch

gekennzeichnet , daß die Zeitperiode in Abhängigkeit davon differiert, ob die Frequenz des festen Signals im Vergleich zur Bezugsfrequenz hoch oder niedrig ist.