DE3431705A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb einer gasentladungslampe - Google Patents

Description

Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Gasentladungslampen, insbesondere für Absorptionsmonitore oder Absorptionsdetektoren.

Gasentladungslampen sind sehr schwer wirtschaftlich zu betreiben, weil ihre Start- oder Zündspannungen wesentlich höher liegen als ihre Betriebsspannungen. So beträgt eine typische Zündspannung 2000 V und eine typische Betriebsspannung 180 V.

In einer bekannten Lampensteuerschaltung werden an die Lampe Hochspannungsimpulse gelegt, die die Zündung bewirken, und danach wird eine niedrigere Wechselspannung zugeführt, die die Lampe im beleuchteten Zustand hält. Nach dem Anwärmen der Lampe werden Schwingungen infolge unterschiedlicher lonisierungsbahnen innerhalb der Lampe durch schmale Austastimpulse verringert.

In bekannten Absorptionsmonitoren dieser Art werden unterschiedliche Schaltungen oder Änderungen in Schaltparametern vorgesehen, um hohe Zündspannungsimpulse und die niedrigere Betriebsspannung anzulegen, und die Frequenz wird eingestellt, und es erfolgt eine Steuerung bei dieser Frequenz oder es wird eine konstante Rate aufrechterhalten.

Diese bekannten Absorptionsmonitoren haben verschiedene Nachteile. So erfordern sie häufig teure Transformato-

ren. Es tritt ein erhebliches Rauschen (baseline noise) auf. Die Austastimpulse verhindern gelegentlich das Zünden während der Anlaufphase und während des Anwärmens. Sie haben einen schlechten Wirkungsgrad und sind schwer 5 oder sperrig. Schließlich ist die Lebensdauer der Lampe verhältnismäßig gering.

In einer anderen bekannten Schaltung wird ein "Zeilentransformator" benutzt/ um Hochspannungsimpulse zu erzeugen. Dies hat die Nachteile eines schlechten Formfaktors des Stroms in der Lampe, einer vergrößerte Neigung der Gasentladungslampe zur Gleichrichtung und damit einer verringerten Lebensdauer infolge schädlicher Elektrodeneffekte, sowie verhältnismäßig großer Abmessungen und hohen Gewichts des Transformators, wegen der schlechten Ausnutzung der magnetischen Energiespeichereigenschaften seines Kerns.

In einer weiteren bekannten Schaltungsanordnung wird ein Transformator verwendet, dessen Kern sich am Ende jeder Welle oder jeder Halbwelle sowohl im Normalbetrieb der Lampe als auch in der Anlauf phase sättigt. Diese Sättigung im Normalbetrieb bedeutet Leistungsverluste und daher einen schlechten Wirkungsgrad.
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Es ist Aufgabe der Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Zünden und Steuern von Gasentladungslampen, insbesondere Cadmium- und Zinklampen in einem Absorptionsmonitor zu schaffen, die einen Transformator mit Streuinduktivität und eine Zeitgeberschaltung verwendet, um für die Anlaufphase Hochspannungsimpulse zu erzeugen und im Betrieb eine Frequenzsteuerung zu bewirken.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält einen Lampentransformator mit einer Primärwicklung sowie

einer Sekundärwicklung, in deren Kreis die Gasentladungslampe geschaltet ist. Eine Impulsschaltung legt Impulse an die Primärwicklung. Eine Lampenstromabtastschaltung steuert eine Anlaufanordnung, wenn ein niedriger Lampenstrom festgestellt wird. In dieser Anordnung legt die Impulsschaltung lange Impulse an die Primärwicklung und unterbricht den Stromfluß zu dieser, nachdem ein Impuls angelegt wurde, wodurch ein Hochspannungsimpuls an die Lampe gelegt wird, um diese zu zünden. Die Lampe hat eine anfängliche Zündspannung, die mindestens das Dreifache der Betriebsspannung beträgt.

Eine Frequenzmodulatorschaltung erhöht die Frequenz der Impulse bis zu einem vorbestimmten Betriebswert, wenn der Strom ansteigt. Die Frequenzmodulatorschaltung wird von der Lampenstromabtastschaltung gesteuert, die die Spannung der Impulse erhöht, wenn der Strom während der Anlaufphase ansteigt, und die den Strom nach Erreichen des vorbestimmten Wertes begrenzt.

Vorzugsweise ist in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eine StartZeitgeberschaltung vorgesehen, die die Zeitspanne bestimmt, bis zu der der Strom einen zweiten vorgegebenen Wert erreicht, der gleich oder niedriger als der erste vorgegebene Wert sein kann. Eine Abschaltstufe beendet die Zufuhr von Impulsen, wenn die Zeit überschritten ist, es sei denn, daß der Strom den zweiten vorbestimmten Wert erreicht hat. Eine Synchronisier- und Austastschaltung tastet Impulse für die Primärwicklung des Transformators für eine Zeit aus, die zumindest gleich der Zeit ist, die sonst für das aufeinanderfolgende Auftreten zweier der Impulse erforderlich war, und für das Doppelte der normalen Betriebsimpulszeit. Der Aufwärmzeitgeber verhindert das

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Austasten für eine Zeitspanne von mindestens 2 Sekunden beginnend mit dem Anlegen von Impulsen an den Transformator .

Die Primärwicklung weist einen Mittelabgriff und erste und zweite Endabgriffe auf, so daß Strom in jeder der beiden Richtungen durch die Primärwicklung fließen kann. Die Schaltausgangsschaltung enthält Transistoren, die den Stromfluß in einer Richtung bewirken, während sie den Stromfluß in der anderen Richtung unterbrechen, den Stromfluß vom Transformator in der einen Richtung stoppen und einen Stromfluß von der Wechselspannungsquelle in entgegengesetzter Richtung bewirken, so daß die Energie der Felder abwechselnd zuerst in einer Richtung und dann in der anderen Richtung in den Sekundärkreis entladen wird/ wodurch Hochspannungsspitzen oder -impulse vom induktiven Feld auf die Sekundärwicklung des Transformators übertragen werden. Die Startsteuerschaltung für das Bewirken des Stromflusses enthält eine Startzeitgeberschaltung, die die Schaltzeit bestimmt und die Induktivität der Primärwicklung Spannungsspitzen bilden läßt, die vor dem Leiten der Lampe eine Amplitude von mindestens 1000 V haben.

Die Schaltungsanordnung kann ferner eine Veranderungsimpedanzschaltung enthalten, die das Auftreten von Hochspannungsspitzen oberhalb der Spitzenspannung der Lampe verhindert, nachdem die Lampe in Abhängigkeit vom Betriebsstrom in ihr gezündet ist. Eine Frequenz- und Stromsteuerschaltung kann den Strom auf einem ersten vorbestimmten Wert steuern, und sie enthält eine Triggerschaltung zur Ermittlung des Stroms und zum Unterbrechen des Stromflusses von der Wechselspannungsquelle immer dann, wenn die Größe des Stroms bis zum Triggerwert der Triggerschaltung ansteigt, wodurch die Lampe

immer unter dem Einfluß hoher Spannungsspitzen vom Transformator mit niedriger Frequenz anläuft. Wenn die Lampe startet, steigt die Frequenz zwangsläufig soweit an, daß die Reihenimpedanz aus der Streuinduktivität des Transformators eine selbsttätige Regulierung des Stroms auf den ersten vorbestimmten Wert bewirkt.

Die Schaltausgangsschaltung enthält erste und zweite Leistungsschalter mit jeweils einem ersten und einem zweiten Steuerelement, die mit unterschiedlichen Enden der Transformatorwicklung verbunden sind. Ein Flip-Flop ist mit den ersten und zweiten Steuerelementen zum abwechselnden Treiben des ersten und des zweiten Leistungsschalters in den leitfähigen Zustand verbunden, wobei dann der andere Leistungsschalter in den nichtleitenden Zustand getrieben wird.

Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Betrieb eines eine Gasentladungslampe enthaltenden Absorptionsmonitors, bei dem einem Lampentransformator impulse vorgegebener Amplitude zugeführt werden und das sich dadurch auszeichnet, daß zwischen den Impulsen eine Totzone mit Nullstrom vorgesehen wird, daß während der Startphase der Gasentladungslampe während der Totzone Strom vom Transformator in die Gasentladungslampe entladen wird und daß die· Frequenz der dem Transformator zugeführten Impulse bei Anstieg des Stroms durch die Gasentladungslampe vergrößert wird, bis der Strom eine vorbestimmte Frequenz erreicht hat.

Die Zeit des Anlaufens der Startphase kann gemessen werden, und die Startsteuerschaltung kann eine vorbestimmte Zeitspanne nach dem Start abgeschaltet werden, falls der Strom durch die Lampe nicht eine vorbestimmte Amplitude erreicht hat. Die Frequenz der Impulse am

Kondensator wird erhöht, bis der Strom eine vorbestimmte Frequenz erreicht. Kurze Austastimpulse für die Lampe, durch die das Grundrauschen (baseline noise) vermieden wird, werden für eine Zeitspanne von 2 Sekunden ■ nach dem Start unterdrückt.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Ausführungsbeispiele zeigenden Figuren näher erläutert.

Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Figur 2 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung, die einen Teil des Ausführungsbeispiels gemäß Figur 1 bildet.

Figur 3 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines anderen Teils des Ausführungsbeispiels gemäß Figur 1.

Figur 4 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines anderen Teils des Ausführungsbeispiels gemäß Figur 1.

Figur 5 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung

eines weiteren Teils des Ausführungsbeispiels gemäß Figur 1.

Figur 6 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines weiteren Teils des Ausführungsbeispiels

gemäß Figur 1.

Figur 7 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines anderen Ausführungsbeispiels aus Figur 1.

Figur 8 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines weiteren Teils des Ausführungsbeispiels aus Figur 1.

Figur 9 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines Teils des Ausführungsbeispiels aus Figur 8.

Figur 10 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines anderen Teils des Ausführungsbeispiels

aus Figur 1.

Figur 11 zeigt eine Logikschaltung eines Teils der

Schaltungsanordnung aus Figur 10. 15

Figur 12 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung eines weiteren Teils des Ausführungsbeispiels aus Figur 1.

Figur 13 zeigt schematisch eine Schaltungsanordnung

eines Ausführungsbeispiels der Erfindung mit der Schaltung aus Figur 12.

Figur 14 zeigt eine schematische Schaltungsanordnung eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfin

dung .

Figur 1 zeigt schematisch einen Absorptionsmonitor 10 mit einem optischen Doppelstrahl-System 12, einer Lichtquellensteuerschaltung 14 und einem Anzeige- und Aufzeichnungssystem 16. Das Anzeige- und Aufzeichnungssystem 16 des Absorptionsmonitors 10 ist nur insoweit Teil der Erfindung, als es mit der Lichtquelle 12 und der Lichtquellensteuerschaltung 14 zusammenarbeitet, die zur Steuerung mit der Lichtquelle 12 verbunden ist.

Die Doppelstrahl-Lichtquelle 12 enthält eine Lampe 18, erste und zweite Strömungszellen 20 und 21 sowie erste und zweite Fotozellen 24 und 26, die derart angeordnet sind, daß das von der Lampe 18. emittierte Licht durch die Strömungs zellen 20 und 22 auf die Fotozellen 24 und 2 6 fokussiert wird.

Die Strömungs ζ eil en 20 und 22 sind von üblicher Bauart. Durch eine der Strömungszellen fließt normalerweise eine Bezugslösung und durch die andere Strömungszelle eine Lösung mit den zu identifizierenden Substanzen. Das Licht von der Lampe 18, das durch die Strömungszellen 20 und 22 hindurchtritt, wird in den Fotozellen 24 und 26 in elektrische Signale umgewandelt, die dem Anzeige- und Aufzeichnungssystem 16 zugeführt werden, um die Lichtabsorption der Lösung zu bestimmen und somit eine Information, üblicherweise in Form von chromatographischen Peaks, die eine Anzeige für die Art der Substanzen in dem Fluid sind, zu liefern. Eine derartige Doppelstrahl-Lichtquelle 12 ist beispielsweise in der US-PS 3 783 276 beschrieben. Die Lampe 18 kann eine Zink-Lampe, eine Cadmium-Lampe oder eine Quecksilber-Lampe sein. Alle diese Lampen sind Gasentladungslampen, die zur Verwendung in Überwachungseinrichtungen gewisse Frequenzen aus bestimmten Spektren abstrahlen.

Die Lichtquellensteuerschaltung wird mit Zink- oder Cadmium-Gasentladungslampen verbunden und enthält eine Startsteuerschaltung 40, eine Stromregelschaltung 42 und eine Frequenz- und Treibersteuerschaltung 44. Die Frequenz- und Treibersteuerschaltung 44 liefert die Impulse für das Starten und den Betrieb der Lampe 18. Die Startsteuerschaltung 40 ist mit der Frequenz- und Treibersteuerschaltung 44 verbunden, um die Hochspannungs-Startimpulse zu steuern, die während des Startvorganges

zugeführt werden. Die Stromregelschaltung 42 ist mit der Frequenz- und Treibersteuerschaltung 44 verbunden, um die Betriebsbedingungen zu steuern.

