DE3423484A1 - Realzeit-spektralanalyse elektrischer signale und bildtransformationstechniken sowie einrichtung zur realzeit-signalverarbeitung nach einer hierarchischen pyramide - Google Patents
Realzeit-spektralanalyse elektrischer signale und bildtransformationstechniken sowie einrichtung zur realzeit-signalverarbeitung nach einer hierarchischen pyramideInfo
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Description
RCA 79870/79581 Sch/Vu
Brit.Anm. Nr. 8317406 ν. 2 7.06.83
Brit.Anm. Nr. 8317407 ν. 27.06.83
USSN 596817 ν. 4.04.84
USSN 596817 ν. 4.04.84
RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)
Realzeit-Spektralanalyse elektrischer Signale und Bildtransformationstechniken sowie Einrichtung zur
Realzeit-Signalverarbeitung nach einer hierarchischen Pyramide
Die Erfindung bezieht sich auf eine Signalverarbeitungseinrichtung
zur Signalanalyse und/oder -synthese. Im einzelnen verwendet die erfindungsgemäße Signalverarbeitungseinrichtung
eine Pipeline-Struktur, um in verzögerter Realzeit das Frequenzspektrum einer Informationskomponente
(die ein oder mehrere Dimensionen hat) eines gegebenen zeitlichen Signals zu analysieren, dessen höchste interessierende
Frequenz nicht größer als fQ ist, und/oder in verzögerter Realzeit ein solches zeitliches Signal aus
seinem analysierten Frequenzspektrum zu synthetisieren. Die Erfindung eignet sich insbesondere, ohne jedoch hierauf
beschränkt zu sein, für die in verzögerter Realzeit erfolgende Bildverarbeitung der zweidimensionalen Raumfrequenzen
von Fernsehbildern, die durch ein zeitliches Videosignal definiert sind.
Es ist viel Arbeit in die Entwicklung eines Modells für das menschliche Sehen gesteckt worden. Man hat herausgefunden,
daß das optische Wahrnehmungssystem des Menschen eine primitive Zerlegung leuchtender Bilder in Raumfrequenzen
vornimmt, indem die Raumfrequenzinformation in einer Anzahl kontinuierlicher, sich überlappender Raumfrequenzbänder
unterteilt wird. Jedes Band ist grob gerechnet eine Oktave breit, und die Mittenfrequenz jedes
Bandes unterscheidet sich von derjenigen des Nachbarbandes in etwa um den Faktor 2. Forschungsergebnisse lassen
darauf schließen, daß es etwa sieben Bänder oder Kanäle gibt, die den von 0,5 bis 60 Perioden/Grad Raumfrequenz
des menschlichen optischen Wahrnehmungssystems überdecken.
Die Bedeutung dieser Erkenntnis liegt darin, daß eine Raumfrequenzinformation, die um mehr als den Faktor 2 von
der anderen Raumfrequenzinformation entfernt liegt, vom
optischen Wahrnehmungssystem des Menschen unabhängig verarbeitet wird.
Es hat sich ferner gezeigt, daß die im optischen Wahrnehmungssystem
des Menschen vorgenommene Raumfrequenzverarbeitung räumlich lokalisiert ist. Die Signale innerhalb
jedes Raumfrequenzkanales werden daher über kleine Unterbereiche des Bildes verarbeitet. Diese Unterbereiche überlappen
sich gegenseitig und sind grob gesehen zwei Perioden - bei einer speziellen Frequenz - breit.
Benutzt man als Testmuster ein sinusförmiges Gitter, dann zeigt sich, daß die Schwellwert-Kontrast/Empfindlichkeitsfunktion
für das Sinus-Gittermuster schnell abfällt, wenn die Raumfrequenz des Sinus-Gitterbildes vergrößert wird.
Das bedeutet, daß man bei hohen Raumfrequenzen einen hohen Kontrast sehen muß (-20% bei 30 Perioden/Grad), daß jedoch
bei niedrigen Raumfrequenzen nur ein relativ geringer Kontrast gesehen werden muß (-0,2% bei 3 Perioden/Grad).
Es hat sich herausgestellt, daß die Fähigkeit des mensch-
lichen optischen Wahrnehmungssystems, eine Änderung im Kontrast eines Sinus-Gitterbildes wahrzunehmen, die oberhalb
der Schwelle liegt, auch bei niedrigeren Raumfrequenzen besser ist als bei höheren Raumfrequenzen. Um eine
Kontraständerung in 75% aller Fälle richtig zu unterscheiden, benötigt ein normaler Mensch bei einem Sinus-Gitter
von 3 Perioden/Grad eine Kontraständerung von 12%, bei einem Gitter von 30 Perioden/Grad dagegen eine Kontraständerung
von 30 %.
Dr. Peter J. Burt, der die obengenannten Eigenschaften
des menschlichen optischen Wahrnehmungssystems kennt, hat einen Algorithmus entwickelt (nachfolgend als "Burt-Pyramide"
bezeichnet), den er mit Hilfe eines Computers, ohne Realzeit, verwirklicht hat, um die zweidimensionalen
Raumfrequenzen in einem Bild in eine Mehrzahl getrennter Raumfrequenzbänder zu analysieren. Jedes Raumfrequenzband,
mit Ausnahme des niedrigsten, ist vorzugsweise eine Oktave breit. Wenn also die höchste interessierende Raumfrequenz
des Bildes nicht größer als fQ ist, dann überdeckt das höchste Frequenzband die Oktave von fQ/2 bis f_
(mit einer Mittenfrequenz von 3fQ/4), das nächsthöhere
Frequenzband überdeckt die Oktave von fQ/4 bis fQ/2 (mit
einer Mittenfrequenz von 3f„/8) usw.
Es sei an dieser Stelle auf einige Aufsätze hingewiesen, deren Autor oder Mitautor Dr. Burt ist und in denen verschiedene
Aspekte der Burt-Pyramide im einzelnen beschrieben sind:
"Segmentation and Estimation of Image Region Properties Through Cooperative Hierarchial Computation", von Peter
J. Burt u.a., IEEE Transactions on Systems, Man, and Cybernetics, Band SMC-11, Nr. 12, 802-809, Dezember 1981.
"The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" von Peter J. Burt u.a., IEEE Transactions on Communications,
Band COM-31, Nr. 4, 532-540, April 1983.
"Fast Algorithms for Estimating Local Image Properties", von Peter J. Burt, Computer Vision, Graphics, and Image
Processing 21, 368-382 (1983).
"Tree and Pyramid Structures for Coding Hexagonally Sampled Binary Images" von Peter J. Burt, Computer Graphics and
Image Processing 14, 271-280 (1980). 10
"Pyramid-based Extraction of Local Image Features with Applications to Motion and Texture Analysis" von Peter
J. Burt, SPIE, Band 360, 114-124.
"Fast Filter Transforms for Image Processing" von Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing
16, 20-51 (1981).
"A Multiresolution Spline with Applications to Image Mosaics" von Peter J. Burt u.a., Image Processing
Laboratory, Electr-ical, Computer, and Systems Engineering
Department, Rensselaer Polytechnic Institute, Juni 1983.
"The Pyramid as a Structure for Efficient Computation" von Peter J. Burt, Image Processing Laboratory, Electrical
and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, Juli 1982.
Der Burt-Pyramiden-Algorithmus verwendet spezielle Abtasttechniken
zum Analysieren eines eine relativ hohe Auflösung aufweisenden Originalbildes in eine Hierarchie von
N (wobei N eine ganze Zahl >1 ist = plural integer) getrennter Komponentenbilder (von denen jedes ein Laplacesches
Bild, das eine andere Oktave der Raumfrequenzen des Original
bildes umfaßt) plus ein restliches Gaußsches Bild (welches aus sämtlichen Raumfrequenzen des Originalbildes unterhalb
des Laplaceschen Komponentenbildes der untersten Oktave
besteht) ist. Der hier benutzte Ausdruck "Pyramide" bezieht sich auf die sukzessive Reduzierung der Raumfrequenzbandbreite
und Abtastdichte jeder der Hierarchie der Komponentenbilder beim Fortschreiten von dem Komponentenbild
der höchsten Oktave zu demjenigen der niedrigsten Oktave.