Die Frequenz- und Treibersteuerschaltung 44 enthält eine Frequenzmodulatorschaltung 50, eine frequenzsteuerbare, getaktete Impulsgeber- und Schalttreiberschaltung 52, die im folgenden als getaktete Impulsgeberschaltung bezeichnet wird, eine Synchronisier- und Austaktschaltung 53, eine Schaltausgangsschaltung 54 und einen Lampentransformator 56. Die getaktete Impulsgeberschaltung 52 erzeugt Impulse einer Frequenz, die während des Anlaufzustandes durch eine vorgegebene Schaltungsanordnung und während des normalen Betriebes von der mit ihr verbundenen Frequenzmodulatorschaltung 50 gesteuert wird.

In einem Ausführungsbeispiel liefert die Synchronisier- und Austastschaltung 53 Anlauf-Zeitgeber- und Synchronisiersignale für die getaktete Impulsgeberschaltung 52, wie dies später beschrieben werden wird. Der Übergang der Frequenz wird von der Startsteuerschaltung 40 gesteuert, und die Schaltausgangsschaltung 54 empfängt Impulse von der getakteten Impulsgeberschaltung 52 und speist den Lampentransformator 56, der seinerseits der Lampe 18 Leistung zuführt.

Die Startsteuerschaltung 40 enthält eine Lampenstromabtastschaltung 60, eine Durchlaufschaltung 62 und eine Startzeitgeberschaltung 64. Die Startzeitgeberschaltung 64, die Durchlaufschaltung 62 und die Frequenzmodulatorschaltung 50 sind mit der getakteten Impulsgeberschaltung 52 verbunden', um letztere für eine festgelegte Zeitspanne während des Anlaufes zu steuern.

Während des AnlaufVorganges bewirkt die Frequenzmodulatorschaltung 50 den Betrieb der getakteten Impulsgeberschaltung 52 auf einer niedrigen Frequenz, beispielsweise ,90 Hz. Diese langen Impulse verursachen einen Strom in der Primärwicklung des Transformators, der durch die Magnetisierung des Transformators auf einen hohen Wert, vorzugsweise bis zu einer teilweisen Sättigung des Kerns begrenzt wird.

Am Ende jedes Impulses bewirkt eine erzwungene Stromunterbrechung die Erzeugung von Hochspannungsimpulsen für die Lampe 18 aus der im Kern des Lampentransformators 56 gespeicherten magnetischen Energie, während die Startzeitgeberschaltung 64 für etwa 4 Sekunden wartet, worauf sie den Stromkreis unterbricht, um eine Beschädigung des Transformators zu verhindern, falls die Lampenstromabtastschaltung 60 keinen Strom festgestellt hat, der einem übergang in einen Betriebszustand entspricht und über die Leitung 180 der Durchlauf schaltung 62 ein entsprechendes Signal zugeführt hat. Dieser gegebenenfalls festgestellte Strom kann gleich oder kleiner als der Strom im normalen Betriebszustand sein.

Falls die Lampe während der ersten 4 Sekunden durch die Spitzenimpulse gezündet wird, bewirkt die Lampenstromabtastschaltung 60, daß die Frequenzmodulatorschaltung 50 die Frequenz der von der getakteten Impulsgeberschaltung 52 für den Betrieb der Lampe erzeugten Impulse erhöht.

Bei dieser höheren Frequenz wird der Kern des Transformators nicht gesättigt und dadurch Energie verschwendet, wird der Transformator beeinträchtigt seinen Betrieb als Generator einer Sekundärspannung proportional zum Wicklungsverhältnis und der Primärspannung oder als

Generator eines Sekundärstroms ungekehrt proportional zum Wicklungsverhältnis und zum Primärstrom nicht. Selbstverständlich hängt diese Beziehung von Spannung zu Strom von den Wirkungen des Lampenspannungsabfalles, des Transformatorwiderstandes und der Streuinduktivität ab. Die Streuinduktivität ist wesentlich kleiner als die Magnetisierungsinduktivität. Man kann sagen, daß während des normalen Betriebes bei ausreichend hoher Frequenz ein kleiner Strom durch die Magnetisierungsin-"10 duktivität fließt.

Die zur Zündung der Lampe 18 von der Spannungsquelle im Kern des Lampentransformators 56 gespeicherte Energie muß ausreichen, um in der Sekundärwicklung des Transfor-

^g mators für eine übliche Zink- oder Cadmiumlampe einen Spannungsstoß von mindestens 1000 V, vorzugsweise 3000 V während des Anlauf- oder Zündvorganges zu erzeugen, und der Strom muß ausreichen, um den Zündvorgang der Lampe aufrechtzuerhalten. Die Ausgangsschaltungen der getakteten Impulsgeberschaltung 52, der Schaltausgangsschaltung 54, des Lampentransformators 56 und der Stromregelschaltung 42 werden so gewählt, daß sich im Zusammenwirken dieser Schaltungen ein Spannungsimpuls von mindestens 1000 V ergibt.

Die hohen Spannungsimpulse ergeben sich aus der Stromänderungsrate vom von der Stromregelschaltung 42 an die Primärwicklung des Lampentransformators 56 gelieferten Anfangsstroms bezogen auf die Zeit, die von den Abfallzeiten der Schalttransistoren in der Schaltausgangsschaltung 54 gesteuert werden, begrenzt durch die Streukapazitäten und den TransfÖrmatorkernverlust in A/Sekunde, multipliziert mit zwei anderen Werten, nämlich der Magnetisierungsimpedanz des Transformators in H und dem Verhältnis der Windungszahl der Sekundärwicklung des

Transformators in Reihe mit der Lampe zu der Windungszahl der Primärwicklung des Transformators, durch die der Strom fließt.

Figur 2 zeigt schematisch die Schaltausgangsschaltung 54, die einen ersten und einen zweiten Ausgangstransistor 61, 63 und eine erste und eine zweite RC-Sperrschaltung 64A und 64B aufweist. Jede der Schaltungen 64A und 64B enthält einen der Kondensatoren 66A, 66B und einen der Widerstände 68A, 68B, die jeweils dem zugehörigen Kondensator parallel geschaltet sind, wobei ein Anschluß jedes Kondensators mit der Basis eines zugehörigen npn-Transistors 61, 63 und der andere Anschluß mit einer der zugehörigen Eingangsklemmen 70, 72 verbunden ist.

Zum Empfang der Treiberimpulse zur Erzeugung der Ausgangsimpulse für die Übertragung zum Transformator 66 (Figur 1) sind die Eingangsklemmen 70 und 72 sowie der gemeinsame, geerdete Leiter 7 4 mit der getakteten Impulsgeber schaltung 52 (Figur 1) verbunden. Der Anschluß 74 ist über eine Leitung 78 wechselspannungsmäßig geerdet sowie mit den Emittern der Transistoren 61 und 63 und der Anode einer Zener-Diode 80 verbunden.

Zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen für den Lampentransformator 56 (Figur 1) sind die erste und die zweite Ausgangsklemme 82 und 84 jeweils über den Durchlaßwiderstand einer der rückwärtssperrenden Dioden 86 und 88 mit den Kollektoren jeweils eines der Transistoren 61 und 63 sowie über jeweils eine der Dioden 92 und 94 mit der Kathode einer Zener-Diode 90 verbunden, wobei die Kathode der Zener-Diode 80 mit der Anode der Zener-Diode 90 verbunden ist, um eine Überspannungsklemmschaltung zu bilden.

Die rückwärtssperrenden Dioden werden üblicherweise nicht in Schaltungen verwendet, die auf den ersten Blick ähnlich erscheinen und im allgemeinen als "Umkehrschaltungen (inverter circuits)" bezeichnet werden. Diese Dioden stellen nadelförmige Spannungsimpulse sicher, die in üblichen Umkehrschaltungen unerwünscht sind. Die Überspannungsklemmschaltung begrenzt die Spannungsimpulse in der Primärwicklung des Lampentransformators 56 (Figur 1) auf 200 V, falls die Lampe 18 nicht zündet, wodurch eine schnelle Beschädigung des Transformators infolge der durch das Transformationsverhältnis von 16 : 1 in der Sekundärwicklung auftretenden Spannungen von mehr als 3200 V.

Im Anlauf- oder Einschaltzustand erhalten die Transistoren 60 und 62 Impulse von der getakteten Impulsgeberschaltung 52, wobei wegen der in den zugehörigen Kondensatoren 66A und 66B gespeicherten Ladung die Basis des einen Transistors einen positiven Impuls erhält, während der Basis des anderen Transistors ein negativer Impuls zugeführt wird. Der negative Basisimpuls von dem einen Kondensator 66A, 66B bewirkt ein schnelles Schalten des zugehörigen Transistors 61, 63. Dies ist wichtig, um hohe Spannungsimpulse zu liefern, da die Amplitude der Spannungsimpulse von der Änderungsrate des Stroms abhängt. Dieser Vorgang wird gefolgt von einer Umkehr der Treiberimpulse von der getakteten Impulsgeberschaltung 52, so daß die Transistoren abwechselnd in den gesperrten und in den leitenden Zustand gebracht werden, weil ihre Emitter geerdet sind.

Die von der getakteten Impulsgeberschaltung 52 der Schaltausgangsschaltung 54 an einem der Eingänge 70, 72 zugeführten negativen Impulse überlappen sich, da die den Eingängen 70 und 72 von der getakteten Impulsgeber-

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schaltung 52 zugeführten negativen Impulse eine 5 Mikrosekunden größere Impulslänge haben, als die positiven Impulse, so daß sich eine Zeitspanne von 5 Mikrosekunden ergibt, während der die Basen beider Transistoren 61 und 63 negativ sind. Hierdurch wird sichergestellt, daß nicht beide Transistoren während des Überganges von einem Zustand in den anderen gleichzeitig leitend sind, obwohl ihre Ausschaltzeiten üblicherweise langer sind als ihre Einschaltzeiten.

Während der Anlaufphase eines Zyklus, wenn einer der Transistoren 61, 63 leitend ist, fließt Strom von einem der Anschlüsse 82, 84, die mit Transformator 56 (Figur 1) verbunden sind, durch den leitenden Transistor nach Erde. Während dieser Zeit wird im Kern des Transformators in Form des Magnetfeldes Energie gespeichert, so daß ein positiver Hochspannungsimpuls erzeugt wird, wenn die Ruhezeit eintritt, die den Stromfluß durch diesen Transistor beendet« Der Kollektor des Transistors wird von den Zener-Dioden 80 und 90 auf eine maximale Spannung von 200 V gegenüber dem geerdeten Mittelleiter 74 begrenzt. Dieser verhältnismäßig schmale 200 V-Impuls wird durch das Transformationsverhältnis von 16 : 1 des Lampentransformators 56 (Figur 1) in der Sekundärwicklung in einen Impuls von etwa 3000 V umgewandelt, der der Lampe 18 zugeführt wird und in dieser eine Ionisation verursacht.

Der entsprechende negative Impuls von 200 V, der infolge der Wirkung des Transformators am gegenüberliegenden Ende seiner Primärwicklung auftritt, wird dem anderen Transistor wegen der Sperrspannungswirkung der entsprechenden, rückwärtssperrenden Diode 86 oder 88 nicht zugeführt. Derartige Dioden werden üblicherweise in schalterartig arbeitenden Spannungsversorgungsschaltun-

gen nicht eingesetzt und sind ein wichtiges Element zur Bildung der Hochspannungsstartimpulse in den in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispielen. Ohne diese Dioden würden die Impulse infolge der Sperrung (reverse conduction) in den Transistoren unerwünschterweise auf eine verhältnismäßig niedrige Spannung begrenzt werden.

Während des AnlaufVorganges wird der Transformator 56 gesättigt, und es wird ein Transformator mit für eine derartige Sättigung ausreichenden Eigenschaften gewählt. Normalerweise hat er eine niedrigere Magnetisierungsinduktivität und eine niedrigere Sättigungsflußdichte als man üblicherweise für die verwendete Startfrequenz vorsehen würde, so daß es sich häufig um einen

-| 5 preiswerteren Transformator handeln kann. Es hat sich gezeigt, daß bei einer Versorgungsgleichspannung von 24 V für einen bestimmten Transformator mit einer Magnetisierungsinduktivität von etwa 0,8 H und einer Kernsättigung bei einem Primärstrom von 0,5 A ohne Strom in der Sekundärwicklung eine Startfrequenz von 100 Hz zweckmäßig ist. Eine Erhöhung des Stroms nach Erreichen der Sättigung des Kerns vor Ende der Halbwelle ergibt, wie sich gezeigt hat, energiereichere Hochspannungsstartimpulse. Am Ende jeder Halbwelle ist der Kern bei etwa 0,7 A stark gesättigt.