Ein erster Vorteil des Burt-Pyramiden-Algorithmus besteht
in der Möglichkeit, das ursprüngliche hoch aufgelöste Bild aus Komponentenbildern und dem Restbild zu synthetisieren,
ohne daß durch Aliasing-Effekte Störraumfrequenzen eingeführt
wurden. Ein zweiter Vorteil des Burt-Pyramiden-Algorithmus besteht darin, daß die Raumfrequenzbandbreite
einer Oktave jeder der Hierarchie der Komponentenbilder zu den Eigenschaften des menschlichen optischen Wahrnehmungssystems
paßt, wie bereits oben erläutert wurde. Dadurch wird es möglich, die Raumfrequenzen einzelner der
Hierarchie der Komponentenbilder auf verschiedene unabhängige Weise selektiv zu verarbeiten oder zu verändern
(also ohne daß die Signalverarbeitung irgend eines Komponentenbildes irgendein anderes Komponentenbild nennenswert
beeinflussen würde), um irgendeinen anderen gewünschten Effekt in dem synthetisierten Bild, das aus den verarbeiteten
Komponentenbildern gebildet wird, hervorzuheben oder zu erzeugen. Ein Beispiel für einen solchen gewünschten
Effekt ist die Mehrfach-Auflösungs-Verzahnüngstechnik,
die im einzelnen im obengenannten Aufsatz "A Multiresolution Spline with Applications to Image Mosaics" beschrieben
ist.
Bisher ist der Burt-Pyramiden-Algorithmus mit Hilfe eines digitalen Allzweck-Computers verwirklicht worden, jedoch
nicht in Realzeit. Die Größe jedes Bildelementabtastwertes eines Originalbildes wird durch eine Mehrbitzahl (beispielsweise
8 Bit) dargestellt, die an einem individuellen Adressenplatz eines Computerspeichers gespeichert wird.
Beispielsweise benötigt ein relativ hochaufgelöstes zwei-
dirnensionales Originalbild aus 2 (512) Bildelementabtast-
~2β~
werten in jeder seiner beiden Dimensionen einen großen
1 8
Speicher von 2 (262144) Adressenspeicherplätzen zur Speicherung jeder der Mehrbitzahlen, welche die Pegel der jeweiligen Bildelementabtastwerte darstellen, aus denen das Originalbild besteht. Das im Speicher gespeicherte Originalbild kann von einem digitalen Computer nach dem Burt-Pyramiden-Algorithmus verarbeitet werden. Dabei werden Mehrfachschritte ausgeführt wie Falten von Bildelementabtastwerten mit einer vorbestimmten Kern- oder Rumpfgewichtsfunktion, Abtastwertdezimierung, Abtastwertexpansion durch Interpolation und Abtastwertsubtraktion. Die Größe der Kernfunktion (in jeder oder in mehreren Richtungen) ist relativ klein (in der Anzahl der Bildelemente ausgedrückt) im Vergleich zur Größe in jeder Dimension des gesamten Bildes. Der Unterbereich oder das Fenster der Bildelemente (die hinsichtlich Größe gleich der Kernfunktion sind und ihrerseits symmetrisch um jedes Bildelement liegen) wird mit der Kerngewichtsfunktion multipliziert und in einem Faltungsrechenvorgang summiert. 20
Speicher von 2 (262144) Adressenspeicherplätzen zur Speicherung jeder der Mehrbitzahlen, welche die Pegel der jeweiligen Bildelementabtastwerte darstellen, aus denen das Originalbild besteht. Das im Speicher gespeicherte Originalbild kann von einem digitalen Computer nach dem Burt-Pyramiden-Algorithmus verarbeitet werden. Dabei werden Mehrfachschritte ausgeführt wie Falten von Bildelementabtastwerten mit einer vorbestimmten Kern- oder Rumpfgewichtsfunktion, Abtastwertdezimierung, Abtastwertexpansion durch Interpolation und Abtastwertsubtraktion. Die Größe der Kernfunktion (in jeder oder in mehreren Richtungen) ist relativ klein (in der Anzahl der Bildelemente ausgedrückt) im Vergleich zur Größe in jeder Dimension des gesamten Bildes. Der Unterbereich oder das Fenster der Bildelemente (die hinsichtlich Größe gleich der Kernfunktion sind und ihrerseits symmetrisch um jedes Bildelement liegen) wird mit der Kerngewichtsfunktion multipliziert und in einem Faltungsrechenvorgang summiert. 20
Die Kerngewichtsfunktion wird so gewählt, daß sie wie ein Tiefpaßfilter für die mehrdimensionalen Raumfrequenzen des
gefalteten Bildes wirkt. Die nominelle Grenzfrequenz (in der Filtertechnik auch als Eckfrequenz bezeichnet) der
Tiefpaßfilter-Kennlinie, die sich in jeder Dimension aus der Kernfunktion ergibt, wird bei praktisch der Hälfte der
höchsten interessierenden Frequenz in dieser Dimension des gefalteten Signals gewählt. Jedoch braucht diese Tiefpaßfilter-Kennlinie
keinen steilen Abfall bei einer gegebenen Grenzfrequenz zu haben, sondern der Abfall kann relativ
allmählich vor sich gehen, wobei dann die nominelle Grenzfrequenz als diejenige Frequenz definiert ist, bei welcher
eine vorbestimmte Dämpfung (beispielsweise 3dB) auftritt. Filter mit einem weniger steilen Abfall können benutzt werden,
weil die Burt-Pyramide von Haus aus das Auftreten störender Frequenzen infolge von Aliasing-Effekten kompensiert,
die bei einer graduell abfallenden Tiefpaßfilter-
Kennlinie auftreten. Das Faltungsbild wird dezimiert durch effektives Unterdrücken jedes zweiten gefalteten Bildelementes
in jeder der nacheinander betrachteten Dimensionen des Bildes, wobei die Anzahl der Bildelemente im gefalteten
Bild in jeder seiner Dimensionen um die Hälfte reduziert wird. Da ein Bild üblicherweise zweidimensional ist,
besteht das gefaltet dezimierte Bild aus nur einem Viertel der Anzahl der Bildelemente, welche das Bild vor einer
solchen Dezimierung enthält. Die verringerte Anzahl der Bildelementabtastwerte dieses gefaltet dezimierten Bildes
(welches als Gaußsches Bild bezeichnet wird) wird in einem zweiten Speicher gespeichert.
Beginnend mit den gespeicherten Bildelement-Abtastwerten des Originalbildes wird der erwähnte Faltungsdezimierungsvorgang
iterativ N mal durchgeführt (wobei N eine ganze Zahl >1 ist), so daß man (N+1) Bilder erhält, die aus dem
hochaufgelösten Originalbild und einer hierarchischen
Pyramide von N zusätzlichen Gaußsehen Bildern mit reduzierter
Auflösung bestehen, wobei die Anzahl der Bildelementabtastwerte (Abtastwertdichte) in jeder Dimension jedes zusätzlichen
Bildes nur halb so groß wie die Anzahl der Bildelemente in jeder Dimension des unmittelbar vorangehenden
Bildes ist. Wenn das hochaufgelöste gespeicherte Originalbild mit G„ bezeichnet wird, dann kann die Hierarchie
von N gespeicherten zusätzlichen Bildern mit G1 bis Gn bezeichnet
werden, wobei die zunehmend reduzierte Anzahl von Bildelementabtastwerten jedes dieser N zusätzlichen Bilder '
in einem getrennten von N Speichern abgespeichert wird.
Beim Zählen des gespeicherten Originalbildes kommt man also
auf eine Gesamtzahl von N+1 Speichern.