Für diesen besonderen Transformator war in einem Ausführungsbeispiel, in dem der Strom durch die Stromreglerschaltung 42 geregelt wird, eine Betriebsfrequenz von 1000 Hz zweckmäßig, während in einem Ausführungsbeispiel, bei dem der Strom durch die Streuinduktivität des Transformators geregelt wurde, eine Betriebsfrequenz von etwa 5000 Hz zweckmäßig war.

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In dem Ausführungsbeispiel, in dem der Betriebsstrom für die Lampe von der Betriebsfrequenz reguliert wird, wird eine praktikable und brauchbare Betriebsfrequenz durch die etwa 20 mH betragende Streuinduktivität des Transformators bestimmt. Diese Induktivität ist ein wirtschaftlicher Faktor, da sie typischerweise in einem preiswerten, ein Blechpaket aus Silicium-Eisen aufweisenden Hochspannungstransformator mit getrennten Wicklungspaketen für die Primär- und die Sekundärwicklung erreicht werden kann. Die Frequenz kann leicht an die Streuinduktivität eines derartigen Transformators angepaßt werden, der kostengünstig ausgelegt ist, statt eine Anpassung an extreme Werte der Streuinduktivität vorzunehmen, die von der üblichen und 'wirtschaftlichen

-|5 Größe abweicht.

Im normalen Betrieb liefert die getaktete Impulsgeberschaltung 52 gesteuert von der Lampenstromabtastschaltung und der Frequenzmodulatorschaltung eine höhere Frequenz, wenn die .Lampe zu leiten beginnt. Unter diesen Bedingungen ist der Lampentransformator 56 (Figur 1) nicht gesättigt, da bei der höheren Betriebsfrequenz der Magnetisierungsstrom des Transformators keine ausreichende Zeit hat, die Sättigung aufzubauen. Die Betriebsspannung der Lampe beträgt nur etwa 200 V, so daß der größte Teil des in der Primärwicklung des Transformators fließenden Stroms in die Sekundärwicklung transformiert wird.

Bei diesem Betriebszustand liefert die Stromregelschaltung 42 einen im wesentlichen konstanten Strom von durchschnittlich 40 mA für Zink- oder Cadmiumlampen in einem Ausführungsbeispiel oder von durchschnittliche 18 mA für Quecksilberlampen in einem anderen Ausführungsbeispiel, wobei der von der Stromregelschaltung 42

gelieferte Strom durch eine der Primärschleifen fließt, so daß er abwechselnd über den Anschluß 82 und dann über den Anschluß 84 und somit jeweils über den Transistor 63 nach Erde und den Transistor 61 nach Erde fließt, um ein wechselndes Ausgangssignal zu erzeugen, das vom Lampentransformator 56 für die Lampe 18 (Figur 1) transformiert wird. Die Lampenleistung ist üblicherweise dem durchschnittlichen Strom stärker proportional als dem Effektivstrom, da die Lampenspannung sich nach dem Zünden im normalen Betriebsbereich des Stroms nur sehr wenig mit dem Strom ändert.

Die Impedanz der an die Sekundärwicklung angeschlossenen Last beträgt bei ungezündeter Lampe mehr als 200 kfi, und die Energie des zusammenbrechenden Feldes sollte ausreichen, um über der Sekundärwicklung für etwa eine Millisekunde eine Spannung von mindestens 2 kV zu erzeugen. Für einige Lampen ist bei höherer Impedanz eine Spannung von 1000 V für 10 Mikrosekunden ausreichend. Das Feld wird typischerweise durch den Aufbau des Stroms in der Primärwicklung während einer Zeitdauer von weniger als 5 Millisekunden aufgebaut. In diesem Fall müssen die Induktivität und der Strom in der Primärwicklung ausreichend groß und die Verluste ausreichend klein sein, um ein Feld ausreichend hoher Energie zu erzeugen.

In Figur 3 ist schematisch die getaktete Impulsgeberschaltung 52 dargestellt, die eine Ausgangsstufe 100, eine Steuerstufe 102, eine Zeitgeberstufe 104 und eine Abschaltstufe 106 enthält.

Die getaktete Impulsgeberschaltung 52 ist beispielsweise eine Schaltung des Typs SG3525A der Motorola Semiconductor Division_/ Phoenix, Arizona, V.St.A. Diese zum

Aufbau der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 verwendete Baueinheit enthält zusätzliche Bauteile, die in Figur 3 zur Verdeutlichung weggelassen wurden. Die einen Impulsbreitenmodulator bildende Baueinheit ist in der Veröffentlichung der Herstellerfirma "Pulse Width Modulator Control 10 Circuit SG1525A/SG1527A" beschrieben.

Um dem einen der Transistoren 61 und 63 der Schaltausgangsschaltung 54 (Figuren 1 und 2) einen Basisstrom zuzuführen und vom. anderen dieser Transistoren einen Basisstrom abzuziehen und so den Lampentransformator 56 zu speisen, enthält die Ausgangstreiberstufe 100 Gatter 112 und 114, die mit Transistorausgangsschaltungen 116 und 118 verbunden sind, die im einzelnen in der vorstehenden Veröffentlichung beschrieben sind und eine sogenannte Totempfahlanordnung bilden. Wenn diese Schaltung zu der Gegentaktanordnung gemäß Figur 2 verbunden ist, bewirkt sie eine schnelle Abschaltung und eine Totzeit, die zur Berücksichtigung der Ausschaltzeiten der Transistoren 61 und 63 zwischen den beiden Stufen des Ausgangs einstellbar ist.

Bei dieser Anordnung kann die Transistorkaskadenschaltung 116 entweder einen Einschalt-Treiberstrom für die Eingangsklemme 70 liefern oder von dieser einen Strom' ziehen (Abschalt-Treiberstrom), und die Kaskadentransistoren 118 ziehen entweder einen Strom von der Eingangsklemme 72 oder führen dieser einen Strom zu. Die Zeit des Stromziehens ist geringfügig länger als die Treiberzeit, damit die beiden Transistoren 61 und 63 (Figur 2) nie gleichzeitig leitfähig sind.

Um die Ausgangstreiberschaltung 100 zu steuern, enthält die Steuerschaltung 102 ein Flip-Flop 120, eine Verriegelungsschaltung 122 und einen Vergleicher 124. Der Ver-

gleicher 124 hat einen ersten, mit einem Kondensator 146 verbundenen Eingang, einen zweiten, mit dem Ausgang eines Verstärkers 150 verbundenen Eingang 130 und einen dritten, mit dem Kollektor eines Transistors 160 verbundenen Eingang 128A. Wenn entweder am zweiten Eingang 130 oder am dritten Eingang X28A des Vergleichers 124 ein Potential liegt, das niedriger ist als das am ersten Eingang 132, erzeugt der Vergleicher an seinem mit dem Setz-Eingang der Verriegelungsschaltung 122 verbundenen Ausgang ein Setz-Signal. Die mit dem Kollektor des Transistors 160 verbundene Spannungsquelle 128 legt an den dritten Eingang 128A des Vergleichers 124 ein hohes Potential, wenn der Transistor 160 gesperrt ist.

Die Verriegelungsschaltung 120 wird von einem auf der Leitung 134 zugeführten Impuls vom Oszillator 140 der Synchronisierschaltung 104 zurückgestellt, und der Impuls ändert auch den Zustand des Flip-Flops 120 bzw. kippt dieses und legt einen Impuls an. die Oder-Gatter 112 und 114 der Ausgangs-Treiberschaltung 100. In einem anderen Ausführungsbeispiel (Figur 14) wird dieser Impuls über eine Leitung 416A in später zu beschreibender Weise weitergegeben. Der Setz-Ausgang des Flip-Flops 120 ist mit dem Oder-Gatter 112 und sein Rückstell-Ausgang mit dem Oder-Gatter 114 verbunden, um abhängig vom Zustand des Flip-Flops 120 das eine Gatter zu öffnen und das andere Gatter zu schließen, wodurch abwechselnd die Ausgänge 70 und 72 ein- und ausgeschaltet werden. Der Halte- oder Sperrausgang ist mit beiden Oder-Gattern 112 und 114 verbunden, so daß über das Oder-Gatter 112 oder 114 in Abhängigkeit vom jeweiligen Zustand des Flip-Flops 120 ein Impuls geleitet wird, der synchron zur Synchronisierungsschaltung 104 der Verriegelungsschaltung 122 eine Totzeit liefert.

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Um den Betrieb zu synchronisieren und wiederholbare Lampenneuzündungsbedingungen zu schaffen, enthält die Synchronisierschaltung 104 einen Oszillator 14O, einen Transistor 144, einen äußeren Zeitgeberfrequenzkondensator 146, einen Totzeit-Einstellwiderstand 144B und Leitungen 148, 149 und 416. Die Leitung 134 liefert Austastimpulse, die das Flip-Flop 120 schalten und die Transistoren 61 und 63 (Figur 2) in den gesperrten Zustand zu bringen.

In allen Ausführungsbeispielen steuert die Leitung 144A die Basis des npn-Transistors 144, dessen Emitter geerdet ist und dessen Kollektor in einigen Ausführungsbeispielen über den Widerstand 144B mit dem Frequenz- Steuerkondensator 146 verbunden -ist. An der Leitung 144A liegt eine positive Spannung, wenn der Oszillator 140 auf der Leitung 134 einen Ausgangsimpuls erzeugt. Zu dieser Zeit entlädt sich der Kondensator über den Widerstand 144B und den Transistor 144.

Der Kondensator 146 wird über die Leitung 149 durch Strom vom Oszillator 140 aufgeladen. Der Strom auf der Leitung 149 ist seinerseits von der Einstellung des Stromsflusses von der Leitung 148 gesteuert. Somit bewirkt ein verringerter Stromfluß auf der Leitung 14 8 eine Änderung der Frequenz, um beim Anlaufen eine Frequenz zu liefern, die niedriger ist als die Betriebsfrequenz, und um ein Anlaufen bzw. Starten der Lampe mit hoher Spannung zu ermöglichen. Ein Anstieg des Stroms im Leiter 148 vergrößert die Frequenz des Oszillators 140, und eine Absenkung des Stroms im Leiter 148 verringert die Frequenz des Oszillators 140. Die Betriebsfrequenz wird von der Frequenz des Oszillators 140 {Figuren 1 und 3) bestimmt.

Um die Schaltungsanordnung abzuschalten und die Anlauf- und Abschaltzeiten zu steuern, enthält die Abschaltstufe 156 einen Differentialverstärker 150 mit einem ersten Eingang 152 und einem zweiten Eingang 154 sowie eine Abschaltschaltung 156. Die Abschaltschaltung 156 weist einen npn-Transistor 160 auf, dessen Basis über einen Widerstand 162 an den Anschluß 76 angeschlossen ist, dessen Kollektor mit einer Kohstantstromquelle 128 und einem Eingang des Vergleichers 124 verbunden ist und dessen Emitter über einen Widerstand 164 an Masse bzw. an Erde gelegt ist. Der Anschluß 74 liegt an Masse bzw. Erde. In einem Ausführungsbeispiel ist der Anschluß 76 geerdet, und in einem anderen Ausführungsbeispiel ist er zu Takt- und Synchronisierungszwecken mit der Leitung 416 verbunden. Wenn auf dieser Leitung ein positiver Taktimpuls auftritt, bewirkt der Oszillator 140 ein Einschalten des Transistors 144, wodurch der Kondensator 146 entladen wird, und der Oszillator 140 taktet auch über die Leitung 13 4 und die Gatter 112 und 114 die Ausgangsschaltungen 116 und 118. Ein positiver Taktimpuls auf der Leitung 76 schaltet den Transistor 160 ein, der die Verriegelungsschaltung 122 über die Leitung 128A zum Vergleicher 124 setzt. Dadurch wird sichergestellt, daß die Gatter 112 und 114 die Ausgangsschaltungen 116 und 118 während des gesamten Taktimpulses abgeschaltet halten.

Die Leitungen 152 und 154 steuern den Verstärker 150 und somit über die Leitung 130 den Vergleicher 124. Der Vergleicher 124 wird auch über die Leitungen 128A und 13 2 gesteuert. Die Frequenz wird in einem Ausführungsbeispiel von einer Anlauf-" oder Startfrequenz von etwa 100 Hz bis 130 Hz zu einer Betriebsfrequenz zwischen 750 Hz und 1100 Hz gesteuert.

Der Verstärker 150 vergleicht die auf der Leitung 152 auftretenden Ausgangspotentiale von der Durchlaufschaltung 62 und ein auf der Leitung 154 (Figur 1) auftretendes Bezugspotential von der Startzeitgeberschaltung 64. In einem Ausführungsbeispiel wird die Frequenz durch Steuerung des vom Oszillator 140 an die Leitung 148 gelieferten Stroms gesteuert, der seinerseits den Ladestrom auf der Leitung 149 und die Laderate des Kondensators 146 ändert.

Wenn die Spannung auf der Leitung 149 einen vorgegebenen Wert erreicht hat, wird der Oszillator 140 getriggert, um eine positive Spannung an die Leitungen 134 und 144A zu legen. Dadurch wird der Transistor 144

-| 5 in den leitenden Zustand gebracht, so daß der Kondensator 146 sich über den Widerstand 144B entlädt. Wenn die Spannung auf der Leitung 149 auf einen zweiten vorgegebenen Wert absinkt, schaltet der Oszillator 140 die Spannung von den Leitungen 134 und 144Ά weg, und der Zyklus beginnt erneut mit der Aufladung des Kondensators 146 .