Gemäß einer nicht in Realzeit erfolgenden Realisierung des
Burt-Pyramiden-Algorithmus besteht die nächste Berechnungsprozedur
in der Erzeugung zusätzlicher Interpolationsabtastwerte zwischen jedem Paar gespeicherter Bildelemente G1 in
jeder Dimension des Bildes, so daß die reduzierte Abtast-
wertdichte des gespeicherten Bildes G1 v?iedi©r zur Abtastdichte
des ursprünglichen gespeicherten Bildes GQ expandiert
wird. Der Digitalwert jedes der Bildelementabtastwerte des expandierten Bildes G- wird dann von dem gespeicherten
Digitalwert des entsprechenden Bildelementabtastwertes des Originalbildes GQ subtrahiert Zu. einem
Differenzbild (das als Laplacesches Bild bezeichnet wird). Dieses Laplacesche Bild (LQ), das dieselbe Abtastwertdichte wie das Originalbild Gn hat, besteht aus denjenigen
Raumfrequenzen, die im ursprünglichen Bild innerhalb der Oktave fQ/2 bis fQ plus häufig einer kleinen Fehlerkompensationskomponente
für niedrigere Raumfrequenzen liegen, die einem Informationsverlust entspricht, welcher durch den
Dezimierungsschritt bedingt ist, der bei der Ableitung des Bildes G- reduzierter Abtastdichte vorgenommen worden ist
und bei der Einführung der Interpolations-Abtastwerte, die bei der Expandierung der Abtastwertdichte wieder zu derjenigen
des Originalbildes GQ auftritt. Dieses Laplacesche Bild L0 ersetzt dann das ursprüngliche Bild GQ im Speicher
in den ersten der N+1 Pyramidenspeicher.
Durch Iteration dieses Verfahrens wird in gleicher Weise wiederum eine Hierarchie abgeleitet, die aus N-1 zusätzlichen
Laplaceschen Bildern L1 bis L.T Λ besteht, und in
I vl~ I einen entsprechenden zusätzlicher N-1 Speicher eingeschrieben,
in welchen die Gaußschen Bilder G1 bis Gn- gespeichert
sind (wobei im Speicher die Gaußschen Bilder G1
bis Gn-1 ersetzt werden). Das Gaußsche Bild Gn (mit der
am stärksten reduzierten Abtastwertdichte) wird nicht in seinem entsprechenden Speicher durch ein Laplacesches Bild
ersetzt, sondern bleibt in diesem gespeichert als Gaußscher Rest, der aus den niedrigsten Raumfrequenzen des Originalbildes
besteht (also aus denjenigen unterhalb der Oktave
LN-1>35
Der Burt-Pyramiden-Algorithmus erlaubt eine Speicherung
des Originalbildes ohne Aliasing-Effekte durch ein itera-
~29- 3A2348A"
tives Rechenverfahren aus mehreren Schritten der Expandierung
des gespeicherten Restbildes G„ auf die Abtastwertdichte des Bildes L 1 und anschließendes Addieren dieses
Bildes zum gespeicherten Laplaceschen Bild L„.. für die Ableitung
eines Summenbildes. Dieses Summenbild wird in ähnlicher Weise expandiert und zum Laplaceschen Bild L-?
addiert usw., bis das ursprüngliche hochaufgelöste Bild synthetisiert ist durch Summation aller Laplaceschen Bilder
und des Restbildes. Nach der Analyse eines oder mehrerer Originalbilder in N Laplacesche Bilder und einen Gaußschen
Rest kann man irgendeinen speziellen gewünschten Bildverarbeitungsoder
-Veränderungsschritt vornehmen (wie etwa eine Bildverzahnung), ehe ein komplettes hochauflösendes
Bild daraus synthetisiert wird.
Die nicht in Realzeit erfolgende Realisierung des Burt-Pyramiden-Algorithmus
durch Computerverarbeitung ist wirkungsvoll bei der Verarbeitung fester Bildinformation. Sie
ist jedoch nicht anwendbar zur Analyse fortlaufend auftretender Bilder, die sich zeitlich ständig ändern (also aufeinanderfolgender
Videobilder beim Fernsehen). Zum Analysieren aufeinanderfolgend auftretender, sich zeitlich verändernder
Bilder ist eine Realzeitrealisierung" des Burt-Pyramiden-Algorithmus
erforderlich, wie ihn die Erfindung ergibt.
Im einzelnen richtet sich die Erfindung auf eine Signalverarbeitungseinrichtung
mit einer Pipeline-Struktur, die in verzögerter Realzeit das Frequenzspektrum einer Informationskomponente
eines vorgegebenen zeitlichen Signals analysiert, bei welchem die höchste interessierende Frequenz
dieses Frequenzspektrums nicht größer als f~ ist.
Weiterhin entspricht diese Informationskomponente des gegegebenen zeitlichen Signals einer Information mit einer
gegebenen Anzahl von Dimensionen. Die Einrichtung enthält einen Satz von N nach einer Reihenfolge angeordneten Ubertragungseinrichtungen
für abgetastete Signale (wobei N eine
-3°- 3 A 23484
ganze Zahl >1 ist). Jede der Übertragungseinrichtungen hat einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß sowie
einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluß. Dem ersten Eingangsanschluß der ersten Übertragungseinrichtung des
Satzes wird ein gegebenes zeitliches Eingangssignal zugeführt. Der erste Eingangsanschluß jeder der zweiten bis
N-ten Übertragungseinrichtungen des Satzes ist mit dem ersten Ausgangsanschluß der unmittelbar vorangehenden
Übertragungseinrichtung dieses Satzes gekoppelt, so daß jede der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtungen ein
Signal zur unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung des Satzes weiterleitet. Dem zweiten Eingangsanschluß jeder
der Ubertragungseinrichtungen des Satzes wird ein getrenntes Abtast-Taktsignal zugeführt. Bei dieser Anordnung liefert
jede der Übertragungseinrichtungen des Satzes an ihrem ersten und zweiten Ausgangsanschluß Signale mit einer
Rate, die gleich der Abtastfrequenz des zugeführten Taktsignals ist.
Weiterhin weist jede der Übertragungseinrichtungen des Satzes eine Tiefpaß-Übertragungsfunktion zwischen ihrem
ersten Eingangsanschluß und ihrem ersten Ausgangsanschluß für die Informationskomponente des ihrem ersten Eingangsanschluß zugeführten Signals auf. Die Tiefpaß-Ubertragungs-
funktion jeder übertragungseinrichtung des Satzes hat eine nominelle Grenzfrequenz, die eine direkte Funktion der
Abtastfrequenz des am zweiten.Eingang dieser Übertragungseinrichtung
des Satzes zugeführten Taktsignals ist. Das dem zweiten Eingangsanschluß der ersten Übertragungseinrichtung
des Satzes zugeführte Taktsignal hat weiterhin eine Abtastfrequenz, die (a) doppelt so groß wie fQ ist
und (b) für diese Informationskomponente eine nominelle Grenzfrequenz dieser Tiefpaß-Übertragungsfunktion der
ersten Übertragungseinrichtung des Satzes ergibt, welche kleiner als f~ ist. Schließlich hat der dem zweiten Eingangsanschluß
jeder der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtungen des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfre-
quenz, die (a) kleiner als die Taktfrequenz ist, die dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden
Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführt wird, (b) mindestens gleich dem doppelten der Maximalfrequenz der am
ersten Eingangsanschluß zugeführten Informationskomponente ist und (c) eine nominelle Grenzfrequenz für ihre Tiefpaß-Übertragungsfunktion
ergibt, die unter derjenigen der unmittelbar vorangehenden übertragungseinrichtung des
Satzes liegt.
Das am zweiten Ausgangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen des Satzes gelieferte Signal entspricht der
Differenz zwischen der an ihrem ersten Eingangsanschluß zugeführten Informationskomponente und einer direkten
Funktion der an ihrem ersten Ausgangsanschluß gelieferten Informationskomponente.
Die Informationskomponente des gegebenen zeitlichen Signals, welches durch die erfindungsgemäße Signalverarbeitungseinrichtung
verarbeitet wird, kann beispielsweise, ohne jedoch hierauf beschränkt zu sein, den zweidimensionalen
Raumfrequenzkomponenten jedes der aufeinanderfolgenden Vollbilder eines Fernsehbildes entsprechen,
das seriell in jeder der beiden Dimensionen abgelenkt wird.