Wenn fehlender Stromfluß durch die Lampe 12 (Figur 1) anzeigt, daß diese nicht innerhalb der von der Startzeitgeberschaltung vorgegebenen Zeit von 4 Sekunden in den leitenden Zustand gekommen ist, fällt die Spannung auf der Leitung 152 auf ein Potential nahe Erde ab, während auf der Leitung 154 eine positive Spannung erhalten bleibt und der Vergleicher 124 auf der Leitung 130 ein negatives Potential empfängt, das die Verriegelungsschaltung 122 für die Abschaltung der Treiberschaltungen setzt.

Der von der Frequenzmodulatorschaltung 50 (Figur 1) der Leitung 14 8 zugeführte Strom dient im Oszillator 140

zur Änderung des Ladestroms des Kondensators 146, um die Frequenz des Oszillators 140 zu ändern. Von der Lampenstromabtastschaltung 60 (Figur 1) gesteuerte Signale der Freguenzmodulatorschaltung 50 bewirken einen glatten und allmählichen Anstieg der Frequenz des Oszillators 140 von der Anlauffrequenz von 130 Hz auf 750 Hz bis 1100 Hz während des normalen Betriebes und somit die Steuerung der Schaltung des Flip-Flops 120 über den Oszillator 140 und der Frequenz der von der Schaltausgangsschaltung 54 (Figur 1) gelieferten Impulse .

In Figur 4 ist schematisch die Frequenzmodulatorschaltung 50 dargestellt, die einen npn-Transistor 170 und einen Kondensator 178 enthält. Der Kollektor des Transistors 170 ist über den Widerstand 172 und die Leitung 148 mit dem Oszillator 140 (Figur 3) verbunden, während sein Emitter über den Widerstand 76 geerdet ist. Der Widerstand 174 liefert einen minimalen Strom für die Leitung 148, um während der Anlaufbedingungen, wenn der Transistor 170 vollständig gesperrt ist, eine niedrige Frequenz des Oszillators 140 (Figur 3) zu erzeugen.

nie Basis des Transistors 170 ist über den Kondensator 178 geerdet und über einen Widerstand 182 an eine Klemme 180 gelegt, die zur Steuerung der Frequenz der getakteten Impulsgeberschaltung 52 (Figur 1) während des Übergangs vom Anlaufen zum Normalbetrieb und während des Normalbetriebs mit der Lampenstromabtastschaltung 60 (Figur 1) verbunden ist. Die Leitung 148 an den Frequenzeinstell-Widerstandseingang des Oszillators 140 (Figur 3) angeschlossen, um die Frequenz des Oszillators 140 zu steuern.

Das an die Leitung 180 gelegte Potential ist ein Maß für den Stromfluß und steuert die Impedanz des Transistors 170. Wenn sich der Strom erhöht, nimmt die Impedanz des Transistors 170 ab, um die Widerstände 17 4 und 172 zu erden. Dieser Schaltkreis bewirkt eine Laderate des Kondensators 146 und erhöht die Frequenz des Oszillators 140 (Figur 3), wenn der Strom auf den Betriebsstrom ansteigt. Der Wert des Widerstandes 17 4 ist größer und kann viel größer sein als derjenige der Widerstände 172 und 17 6, so daß in der Praxis die Oszillatorfrequenz über einen großen Bereich verändert werden kann.

Die Zeitkonstante von Kondensator 17 8 und Widerstand 182 ist so groß, daß die Oszillatorfrequenz nicht derart schnell ansteigt, daß die Lampe während des Übergangs vom Anlaufbetrieb zum Normalbetrieb nicht im gezündeten Zustand verbleibt. In einem Ausführungsbeispiel wurde eine Zeitkonstante von einer 1/2 Sekunden als geeignet festgestellt.

Die in Figur 5 gezeigte Lampenstromabtastschaltung 60 enthält einen Abschnitt 190 zur Verhinderung einer Lampengleichrichtung, einen Stromabtastabschnitt 19 2 und einen Heizabschnitt 194. Der Anschluß 19 6 ist zur Aufnahme des Lampenstroms " mit der Lampe 18 verbunden und an den Abschnitt 190 angeschlossen. Ein positives Potential 198 ist mit einem Ende des Heizabschnittes 194 verbunden, dessen anderes Ende geerdet ist und über eine Leitung mit dem Stromabtastabschnitt 192 in Verbindung steht. Das positive Potential 198 liegt nur an, wenn die Einrichtung abgeschaltet ist. Die Verbindung zum Heizabschnitt 194 trägt dazu bei, die Aufheizzeit durch Vorerwärmung bis nahe an die Betriebstemperatur vor der Einschaltung zu verringern, wenn der Absorp-

tionsmonitor abgeschaltet ist. Da sie automatisch abgeschaltet wird, wenn der Absorptionsmonitor eingeschaltet wird, beeinträchtigt sie nicht die Betriebstemperatur des Absorptionsmonitors.
5

Der Stromabtastabschnitt 192 enthält einen Glättungskondensator 202, eine Diode 204, einen ersten Widerstand 206 und einen zweiten Widerstand 208. Der Widerstand 208 liegt an der Leitung 200, die geerdet ist und an einem Anschluß des Kondensators 202 liegt, während das andere Ende des Widerstandes 208 mit dem Abschnitt 190 und einem Ende des Widerstandes 206 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 206 ist über den Durchlaßwiderstand der Diode 204 an den anderen Anschluß des Kondensators 202 und an die Klemme 180 gelegt.

Der Abschnitt 190 zur Verhinderung einer Lampengleichrichtung enthält eine erste Zener-Diode 210, eine zweite Zener-Diode 212 und einen Kondensator 214. Die Anoden der Zener-Dioden 210 und 212 sind miteinander verbunden, während ihre Kathoden an unterschiedlichen Anschlüssen des Kondensators 214 liegen. Die Kathode der Zener-Diode 212 ist ferner mit dem Anschluß 19 6 und die Kathode der Zener-Diode 210 mit einem Ende des Widerstandes 206 und einem Ende des Widerstandes 208 verbunden.

Der Heizabschnitt 19 4 enthält mehrere Widerstände, von denen einer zur Anpassung an unterschiedliche Lampentypen verändert werden kann und die zusammen mit verschiedenen Heizwiderständen eine geeignete Bereitschaftstemperatur erzeugen, wenn der Absorptionsmonitor abgeschaltet ist.

Im Normalbetrieb fließt der durch die Lampe 18 fließende Strom über den Anschluß 196 und im wesentlichen über den Widerstand 208 zur Leitung 200. Hierbei handelt es sich im allgemeinen um einen Wechselstrom, und falls die Lampe eine unerwünschte Neigung zur Gleichrichtung hat, was ihre Lebensdauer verringern würde, lädt sich der Kondensator 214 auf, wodurch einer derartigen Gleichrichtung entgegengewirkt und diese unterbrochen wird. Die Zener-Dioden 210 und 212 schützen den Kondensator 214 gegen alle ungewöhnlichen Fehlerzustände.

Die Diode 204 richtet den in Form von Impulsen unterschiedlicher Polarität auftretenden Spannungsabfall über dem Widerstand 208 gleich. Dieser Strom lädt den Kondensator 202 nach einigen Impulsen auf, so daß der Kondensator bei einem erheblichen Stromfluß durch die Lampe 18 (Figur 1) ein Potential erreicht, das ein Signal auf der Leitung 118 erzeugt, das eine Anzeige dafür ist, daß die Lampe gezündet hat,

Der Widerstand 206 bewirkt eine Laderate, die zu einem Potential über dem Kondensator 202 führt, das als Signal für die Durchlauf schaltung 62 (Figur 1) und für die Frequenzmodulatorschaltung 40 (Figur 1) an die Klemme 180 gelangt. Dieses Signal ist eine Anzeige für einen nicht-leitenden Zustand der Lampe 18 in der Anlauf- oder Startphase oder für den Zustand unmittelbar nach dem · anfänglichen Zünden oder dafür, daß ein Nennstrom fließt.

Die in Figur 6 gezeigte Durchlaufschaltung 62 enthält einen ersten npn-Transistor 220, einen zweiten npn-Transistor 222, eine erste Ausgangsklemme 22 4, eine zweite Ausgangsklemme 226 und eine dritte Ausgangsklemme 22 8.

Die Basis des Transistors 220 liegt über einen Wider-

stand 230 an der Klemme 180 und die Basis des Transistors 222 über einen Transistor 232 an der Klemme 180. Der Kollektor des Transistors 220 ist mit der Ausgangsklemme 224 und sein Emitter mit der Klemme 22 6 verbunden. Die Klemme 228 ist an den Kollektor des npn-Transistors 22 2 angeschlossen, dessen Emitter geerdet ist.

Die Durchlaufschaltung 62 empfängt ein Signal, das einen Stromfluß durch die Lampe 18 anzeigt, der zumindest dem Anlauf strom an der Klemme 180 entspricht, und liefert ein Signal an die Ausgangsklemmen 224 und 226, das der Startzeitgeberschaltung 64 (Figur 1) einen Hinweis auf den Startzustand der Lampe 18 gibt, sowie ein zweites Signal von der Klemme 22 8 an die Startzeitgeberschaltung 64 und an die getaktete Impulsgeberschaltung 52. Die Transistoren sind identisch, und beide Basiswiderstände haben einen Wert von 22 kß. Bei gleichem Potential liefern die Transistoren 220 und 222 entsprechende Signale an die Startzeitgeberschaltung 64, die diese Signal auswertet.

Die in Figur 7 gezeigte Startzeitgeberschaltung 64 enthält eine RC-Schaltung 240, einen npn-Transistor 242 und eine Ausgangsschaltung 244. Der Emitter des Transistors 242 ist geerdet und an die Klemme 226 angeschlossen, während sein Kollektor mit der Klemme 224 verbunden ist. Die Basis des Transistors 242 ist an den Widerstand 24 8 und den Kondensator 250 gelegt, die die Zeitkonstante bestimmenden Elemente der RC-Schaltung 240 sind. Um nach mehr als 4 Sekunden Verzögerung ein nicht erfolgtes Starten festzustellen und ein Signal an die getaktete Zeitgeberschaltung 52 zu liefern, enthält die RC-Schaltung 240 einen ersten Widerstand 246, einen zweiten Widerstand 248, einen Kondensator 250, eine Diode 252 und einen Widerstand 254. Der Widerstand 248

§431705,

ist mit einem Ende an die Basis des npn-Transistors 242 und über den Widerstand 246 an Erde gelegt, während sein anderes Ende über den Durchgangswiderstand der Diode 252 an einen Anschluß des Kondensators 250. angeschlossen ist. Der andere Anschluß des Kondensators 250 ist mit der Klemme 22 8 sowie einem positiven Bezugspotential 256 verbunden, das von der getakteten Impulsgeberschaltung 52 über den Widerstand 254 geliefert wird. Das Bezugspotential 256 wird über die Widerstände 25 8 und 260 an die Klemme 224 gelegt*

Die Ausgangsschaltung 244 enthält eine Klemme 154, die mit einem Eingang des Verstärkers 150 (Figur 3) verbunden ist, sowie eine Klemme 152, die mit dem anderen Eingang des Verstärkers 150 in Verbindung steht. Die Klemme 152 ist über den Widerstand 260 an eine Bezugsspannung 256 und über den Widerstand 25 8 an die Klemme 224 gelegt. An der Klemme 154 liegt eine Bezugsspannung, die durch Verbindung über einen Widerstand 264 nach Erde und über einen Widerstand 266 mit einem positiven Bezugspotential 256 erzeugt wird.

Da der Transistor 242 wegen des von der RC-Schaltung 240 seiner Basis zugeführten Stroms bei der Startphase zunächst leitend ist, hält er den Anschluß 152 auf einem niedrigeren Potential als den Anschluß 154. Die RC-Schaltung 240 hat eine Zeitkonstante von 4 Sekunden, und nach dieser Zeit kommt der Transistor 242 in den nicht-leitenden Zustand, wodurch das Potential am An-Schluß 152 auf einen Wert oberhalb des Potentials am Anschluß 154 ansteigt und der Schaltkreis unterbrochen wird, falls nicht der mit dem Anschluß 224 verbundene Transistor 220 (Figur 6) in den leitenden Zustand gekommen ist. Der Transistor 220 leitet, wenn er vom An-Schluß 180 ein ausreichend großes Signal erhält, das

die Zündung der Lampe 18 (Figuren 1 und 5) anzeigt. Ist die Lampe gezündet, wird der Kondensator 250 sofort über die Diode 252 und den Transistor 222 (Figur 6) zum Anschluß 228 entladen. Dadurch kann der Startzyklüs wiederholt werden, falls fehlerhafterweise die Spannungsversorgung unterbrochen wurde.