Generell ist die Erfindung nützlich beim Analysieren des Frequenzspektrums eines Signals, das von einer Quelle
räumlicher oder nicht räumlicher Frequenzen in einer oder mehreren Dimensionen abgeleitet wird, unabhängig von der
speziellen Art dieser Quelle. So eignet sich beispielsweise die Erfindung zum Analysieren von ein-, zwei-, drei-
oder mehrdimensionalen komplexen Signalen, die von Tonquellen, Radarquellen, seismographischen Quellen, Roboterquellen
etc. stammen, außer den zweidimensionalen sichtbaren Bildquellen, wie etwa Fernsehbilder. Weiterhin betrifft
die Erfindung eine Signalverarbeitungseinrichtung, die eine Pipeline-Struktur benutzt und aus einem Satz
analysierter Signale in verzögerter Realzeit ein solches komplexes Signal synthetisiert.
In den beiliegenden Zeichnungen zeigen: 5
Fig. 1 ein Funktionsblockschaltbild zur Veranschaulichung
der Erfindung in ihrer allgemeinsten Form; Fig. 1a eine digitale Ausführungsform einer ersten Art
einer beliebigen des Satzes der Übertragungseinrichtungen für das abgetastete Signal gemäß Fig.1;
Fig. 1b eine digitale Ausführungsform einer zweiten Art einer beliebigen des Satzes der Signalübertragungseinrichtungen
für das abgetastete Signal gemäß Fig. 1;
Fig. 1c eine alternative digitale Ausführungsform der
Fig. 1c eine alternative digitale Ausführungsform der
letzten Signalübertragungseinrichtung des Satzes von Ubertragungseinrichtungen für das abgetastete
Signal entweder der ersten oder der zweiten Art; Fig. 2 ein Veranschaulichungsbeispiel einer Kerngewichtsfunktion,
die zur Realisierung der Erfindung benutzbar i-st;
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines eindimensionalen Systems
des Spektrumanalysators, der Spektrumveränderungsschaltung und des Signalsynthetisierers gemäß Ge-Sichtspunkten
der Erfindung, wobei eine Legende
bestimmte der dargestellten Blöcke bezeichnet; Fig. 4 ein Blockschaltbild einer der Analysierstufen,
die bei den iterativen Berechnungen der einen Gesichtspunkt der Erfindung realisierenden Spektralanalyse
nach Fig. 3 verwendet werden;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Abwandlung, die sich bei einem nachfolgenden Paar der Analysierstufen gemäß
Fig. 4 bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung vornehmen läßt;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer der Synthetisierstufen, die bei dem iterativen Verfahren der Signalanalyse
gemäß Fig. 3 aus den Spektralkomponenten verwendet wird;
Fig. 7, 8, 9 und 10 Blockdiagramme repräsentativer Spektrumsabwandlungsschaltungen
gemäß Fig. 3 zur Verwendung bei der Erfindung;
Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Abwandlung des in Fig.3
dargestellten Systems, welche verwendet wird, wenn die Spektrumsabtastwerte für die Verarbeitung
zeitlich ausgerichtet werden, gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung;
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines zweidimensionalen Raumfrequenzspektrumsanalysators
unter Verwendung einer Pipeline-Struktur zur Durchführung der Spektralanalyse mit verzögerter Realzeit und
Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Synthetisierung von Signalen, welche das Abtasthalbbild
beschreiben, das von dem Spektrumsanalysator nach Fig. 12 analysiert worden ist, aus dessen Ausgangsspektren.