Die in Figur 8 dargestellte Stromregelschaltung 42 enthält eine Spannungs- und Steuerschaltung 270, eine Veränderungsimpedanzschaltung 272 und eine Konstantstromausgangsschaltung 274. Die Spannungs- und Steuerschaltung 270 erzeugt ein Potential proportional zum Stromfluß, wodurch die Impedanzschaltung 27 2 so gesteuert wird, daß sie den Stromfluß von der Primärwicklung des Lampentransformators 56 (Figur 1) zur Spannungs- und Steuerschaltung 270 auf einem bestimmten Wert hält, der durch die Eigenschaften der Impedanzschaltung 272 und die Größen der Bauelemente in der Schaltung 270 bestimmt wird.
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Die Impedanzschaltung 272 kann irgendeine Schaltung zur Erzeugung eines konstanten Stromflusses unabhängig von einer Lastspannung in einem gegebenen Bereich sein. In einem Ausführungsbeispiel unter Verwendung der Frequenzmodulatorschaltung 50 aus Figur 4 wird ein Ausgangsstrom aufrechterhalten, so daß das Potential über der Reihe von Abtastwiderständen durch Veränderung der inneren Impedanz gleich einem festen inneren Bezugspotential gehalten wird. Eine derartige Schaltung wird von der Firma National Semiconductors, Inc. unter der Bezeichnung LM337 vertrieben. Diese integrierte Schaltung wird von der National Semiconducters, Inc. als Spannungsregler geliefert, die Firmenschriften schlagen jedoch ihre Verwendung als Stromregler vor, wenn die Eingangs- und Ausgangsklemmen umgekehrt werden, wie

dies in Figur 8 gezeigt ist. Die "EIN"-Klemme dieser integrierten Schaltung 272 ist mit der Konstantstromausgangsschaltung 274 verbunden.

Um die gleiche Sollwertspannung für verschiedene Lampen, die unterschiedliche Ströme benötigen, zu liefern, enthält die Spannungs- und Steuerschaltung 270 eine erste Ausgangsleitung 276, eine zweite Ausgangsleitung 278, einen Potentialanschluß 280, einen Schalter 282 und eine Widerstandsbrücke 284. Der Schalter 282 ändert die Impedanz der Widerstandsbrücke 284 durch Kurzschließen gewisser Widerstände und dient dazu, den Strom für unterschiedliche Typen von Lampen 18, etwa Zinkhalogenidlampen und Quecksilberlampen einzustellen.

Um einen Brückenteiler für das Potential zu bilden, enthält die Brückenschaltung 284 ein Potentiometer 286, einen ersten Widerstand 288, einen zweiten Widerstand 290 und einen dritten Widerstand 292. Die erste Ausgangsleitung 278 ist mit einem Ende an die Impedanzschaltung 272 und mit seinem anderen Ende an ein Ende des Widerstandes 292, an ein Ende des Widerstandes 290 und an ein Ende des Widerstandes 288 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstandes 292 ist mit dem stationären Kontakt des Schalters 282 und das andere Ende des Widerstandes 290 mit dem Schaltkontakt des Schalters 282 verbunden, um über den beiden Widerständen eine Parallelschaltung zu bilden, die den Widerstand der Spannungs- und Steuerschaltung 270 verändert. Diese Änderung des Widerstandes ermöglicht den Einsatz unterschiedlicher Lampen im Absorptionsmonitor 10.

Der mit Potential beaufschlagte Anschluß 280 liegt am Schaltkontakt des Schalters 282 und an einem Ende, des Potentiometers 286, dessen anderes Ende mit dem Wider-

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stand 288 verbunden ist. Der Mittelabgriff des Potentiometers 286 ist mit der Ausgangs leitung 276 verbunden, so daß die Vorspannung für die Impedanz schaltung 272 zwischen den Leitungen 276 und 278 eingestellt wird. 5

Die Konstantstromausgangsschaltung enthält einen Anschluß 294, der mit dem Lampentransformator 56 (Figur 1) verbunden ist, ein erstes Impedanznetzwerk 29 6 und ein zweites Impedanznetzwerk 29 8. Der Anschluß 294 liegt am Mittelabgriff des Lampentransformators 56 (Figur 1), um den Strom von der Schaltausgangsschaltung 54 durch die eine oder die andere Hälfte der Primärwicklung des Lampentransformators 56 zu steuern und so den Strom konstant zu halten. Die Impedanznetzwerke 29 6 und 298 erzeugen zwischen der Impedanzschaltung 272 und dem Anschluß 294 eine Impedanz, um die Schaltungen während der Aufrechterhaltung des Stroms auf dem gewünschten Sollwert zu schützen.

Das erste Impedanznetzwerk 296 enthält einen Kondensator 300 und einen Widerstand 302, wobei der Eingangsanschluß 294 mit einem Anschluß des Kondensators 300, einem Ende des Widerstandes 302 und dem Eingangsanschluß für die Impedanzschaltung 272 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 302 und der andere Anschluß des Kondensators 300 sind wechselspannungsmaßig geerdet, um Übergangs-Wechselströme kurzzuschließen.

Das zweite Impedanznetzwerk 298 enthält einen ersten Kondensator 304, einen zweiten Kondensator 306, einen Widerstand 308 und eine Diode 310. Der Anschluß 294 ist über das Impedanznetzwerk 29 6 mit dem Eingang der Impedanzschaltung 272, der Anode der Diode 310 und einem Anschluß des Kondensators 304 verbunden. Die Kathode der Diode 310 liegt an einem Anschluß des Kondensators

306 und einem Ende des Widerstandes 308. Die anderen Anschlüsse der Kondensatoren 304 und 306 und das andere Ende des Widerstandes 308 sind wechselspannungsmäßig geerdet, um Spannungsspitzen kurzzuschließen.
5

Der Kondensator 306 kann wesentlich größer als der Kondensator 304 sein, damit er Spannungsspitzen hoher Energie aufnehmen kann, ohne eine niedrige Impedanz für den Anschluß 294 darzustellen, wodurch das Konstantstromverhalten der Schaltung verringert würde, da eine derartige Verringerung die nicht mögliche Sperrleitfähigkeit der Diode 310 erfordern würde. Der Widerstand 308 verbraucht die Energie jeder im Kondensator 306 gespeicherten Spannungsspitze, so daß der Kondensator 306 die nächstfolgende Spannungsspitze speichern kann.

Die Stromregelschaltung 42 steuert den Stromfluß, wenn jede Hälfte der Schaltausgangsschaltung 54 (Figuren 1 und 2) über die Anschlüsse 82 und 84 (Figuren 1 und 2) einen Stromfluß zum Anschluß 294 der Stromregelschaltung 42 (Figuren 1 und 8) bewirkt. Somit steuert der Wert der eingestellten Stromamplitude in der Stromregelschaltung 42 den Stromfluß durch jede der Hälften der Primärwicklung des Lampentransformators 56 (Figur 1). Es erfolgt eine Steuerung des Stromflusses vom Ausgangsanschluß 82 oder 84 der Schaltausgangsschaltung 54 (Figuren 1 und 2).

Bei dieser Art der Steuerung wird das Potential der Sekundärwicklung des Lampentransformators 56 durch die Lampe 18 (Figur 1) gesteuert, und somit kann das Potential für die Anlauf zündung der Lampe 18 oder für ihren Normalbetrieb in gewissem Umfang von der Stromregelschaltung 42 beeinträchtigt werden, soweit die Lampe keine unveränderliche Starteigenschaft und keine

absolut ebenes Strom-Spannungs-Verhalten im Normalbetrieb hat.

In Figur 9 ist die Impedanzschaltung 272 dargestellt, die ein Negativ-Spannungsregler des Typs LM137/LM237/ LM337 der National Semiconducter, Inc. ist. Dieser Regler kann in dem dargestellten Ausführungsbeispiel als positiver Stromregeier eingesetzt werden, wobei sein Nenneingang und sein Nennausgang vertauscht sind. 10

Wenn ein positiver Spannungsregler, wie etwa die Schaltung LM317 der National Semiconducter, Inc. ohne Umkehr der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse als positiver Stromregler geschaltet wird, arbeitet dieser nicht, weil sich durch die elektrischen Schwankungen auf der Leitung 294 erhebliche Störungen ergeben. Die Anordnung LM137/LM237/LM337 hält am Anschluß 278 eine konstante negative Spannung von 1,25 V bezüglich des Anschlusses 276 aufrecht.
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Der Stromfluß durch die Transformatoranschlüsse 82 und 84 (Figur 1) des Lampentransformators 56 von der Stromregelschaltung 42 werden in ihrer Größe durch die resultierende Potentialdifferenz bestimmt, die zwischen den Anschlüssen 276 und 280 liegt und die Impedanz zwischen den Anschlüssen 278 und 294 regelt. Da diese Impedanz in Abhängigkeit von einem Anstieg des Spannungsabfalles zwischen den Anschlüssen 276 und 278, der dem Strom proportional ist, schnell ansteigt, wird dieser Strom unabhängig von Änderungen der Lampenspannung konstant gehalten. Er wird über die Spannungs- und Steuerschaltung 270 durch die Spannung zwischen den Leitungen 276 und 278 eingestellt.

In Figur 10 ist in einem Blockschaltbild die Synchronisier- und Austaktschaltung 53 dargestellt, die einen Aufwärmzeitgeber 413 und eine Oszillatorschaltung 415 zur Plasmastabilisierung enthält. Die Schaltung 53 liefert periodische Austast- oder Taktimpulse an die getaktete Impulsgeber schaltung 52 (Figur 1), um die Lampe alle 100 Millisekunden für 5 Millisekunden abzuschalten, wobei diese Impulse für eine Aufwärmzeitspanne von 2 Minuten und 16,5 Sekunden verzögert werden, um nicht störend auf die Zündung der Lampe 18 (Figur 1) einzuwirken. Der wesentliche Aspekt dieser Aufwärmzeit besteht darin, daß sie eine ausreichende Länge für eine Erwärmung der Lampe hat, so daß die Zündspannung für das erneute Zünden deutlich geringer ist als die anfängliehe Zündspannung, wenngleich größer als die Spannung, durch die der Lichtbogen aufrechterhalten wird.

Um die Austastimpulse während der Aufwärmzeit zu unterdrücken, enthält der Aufwärmzeitgeber 413 einen 14 Bit Binärzähler 412, einen npn-Transistor 426 und eine Diode 432. Der Binärzähler 412 kann ein MC 14920B 14 Bit Binärzähler der Motorola Inc. sein. 'Sein Takteingang ist mit einem Ende eines Widerstandes 422 und der Anode der Diode 43 2 verbunden.

Eine Taktimpulsquelle liegt am Anschluß 452. Eine derartige Quelle kann von einem Wechselspannungssignal gebildet werden, das üblicherweise von einem von der normalen Speisespannung gespeisten Netzgerät, das die Gleichspannung für den übrigen Teil der Schaltung erzeugt, gewonnen wird. Der Anschluß 452 ist über einen Widerstand 444 mit dem anderen Ende des Widerstandes 44 2 sowie über einen Widerstand 446 mit Erde verbunden, um einen 60 Hz Taktimpuls an den Takteingang des Binär-Zählers zu legen, wenn der Absorptionsmonitor 10 (Figur 1) eingeschaltet ist.

Der Rückstelleingang des Binärzählers liegt an einem Ende eines Widerstandes 440 und über eine Reihenschaltung aus Kondensator 438 und Widerstand 436 an einer positiven Spannung von 15 V. Das andere Ende des Wider-Standes 440 ist geerdet. Die RC-Schaltung differenziert ein positives bpannungssignal, das am Anschluß 43/ zugeführt wird, und das differenzierte Signal stellt den Binärzähler zurück, wenn zum ersten Mal Spannung an den Absorptionsmonitor (Figur 1) gelegt wird, wodurch am Anschluß 437 die positive Spannung von 15 V erscheint.

Die Basis des Transistors 426 ist mit dem Ausgang 434A des Binärzählers 412 verbunden, der Emitter dieses Transistors ist geerdet und sein Kollektor liegt an der Kathode der Diode 432 über eine Leitung 435A in der Aufwärmzeitgeberschaltung 413, einen Anschluß 346 und eine Leitung 43 5 an der Oszillatorschaltung 415 sowie über einen Widerstand 430 an einem Anschluß 433, an dem eine positive Spannung von 5 V liegt.

Wenn im Betrieb Versorgungsspannung angelegt wird, wird durch die Differenzierschaltung, die den . Widerstand 436, den Kondensator 438 und den Widerstand 440 enthält, aus der am Anschluß 437 erscheinenden positiven Spannung von 15 V eine Spannungsspitze erzeugt, die den Binärzähler zurückstellt. Vom Anschluß 452 werden Taktimpulse an den Takteingang des Binärzählers 412 gelegt, so daß dieser für 2 Minuten und 16,5 Sekunden, falls die Taktimpulse aus einer 60 Hz Spannungsquelle gewonnen werden, oder für 2 Minuten und 43,8 Sekunden, falls die Taktimpulse aus einer 50 Hz Spannungsquelle gewonnen werden, zählt, bis ein positiver Ausgangsimpuls vom Zähler 412 auf die Leitung 434A und über den Widerstand 434 an die Basis des Transistors 426 gegeben wird.

Der an die Basis des npn-Transistors 42 6 gelegte positive Impuls bringt den Transistor in den leitfähigen Zustand, senkt seine Kollektorspannung ab und verringert somit über die Diode 43 2 das Potential der Taktimpulsquelle, wodurch der Zählvorgang im Zähler unterbrochen wird. Diese niedrige Kollektorspannung liefert über eine Leitung 435 ein Signal niedriger Spannung an die Oszillatorschaltung 415, die zu diesem Zeitpunkt beginnt in 100 Millisekundenabständen 5 Millisekundenimpulse zu erzeugen, um das Plasma in der Lampe 18 (Figur 1) zu stabilisieren.

Um bei Empfang des Signals niedriger Spannung auf der Leitung 435 Austastimpulse zu erzeugen, enthält die Oszillatorschaltung 415 einen Impulsgenerator 414 und einen Transistor 418. Der Impulsgenerator 414 kann eine Zeitgeberschaltung des Typs LM555 der National Semiconducter, Inc. sein. Sie ist zur Lieferung von Zeitverzögerungen und Impulsen über einen großen Bereich einstellbar und ist im einzelnen in Firmenschriften beschrieben.

Um die Erzeugung von Austastimpulsen während der Aufwärmzeit zu verhindern, ist der Emitter des npn-Transistors 418 geerdet, sein Kollektor über einen Widerstand 424 bei 422 an eine positive Spannung von 15 V gelegt und seine Basis über einen Widerstand 42 8 mit einer Leitung 43 5 verbunden. Der Ausgang 42OA des Impulsgenerators 414 ist über eine Leitung 42OA und einen Widerstand 420 an die Basis des Transistors 418 gelegt, und die Ausgangsanschlüsse 76 und 416 für die Austastimpulse sind mit dem Kollektor des Transistors 418 verbunden, so daß während der Aufwärmzeit bei positiver Spannung auf der Leitung 435 vom Binärzähler 412 gesteuert der Transistor 418 leitet und die Anschlüsse 76

und 416 geerdet sind und daher nicht durch Impulse auf der Ausgangsleitung 42OA des Impulsgenerators 414 beeinträchtigt werden. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel verbindet die Leitung 149 in Figur 1 nicht die Schaltung 53 mit der getakteten Impulsgeberschaltung 52.

Am Ende der Aufwärmzeit, wenn die Spannung auf der Leitung 435A, am Anschluß 346 und auf der Leitung 43 5 absinkt, kommt der Transistor 418 in den nicht-leitenden Zustand, falls die Ausgangsleitung 42OA des Impulsgenerators ebenfalls auf niedriger Spannung liegt und das Ausgangssignal auf der Leitung 149 unter dem Einfluß der Spannung am Anschluß 422 positiv wird. Auf der Leitung 42OA auftretende "Ein"-Impulse von 100 Milli-Sekundendauer treiben jetzt den Transistor 418 in den Leitfähigen Zustand und bewirken eine Potentialabsen- <ung auf der Leitung 424A bis auf Erde. Vom Impulsgenerator 414 gesteuerte, auf der Leitung 42OA auftretende negative "Aus"-Impulse mit einer Dauer von 5 Millisekunden sperren den Transistor 418 und erzeugen positive Impulse an den Ausgangsanschlüssen 76 und 416. Dadurch werden die Ausgangsschaltungen 116 und 118 der getakteten Impulsgeberschaltung 52 (Figur 3) abgeschaltet und gleichzeitig die Schalttransistoren 61 und 63 (Figur 2) ausgeschaltet und die Transformatorwicklungen an den Anschlüssen 82 und 84 (Figur 1) abgeschaltet, wodurch die Lampe 18 für 5 Millisekunden abgeschaltet wird.

Um die Frequenz des Impulsgenerators 414 zu steuern, :-St der Anschluß 417, an dem eine positive Spannung liegt, über die Reihenschaltung aus den Widerständen '19 und 421 und den Kondensator 423 geerdet, um einen ichwellen- und Triggerwert für eine Selbsterregung des Impulsgenerators 414 zu steuern. Diese Impulsgeneratorschaltung ist im wesentlichen in den Firmenschriften

des Herstellers beschrieben. Die Kondensatoren 425 und 429 vermeiden elektrische Rauschstörprobleme. Um im Impulsgenerator 414 Schwingungen im richtigen Zeitablauf zu erzeugen, sind die Widerstände 419 und 421 über eine Leitung 431 mit dem Impulsgenerator 414 verbunden, und die Leitung 431 bewirkt am Ende jedes Impulszyklus über den Widerstand 421 eine Entladung des Kondensators 423. Eine Leitung 437 ist mit dem Widerstand 421 und dem Kondensator 423 verbunden, um ein Ausgangssignal und ein Triggersignal für ein als Teil einer Rückkopplungsschleife innerhalb des Impulsgenerators 414 vorgesehenes Flip-Flop zu bilden. Eine Leitung 433 verbindet den Kondensator 42 9 mit dem Impulsgenerator 414, um hochfrequente Impulse auszufiltern. Die Kapazität des Kondensators 42 9 beträgt etwa 10 % der Kapazität des Kondensators 425, die beide Spannungspitzen aus der Schaltung entfernen.

Die in Figur 11 gezeigte Logikschaltung eines TTL (Transistor Transistor Logik) des Typs LM555 Impulsgenerators 414 der National Semiconducter, Inc. enthält ein Flip-Flop 437A, einen ersten Vergleicher 439, einen zweiten Vergleicher 441 und einen npn-Transistor 44 3. Um eine Oszillatorschaltung zu bilden, ist der Kollektor des Transistors 44 3 an die Leitung 431 und seine Basis an den Ausgang des Flip-Flops 437A angeschlossen. Die Leitung 437 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Vergleichers 439 und mit dem invertierenden Eingang des Vergleichers 441 verbunden.

In dieser Schaltung bewirken am Ausgang des Flip-Flops 437a auftretende Signale eine Entladung des Kondensators 423 (Figur 10), der über den Anschluß 417 aufgeladen wurde, und gleichzeitig wird über die Leitung 437 ein Spannungsimpuls an den nicht-invertierenden Eingang

des Vergleichers 439 und den invertierenden Eingang des Vergleichers 441 gelegt, um das Flip-Flop 437A zurückzustellen, das bei Aufladung des Kondensators 423 (Figur

10) einen neuen Zyklus beginnt.

Das vom Anschluß 417 an den nicht-invertierenden Eingang des Vergleichers 439 und an den invertierenden Eingang des Vergleichers 441 gelegte konstante Potential hält konstante Schwellenwerte aufrecht, die durch die Oszillatorschaltung hindurchgeschaltet werden, die den Kondensator 423 (Figur 10) enthält. Die Kapazität und der Widerstandswert können zur Steuerung des Ein/Aus-zyklus und der Frequenz des Impulsgenerators 414 eingestellt werden.

Beim Fehlen einer Austastschaltung ändert sich der Verlauf der Ionenbahn innerhalb der Lampe 18 in Form einer langsamen, kontinuierlichen, rhythmischen Schwingung, wodurch in der Röhre ein niederfrequentes optisches Rauschen erzeugt wird. Die Austastimpulse unterdrücken diese Schwingung, wodurch das Rauschen verhindert wird.

Die in Figur 12 gezeigte Oszillator- und Synchronisierschaltung 320 zum Stabilisieren des Plasmas enthält einen Operationsverstärker 322, einen npn-Transistor 324, einen ersten Kondensator 326, einen zweiten Kondensator 328, eine erste Diode 330 und eine zweite Diode 332.

Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 322 ist über einen Rückkopplungswiderstand 33 6 und eine Reihenschaltung aus Widerstand 338 und Diode 332 mit seinem Ausgang verbunden sowie über den Kondensator 328 wechselspannungsmäßig geerdet. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 322 ist über einen

Widerstand 340 wechselspannungsmäßig geerdet und über einen Rückkopplungswiderstand 342 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 322 sowie mit einem Anschluß des Kondensators 326 verbunden.
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Zusätzlich zur Verbindung mit den Rückkopplungswiderständen 342, 33 6 und 338 ist der Ausgang des Operationsverstärkers 322 über die Reihenschaltung aus Durchlaßwiderstand der Diode 330, Widerstand 344 und Widerstand 348 an die Basis des Transistors 324 angeschlossen. Der andere Anschluß des Kondensators 326 liegt am Anschluß 70.

Um die Synchronisierschaltung 320 mit der getakteten Impulsgeberschaltung 52 (Figur 1) zu verbinden, ist der Kollektor des Transistors 324 über die Leitung 149B und die Dioden 324A und 324B an den Anschluß 149A gelegt, der in einem Ausführungsbeispiel mit der Leitung 14 9 verbunden ist (Figuren 1 und 3). Die Dioden 324A und 324B haben einen ausreichenden Spannungsabfall, so daß eine an den Anschluß 52 (Figur 3) der getakteten Impulsgeber schaltung 52 (Figur 3) gelegte Hochspannung bewirkt, daß der Vergleicher 124 die Verriegelungsschaltung 122 setzt, beide Ausgangstransistoren 61 und 63 abschaltet und den der Primärwicklung des Transformators 56 zugeführten Strom in der beschriebenen Weise unterbricht. Der Emitter des Transistors 324 ist wechselspannungsmäßig geerdet. In diese Anordnung verwendenden Ausführungsbeispielen sind die Leitungen 76 und 416 aus Figur 1 weggelassen und statt dessen die Leitung 149 aus Figur 1 verwendet.

Bei dieser Verdrahtung erzeugt die Schaltung 320 Austaktimpulse, die das Lampenplasma stabilisieren, und sie synchronisiert diese Impulse mit der getakteten

Impulsschaltung 52 (Figur 1) durch Zufuhr über den Anschluß 149A zu dieser. Das Zuführen eines niedrigen Synchronisierimpulses zum Anschluß 149A entlädt den Kondensator 146 (Figur 3) und verriegelt einen der beiden Treiberanschlüsse 70 oder 72 im "Ein"-Zustand (hoch).

Der Synchronisierimpuls niedriger Amplitude am Anschluß 149A hält den entsprechenden Ausgangstransistor 61 oder 63 während des Austaktimpulses im leitenden Zustand.

Der sich ergebende hohe Strom läßt den Kern des Lampentransformators 56 (Figur 1) ausreichend Energie speichern, um eine ausreichend hohe Spannung für das erneute Zünden einer nicht erwärmten Lampe zu liefern. Es ist daher kein Aufwärmezeitgeber 413 (Figur 10) erforderlieh. Von der getakteten Impulsschaltung 52 werden über den Anschluß 70 Rückführimpulse an die stabilisierende Oszillatorschaltung gelegt. Dieser Austausch von Impulsen hält die Oszillatoren in Phase. Anderenfalls würde ein Schwebungssignal aus der stabilisierenden Oszillatorfrequenz und der Frequenz der getakteten Impulsgeberschaltung 52 erzeugt, wodurch optisches Rauschen entstünde.

Die Schaltungsanordnung aus Figur 12 kann zusammen mit der Schaltungsanordnung aus Figur 1 oder mit einer anderen Schaltungsanordnung benutzt werden, in der die Stromregelschaltung 42 (Figur 1) nur wahrend des Anlauf-Vorganges verwendet wird, und die Frequenz während des Normalbetriebes von einer anderen Schaltung auf einem Wert gehalten wird, der ausreicht, den normalen Betriebsstrom durch die Streuinduktivitäten des Transformators zu begrenzen. Die Schaltung benötigt keine Startzeitgeberschaltung 64 und keine Frequenzmodulatorschaltung 62, sondern erhöht durch die Verwendung einer Frequenzsteuerschaltung allmählich die Betriebsfrequenz.

Diese Vereinfachungen sind möglich, da die Schaltung nach der Austastung eine hohe Spannung zur Neuzündung liefert und eine Synchronisierung der Synchronesier- und Austastschaltung 5 3 mit der getakteten Impulsgeber- ^ schalung 52 stattfindet.

Die in Figur 13 dargestellte Frequenzsteuerschaltung 350 ersetzt in einem Ausführungsbeispiel die Lampenstroraabtastschaltung 60, die Durchlaufschaltung 62 und

"Ό die Frequenzmodulatorschaltung 50 (Figur 1). Sie ist kompatibel mit dem Entfernen der Startzeitgeberschaltung 64 aus dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1. Zu diesem Zweck weist sie einen Operationsverstärker 352, einen npn-Transistor 354, Zener-Dioden 356 und 358 so-

"15 _wie einen Kondensator 360 auf.

Die Frequenzsteuerschaltung 350 stellt den niedrigen Strom während der Anlauf phase fest und bewirkt, daß der Transformator 56 (Figur 1) vor der Zündung Impulse hohen Potentials an die Lampe 18 (Figur 1) liefert und daß bei Erhöhung des Stroms nach der Zündung die Frequenz ansteigt. Sie erreicht einen stabilisierten Schwingungszustand, wenn die Streuinduktivität des Lampentransformators 56 (Figur 1) den Strom verringert, um eine Stabilisierung bei einer bestimmten Frequenz zu bewirken.

Um den Strom durch die Lampe 18 (Figur 1) festzustellen, bilden die Zener-Dioden 356 und 358 einen Teil einer Stromabtastschaltung ähnlich der Schaltung 60, und sie sind in Reihe gegeneinander geschaltet, wobei die Kathode der Zener-Diode 3 58 mit dem Anschluß 19 6 und die Kathode der Zener-Diode 356 über eine Reihenschaltung aus erstem Widerstand 362 und zweiten Widerstand 364 an den nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 352 gelegt ist.

Die Kathode der Zener-Diode 356 ist auch mit der Kathode der Zener-Diode 358 sowie über einen Kondensator 366 mit dem Anschluß 196 und über den Lampenstromermittlungswiderstand 370 wechselspannungsmäßig mit Erde verbunden, wobei der Widerstand 370 in seinem Wert je nach Typ der verwendeten Lampe unterschiedlich sein kann. Die Gleichrichterwirkung der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 354, dessen Basis am Verbindungspunkt der Widerstände 362 und 364 liegt, liefert infolge des Wechselstroms durch den Widerstand 370 und die Lampe in Abhängigkeit vom Wechselspannungsabfall am Widerstand 370 eine durchschnittliche negative Gleichspannung an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 342.

Um an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 352 eine rückgekoppelte, zeitlich langsam ansteigende Spannung zu legen, ist der invertierende Eingang über einen Kondensator 360 an den Ausgang des Operationsverstärkers 352 gelegt und über einen Widerstand 372 geerdet. Der Ausgang des Operationsverstärker 352 ist außerdem über einen Widerstand 374 mit dem Widerstand 372 und über einen Widerstand 378 mit der Kathode der Diode 390 verbunden.

Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 352 erhält vom einstellbaren Abgriff des Lampenstromeinstellpotentiometers 338, dessen Enden zwischen der inneren Bezugsspannungsquelle innerhalb der getakteten Impulsgeberschaltung 52 bei 382 in Figur 13 und einer wechselspannungsmäßigen Erdung liegen, ein Bezugspotential.

Um der getakteten Impulsgeberschaltung 52 (Figur 1) ein Frequenzsteuerstromsignal zuzuführen, ist der Ausgang des Operationsverstärkers 352 mit der Kathode der Diode 390 verbunden, deren Anode am Anschluß 148A des

Oszillators 140 (Figur 3) liegt. Der Anschluß 148A ist über den Widerstand 39 2 wechselspannungsmaßig geerdet, um eine minimale Frequenz für den Oszillator 140 festzulegen, wenn die Diode 390 gesperrt ist.
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Wenn die Lampe nach der Anlauf- oder Startphase einschaltet, erzeugt der Lampenstrom einen Spannungsabfall über dem Widerstand 370, wodurch ein Wechselstrom durch den Widerstand 362 fließt, der von der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 354 gleichgerichtet wird. Die sich ergebende durchschnittliche oder mittlere negative Spannung an der Basis des Transistors 3 54 wird über den Widerstand 364 dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 3 52 zugeführt. Dadurch wird das Ausgangssignal des Verstärkers 352 allmählich immer negativer, so daß die Diode 350 über den Widerstand 378 in den leitenden Zustand kommt. Dies führt zu einer Erhöhung des Stroms über den Anschluß 108, der mit dem Eingang 148 verbunden ist, der die Frequenz des Oszillators 140 (Fgur 3) steuert. Somit vergrößert der Oszillator 140 seine Frequenz in Abhängigkeit vom Lampenstrom durch den Widerstand 370.

Um der anderen Leitung 152 des Differentialverstärkers 150 (Figur 3) in der getakteten Impulsgeberschaltung 52 ein Abschaltsignal zuzuführen, wenn die Lampe nicht zündet, ist die Basis des Transistors 354 über den Widerstand 362 mit dem Widerstand 370 verbunden, während sein Emitter geerdet und sein Kollektor über einen Widerstand 392 an die Leitung 152 gelegt ist. Die Leitung 152 ist über einen Kondensator 394 geerdet und über einen Widerstand 39 6 mit einem Bezugspotential 38 2 verbunden. Dieses Bezugspotential wird infolge des Anschlusses des Spannungsteilers aus den Widerständen 38OA und 386, die zwischen der Bezugsspannungsquelle

382 und einem wechselspannungsmäßig an Erde liegenden Anschluß geschaltet sind, der anderen Leitung 154 des Differentialverstärkers in der getakteten Impulsgeberschaltung 52 zugeführt.
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Das Einschalten der Lampe bewirkt in der vorstehend beschriebenen Weise das Leitendwerden der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 354, die das Kollektorpotential wechselspannungsmäßig erdet. Dadurch wird der Kondensator 354 infolge Leitung über den Widerstand 392 entladen gehalten, und das Potential auf der Leitung 152 kann nicht ansteigen. Wenn die Lampe nicht zündet, lädt sich der Kondensator 394 über den Widerstand 39 6 auf. Übersteigt das Potential auf der Leitung 152 das Potential auf der Leitung 154, bewirkt der Differentialverstärker 150, daß der Vergleicher 124 die Verriegelungsschaltung 122 setzt und so die Ausgangstransistoren und die Lampe 18 abschaltet.

In Figur 14 ist ein anderes Ausführungsbeispiel einer Lampensteuerschaltung 450 gezeigt, die einen Austastimpulsgenerator 452, eine Frequenz- und Stromsteuerschaltung 454, eine Lampenstromabtastschaltung 6OA und eine Durchlaufschaltung 62A enthält. Die Frequenz- und Stromsteuerschaltung 454 benötigt keine Frequenzmodulatorschaltung 50 und keine Stromregelschaltung 42 (Figur 1).

In dieser Schaltung fließt der Strom von der Lampe 18 durch einen Stromsensor in der Lampenstromabtastschaltung 60A, die in ihrem Aufbau ähnlich der Lampenstromabtastschaltung 60 aus Figur 5 ist und eine Schaltungsanordnung zur Verhinderung der Lampengleichrichtung sowie einen den in der Sekundärwicklung des Transformators fließenden Lampenstrom anzeigenden Widerstand 468

enthält. Die Schaltung zur Verhinderung einer Lampengleichrichtung enthält eine erste Zener-Diode 458 und eine zweite Zener-Diode 460, die gegeneinander geschaltet sind. Die Kathode der Zener-Diode 458 ist mit einem Anschluß des Kondensators 462 und die Kathode der Zener-Diode 460 mit dessen anderem Anschluß verbunden. Die Kathode der Zener-Diode 460 steht in Verbindung mit der Lampe 18, und die Kathode der Zener-Diode 45 8 ist an den Widerstand 468 angeschlossen, dessen anderes Ende über die Leitung 456 wechselspannungsmäßig geerdet ist.

Die Durchlaufschaltung 62A enthält einen Transistor 464, einen Widerstand 466, einen Widerstand 476 und einen Kondensator 482. Die Kathode der Zener-Diode 45 8 liegt über den Widerstand 466 an der Basis des Transistors 464 und über den Widerstand 4 68 an einem Ende der Sekundärwicklung des Lampentransformators 56. In dieser Anordnung fließt der durch die Sekundärwicklung des Lampentrfansformators 56 fließende Strom über die Leitung 468A zu einem Ende des Widerstandes 468 und Strom von der anderen Seite der Sekundärwicklung des Lampentransformators 56 über die Lampe 18 zur anderen Seite des Widerstandes 468, um den Transistor 464 zu steuern.

Um die Spannung abzuschalten, falls die Lampe nicht zündet, ist der Emitter des npn-Transistors 464 geerdet und sein Kollektor über einen Widerstand 4 76 mit dem Eingang 152 der getakteten Impulsgeberschaltung 52 verbunden. Ein Bezugspotential auf der Leitung 38 2, das innerhalb der Schaltungsanordnung 52 erzeugt wird, liegt über einen Widerstand 480 an der Eingangsleitung und dem Anschluß 152, über den Widerstand 600 an den Leitungen 149 und 154 und über den Widerstand 601

wechselspannungsmäßig an Erde. Der Anschluß 152 ist ebenfalls über einen Kondensator 482 geerdet.

Bei dieser Anordnung ist der Oszillator 140 (Figur 3) innerhalb der getakteten Impulsgeberschaltung 52 abgeschaltet. Der Widerstand 144B (Figur 3) ist in diesem Ausführungsbeispiel abgetrennt, um den Kollektor des Transistors 144 zu öffnen. Die Frequenz wird durch Triggern des Flip-Flops 120 in der getakteten Impulsgeberschaltung 52 über die Leitung 416A (Figuren 3 und 14) von außen gesteuert. Dieses Triggern erfolgt durch die Triggerschaltung 470, die Teil der Frequenzstromsteuerschaltung 454 ist und Widerstände und Potentiometer 501 bis 510, Transistoren 472 und 474, eine Diode 514 und positive Potentiale 28OA und 28OB enthält.

Die Diode 513 und der Kondensator 511 isolieren die Schaltung 470 gegen Spannungs- und Sperrstromspitzen vom Transformator 56. Der Widerstand 501 und das Potentiometer 502 bilden über den Widerständen 29OA und 292A zur Ermittlung des Stroms in der Primärwicklung des Transformators einen Spannungsteiler. Wenn die Lampe gezündet ist, ist der Strom in der Primärwicklung des Transformators proportional zum Lampenstrom in der Sekundärwicklung des Transformators. Die Stellung des Schalters 282A bestimmt den Lampenbestriebsstrom und wird so gewählt, daß dieser dem Typ der verwendeten Lampe entspricht.

Unmittelbar nach dem Einschalten beginnt der Strom in der Primärwicklung allmählich anzusteigen. Wenn die Spannung über den Stromermittlungswiderständen als heruntergeteilte Spannung zwischen dem mit dem Emitter des Transistors 272 verbundenen Ende des Widerstandes 501 und dem einstellbaren Abgriff des Potentiometers 502

die Basis-Emitter-Einschaltspannung des Transistors 4 72 übersteigt, bringt sein Kollektorstrom den Transistor 474 in den leitenden Zustand.

Eine positive Trigger- und Austastspannung wird dann an die Anschlüsse 416A und 76 der getakteten Impulsgeberschaltung 52 gelegt, wobei beide Ausgänge 70 und 72 abgeschaltet werden. Diese Ausgänge entsprechen den gleichnumerierten Eingängen der Schaltausgangsschaltung (Figur 1), so daß dadurch der an den Anschlüssen 82 und 84 (Figur 2) fließende Strom der Primärwicklung abgeschaltet wird, wodurch in der Sekundärwicklung ein Hochspannungsimpulse erzeugt wird, da das Potentiometer 502 auf die Triggerung des Stroms in der Primärwicklung eingestellt ist, wenn dieser über 1 A ansteigt, wodurch eine Wirkung erzielt wird, die genauso groß oder großer ist als die in Zusammenhang mit dem zuvor beschriebenen Strom von 0,7 A.

Der Strom, bei dem die Triggerung stattfindet, ist zwangsläufig der maximale oder Spitzenstrom in der Primärwicklung. Infolge der positiven Rückkopplung (Hysterese), die durch die Verbindung der Basis des Transistors 472 mit dem Kollektor des Transistors 474 über den Widerstand 505 erfolgt, bleibt die Trigger- und Austastspannung an der getakteten Impulsgeberschaltung 52 anliegende, wodurch beide Schalttransistoren 61 und 63 (Figur 2) gesperrt sind, bis der Strom in der Primärwicklung anfängt abzusinken.

Da der Triggervorgang am Anschluß 416A das Flip-Flop 120 in der getakteten Impulsgeberschaltung 52 (Figur 3) kippt, kehrt der Strom über die gegenüberliegende Seite der Primärwicklung des Transformators 56 zurück. In aufeinanderfolgenden Zyklen baut sich der Strom jeweils

zur gleichen Große auf, worauf der vorstehend beschriebene Triggervorgang erneut stattfindet.

Wenn die Lampe 18 leuchtet und sich erwärmt, sinkt ihre Impedanz, wodurch die Zeit für das Triggern automatisch abnimmt, damit der Spitzenstrom die gleiche Größe beibehält. Die Frequenzsteuerung ist somit zwangsläufig, weil die Streuinduktivität des Lampentransformators 56 die wirksame Reihenimpedanz des Transformators vergrößert, wodurch der Stromfluß auf den Wert verringert wird, der durch Einstellung des Abgriffes des Potentiometers 502 festgelegt wurde.

Der Betriebsstrom in der Primärwicklung oder der transformierte Betriebsstrom der Lampe 18 bei einer vorbestimmten Frequenz zwischen 100 Hz und 100 000 Hz reight aus, um eine Triggerpotential zu erzeugen, das den Oszillator zur Erzeugung von Impulsen mit der vorbestimmten Frequenz veranlaßt. Die Wellenform des Betriebsstroms ähnelt einer Dreiecks- oder einer Sägezahnwelle, so daß der Triggerstrom etwa das Doppelte des mittleren Stromes beträgt. Die effektive Lampenleistung wird von diesem mittleren Strom festgelegt. Die Treiberschaltung enthält eine Induktivität (die Transformator-Streuinduktivität) und eine Triggerschaltung, die die Frequenz der Treiberimpulse vergrößert, wenn der Strom durch die Lampe zunimmt. Der Transformator hat eine ausreichende Induktivität, um den Strom bei einer praktischen Betriebsfrequenz auf den gewünschten Betriebsstrom der Lampe zu begrenzen.

Bei den Startfrequenzen wird die Amplitude der Startoder Zündspannung durch die Magnetisierungsinduktivität gesteuert, und die Streuinduktivität spielt keine wesentliche Rolle, ausgenommen für Verluste und kapaziti-

ve Effekte. Bei der Betriebsfrequenz steuert sie den Strom in der Lampe und somit die Betriebszustände. Wegen dieser Faktoren soll bei üblichen Lampen in dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 14 das Verhältnis der Betriebsfrequenz zur Startfrequenz im Bereich zwischen 1/5 und dem Zehnfachen des Verhältnisses von Magnetisierungsinduktivität bezogen auf die Primärwicklung zu Streuinduktivität bezogen auf die Primärwicklung liegen.

Um Austast impulse für die Lampe 18 zu liefern, weist der Austastimpulsgenerator 452 einen Oszillator auf, der in Form einer integrierten CMOS-Schaltung das Äquivalent zu der integrierten TTL-Oszillatorschaltung aus Figur 1 enthält und zwei Vergleicher 484, 486 und eine Flip-Flop-Stufe mit von einem Potential 400 gespeisten, kreuzweise gekoppelten Nicht-Oder-Gattern 488 enthält. Das Ausgangssignal der Nicht-Oder-Gatter wird über eine Leitung 42OB aus Figur 14 (entsprechend der Leitung 42OA aus Figur 11) dem Widerstand 49 2 und damit der Basis des Austastimpulstransistors 494 zugeführt.

Der Kollektor des Austastimpulstransistors 494 ist über die Diode 418B mit den Anschlüssen 76 und 416A verbunden, um für die getaktete Impulsgeberschaltung 52 ein Austast- und Synchronisiersignal zu liefern. Das positive Potential 28OA liefert hierfür über den Widerstand 424A die Leistung. Ein Eingang 7OE des Vergleichers 484 ist über die Leitung 70C, den Kondensator 70B und den Widerstand 70A mit dem Eingang 70 verbunden, um von der getakteten Impulsgeberschaltung 52 Rückführsynchronisier impulse zu liefern, die den Betrieb des Generators 452 unterbrechen. In dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 14 wird der Aufwärmzeitgeber 413 (Figur 10) nicht benötigt, da die Triggerschaltung 470 nicht nach jedem Austastimpuls den leitenden Zustand des Transistors

unterbricht, bis der Strom in der Primärwicklung ausreichend groß ist, um im Transformatorfeld so viel Energie zu speichern, daß die Lampe wieder zündet.

In jedem der dargestellten Ausführungsbeispiele ist die Magnetisierungsinduktivität des Lampentransformators 56 bei der Start- oder Anlauffrequenz ausreichend niedrig, so daß bei der Start frequenz der Strom in der Lampe 18 weniger als die Hälfte der Zeit fließt, und die Betriebsfrequenz ist ausreichend groß, so daß die Arbeitsphase bei Betriebsfrequenz mindestens doppelt so groß ist wie die Arbeitsphase bei der Startfrequenz. Vorzugsweise beträgt die Arbeitsphase bei Betriebsfrequenz mindestens 50 %.

Aus der vorstehenden Erläuterung der Figur 14 folgt, daß der Betriebsstrom in der Lampe sowohl im Primärkreis als auch direkt an der Lampe im Sekundärkreis des Transformators ermittelt werden kann. Dies gilt auch für große Teile der Übergangszeiten zwischen dem Starten und dem Normalbetrieb. Dies gilt selbstverständlich für die umgekehrte Situation, in der der Sekundärstrom ein Maß für den Primärstrom ist.

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß der erfindungsgemäße Absorptionsmonitor verschiedene Vorteile hat. Er benötigt keinen gesonderten Hochspannungstransformator zum Starten von Zink- oder Cadmiumlampen. Er liefert ein Ausgangssignal mit geringem Rauschen. Es ergibt sich keine Oszillation innerhalb der Lampe nach dem Erwärmen. Er ist preiswert und zuverlässig. Es können kleinere, preisgünstigere und leichtere Transformatoren eingesetzt werden.

Claims (19)

1. Patentansprüche

   Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Gasentladungslampe (18) mit einem Lampentransformator (56) mit einer Primärwicklung (82, 84) und einer mit der Gasentladungslampe (18) verbundenen Sekundärwicklung sowie mit einer Impulsschaltung (52) zur Zufuhr von Impulsen zur Primärwicklung (82, 84), dadurch gekennzeichnet, daß eine Lampenstromabtastschaltung (60) eine Anlaufanordnung steuert, wenn ein niedriger Lampenstrom festgestellt wird, wobei die Impulsschaltung (52) nach dem Zuführen eines Stromimpulses zur Primärwicklung (82, 84) an diese lange Impulse legt und den Stromfluß unterbricht,

   so daß an die Gasentladungslampe (18) ein das Zünden bewirkender Hochspannungsimpuls gelegt wird, und daß eine Frequenzmodulatorschaltung (50) die Frequenz der Impulse erhöht, wenn der Strom bis zu einem vorbestimmten Betriebswert ansteigt.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzmodulatorschaltung (50) von der Lampenstromabtastschaltung (60) gesteuert wird, die die Spannung der Impulse erhöht, wenn der Strom während der Anlaufphase ansteigt und die den Strom begrenzt, nachdem der vorbestimmte Betriebswert erreicht ist.

   tr
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die anfängliche Zündspannung der Gasentladungslampe (18) mindestens das Dreifache der Betriebsspannung beträgt.
4. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

   3, gekennzeichnet durch eine Startzeitgeberschaltung (64) zur Zeitsteuerung der Zeitspanne, bis der Strom einen zweiten vorbestimmten Wert erreicht, der gleich oder kleiner als der erste vorbestimmte Wert sein kann, und durch eine Abschaltstufe (156) zum Beenden der Impulse, wenn die Zeit überschritten wird, es sei denn, daß der Strom den zweiten vorbestimmten Wert erreicht hat.
5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

   4, gekennzeichnet durch eine Synchronisier- und Austastschaltung (53) zur Zufuhr von Austastimpulsen zur Primärwicklung (82, 84) des Transformators (56), die mindestens gleich der Zeit ist, die sonst für das aufeinanderfolgende Auftreten von zwei der Impulse erforderlich ist..
6. 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

   5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Aufwärmzeitgeber (413) das Austasten für eine Zeitspanne verhindert, die mit der Zufuhr der Impulse zum Transformator (56) beginnt und mindestens 2 Sekunden lang ist.
7. 7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

   6, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (82, 84) einen Mittelabgriff und einen ersten und einen zweiten Endanschluß aufweist, so daß der Strom in beiden Richtungen durch die Primärwicklung fließen kann, daß die Schaltausgangsschaltung (54) Transistoren (61, 63) enthält, die einen Stromfluß in einer Richtung bewirken, während der Stromfluß in der anderen Richtung unterbrochen wird, wodurch der Stromfluß vom Transformator (56) in der einen Richtung unterbrochen und ein Stromfluß von der Wechselspannungsquelle in entgegengesetzter Richtung bewirkt wird, so daß die Energie in den Feldern abwechselnd erst in einer Richtung und dann in der anderen Richtung in die Sekundärwicklung entladen wird, wodurch Hochspannungsimpulse des induktiven Feldes zur Sekundärwicklung des Transformators (56) übertragen werden, und daß

   eine Startsteuerschaltung zum Bewirken eines Stromflusses vorgesehen ist, die eine Startzeitgeberschaltung (64) enthält, um den Zeitpunkt des Schaltens und die Bildung der Spannungsspitzen . mit einer Amplitude von mindestens 1000 V vor dem Leiten der Gasentladungslampe durch die Induktivität der Primärwicklung zu bewirken.
8. 8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch eine Synchronisier- und

   Austastschaltung (53) zum Austasten der Impulse für die Primärwicklung (82, 84) des Transformators (56) für eine Zeitspanne, die langer ist als das Doppelte der Impulslänge im Normalbetrieb.
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9. 9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch eine Veränderungsimpedanzschaltung (272) zur Verhinderung von Hochspannungsspitzen oberhalb der Spitzenspannung der Gasentladungslampe (18) nach deren Zünden in Abhängigkeit

   vom Betriebsstrom durch die Gasentladungslampe (18).
10. 10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch eine Frequenz- und Stromsteuerschaltung (454) zur Steuerung des Stroms bei einer ersten vorbestimmten Höhe, die eine Triggerschaltung (470) zur Feststellung des Stroms und zum Unterbrechen des Stroms von der Wechselspannungsquelle bei jedem Anstieg des Stroms auf einen Triggerwert der Triggerschaltung (470) enthält, so daß die Gasentladungslampe (18) unvermeidbar unter dem Einfluß von großen Spannungsspitzen vom Transformator (56) bei einer niedrigen Frequenz startet und die Frequenz beim Starten der Gasentladungslampe (18) soweit ansteigt, daß die Reihenimpedanz der Streuinduktivität des Transformators (56) den Strom selbsttätig auf den ersten vorbestimmten Wert regelt.
11. 11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des Transformators einen Mittelabgriff aufweist und daß die Schaltausgangsschaltung (54) abwechselnd den Strom durch eine erste Hälfte blockiert,

    während er durch die zweite Hälfte fließt, und den Stromfluß durch die zweite Hälfte blockiert, während der Strom durch die erste Hälfte fließt.
12. 12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

    11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltausgangsschaltung (54) erste und zweite Leistungsschalter (62, 63) mit ersten und zweiten Steuerelementen (70, 72) enthält, die an unterschiedliche Enden der Transformatorwicklung angeschlossen sind, und daß ein Flip-Flop (120) zum abwechselnden Treiben des ersten und des zweiten Leistungsschalters (61, 63) in den leitenden Zustand, während der andere Leistungsschalter in den nicht-leitenden Zustand gebracht wird, mit den ersten und

    zweiten Steuerelementen (70, 72) verbunden ist.
13. 13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis

    12, gekennzeichnet durch einen Oszillator (140) zum periodischen Unwirksammachen des Flip-Flops

    (120) für kurze Zeitspannen beginnend mindestens 2 Sekunden, nachdem dem Transformator Impulse zugeführt wurden.
14. 14. Verfahren zum Betrieb eines eine Gasentladungslampe enthaltenden Absorptionsmonitors mit Impulsen vorbestimmter Amplitude über einen Lampentransformator, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Impulsen eine Totzone mit Nullstrom vorgesehen wird, daß während der Startphase der Gasentladungs

    lampe (18) während der Totzone Strom vom Transformator (56) in die Gasentladungslampe (18) entladen wird und daß die Frequenz der dem Transformator (56) zugeführten Impulse bei Anstieg des Stroms durch die Gasentladungslampe (18) vergrößert wird,

    bis der Strom eine vorbestimmte Frequenz erreicht hat.
15. 15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit beginnend mit dem Start der Anlaufphase gemessen wird, daß eine Startsteuerschaltung (40) eine vorbestimmten Zeitspanne nach dem Start der Anlaufphase abgeschaltet wird, falls der Strom durch die Gasentladungslampe (18) nicht eine vorbestimmte Größe erreicht hat, und daß die

    Frequenz der dem Transformator (56) zugeführten Impulse erhöht wird, bis der Strom eine vorbestimmte Frequenz erreicht hat.
16. 16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Gasentladungslampe (18) zur Verhinderung des Grundrauschens kurze Austastimpulse zugeführt werden.
17. 17. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitspanne von mindestens 2 Sekunden nach der Anlaufphase ermittelt und für diese Zeitspanne die Austastimpulse unterdrückt werden.
18. 18. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse vorbestimmter Amplitude der Primärwicklung (82, 84) des Transformators (56) aus einer Konstantstromquel-Ie (60) zugeführt werden.
19. 19. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse vorbestimmter Amplitude dem Transformator (56) durch Anlegen eines Potentials an seine Primärwicklung (82, 84)

    zugeführt werden, daß ein induktiver Kreis und ein Oszillator (140) eine Frequenz erzeugen, die mit dem Strömfluß durch den Kreis zunimmt, wobei die Induktivität des Kreises, die Spannung und die Oszillatoreigenschaften so eingestellt werden, daß bei einer vorbestimmten Spannung eine Frequenz auftritt, die zu einer Begrenzung des Betriebsstroms der Gasentladungslampe durch die Induktivität führt.