Wie Fig. 1 zeigt, hat jede Signalübertragungsschaltung eines Satzes von N reihenfolgemäßig angeordneter Übertragungseinrichtungen
100-1 bis 100-N einschließlich für abgetastete Signale zwei Eingangsanschlüsse und zwei Ausgangsanschlüsse
(N ist hier eine ganze Zahl >1). Einem ersten von zwei Eingangsanschlüssen der ersten Übertragungseinrichtung
100-1 des Satzes wird als Eingangssignal ein gegebenes zeitliches Signal G0, welches eine Information
definiert, zugeführt. Das zeitliche Signal G„ kann ein kontinuierliches analoges Signal (wie etwa ein Tonsignal
oder ein Videosignal) sein, oder alternativ kann das zeitliche Signal GQ ein abgetastetes Analogsignal
sein; weiterhin kann im letztgenannten Fall jeder Abtastwert direkt durch einen Amplitudenpegel oder indirekt
durch eine Digitalzahl dargestellt werden (indem man etwa jeden Abtastamplitudenpegel durch einen Analog/Digital-Konverter
laufen läßt, der in Fig. 1 jedoch nicht dargestellt ist, ehe das zeitliche Signal GQ dem ersten Eingangsanschluß
der Übertragungseinrichtung 100-1 zugeführt
wird). Das FrequenzSpektrum von GQ liegt in einem Bereich,
der zwischen O (also Gleichstrom) und der Frequenz fQ verläuft
(also einem Bereich, der alle interessierenden Frequenzen enthält, die einer Information mit einer gegebenen
Anzahl von Dimensionen entsprechen). Speziell kann GQ ein vorgefiltertes Signal sein, das keine Frequenzen
enthält, die größer als f~ sind. In diesem Fall erfüllt
die Taktfrequenz 2f„ der übertragungseinrichtung 100-1 das Nyquist-Kriterium für alle Frequenzkomponenten von
fQ. Bei der Alternative kann GQ jedoch einige Frequenzkomponenten
enthalten, die höher als £q sind und nicht interessieren. In diesem letztgenannten Fall wird das
Nyquist-Kriterium nicht erfüllt, und es treten Aliasing-Effekte auf. Aus praktischen Gesichtspunkten können solehe
Aliasing-Effekte (wenn sie nicht zu groß sind) häufig
toleriert werden, obgleich sie unerwünscht sind.
Gemäß Fig. 1 ist der erste Eingangsanschluß von je einer der anderen Ubertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N des
Satzes mit dem ersten von zwei Ausgangsanschlüssen der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des
Satzes gekoppelt. Speziell ist der erste Ausgangsanschluß der Signalübertragungseinrichtung 100-1 mit dem ersten
Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 gekoppelt; der erste Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung
100-2 ist mit dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung
100-3 gekoppelt (welche nicht gezeichnet ist) ... und der erste Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung
100-(N-1), die ebenfalls nicht gezeichnet ist, ist mit dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung
100-N gekoppelt. Auf diese Weise verwendet die in Fig. 1 veranschaulichte Signalverarbeitungsschaltung
eine Pipeline-Struktur bei der Koppelung jeder der einzelnen Übertragungseinrichtungen des Satzes mit
5 einer anderen.
Dem zweiten der beiden Eingangsanschlüsse je einer des
Satzes der Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N wird
ein separater Abtastfrequenztakt zugeführt. Speziell wird der Übertragungseinrichtung 100-1 ein Abtastfrequenztakt
CL1 an einem zweiten Eingang zugeführt, der Übertragungseinrichtung
100-2 wird ein Abtastfrequenztakt CL2 an einem zweiten Eingang zugeführt ... und der übertragungseinrichtung
100-N wird ein Abtastfrequenztakt CLn an
ihrem zweiten Eingang zugeführt. Die relativen Werte der Takte CL-...CL mit Bezug aufeinander sind in der in Fig.1
angedeuteten Weise eingeschränkt. Die Bedeutung dieser Einschränkungen wird im einzelnen noch erläutert werden.
Ferner liefert die Übertragungseinrichtung 100-1 an ihrem zweiten Ausgangsanschluß ein zweites Ausgangssignal Lq.
in ähnlicher Weise liefern die anderen Übertragungseinrichtungen 100-2...100-N des Satzes an ihren jeweiligen
zweiten Ausgangsanschlüssen entsprechende zweite Ausgangssignale
L^..-Ln-1
Jede einzelne der Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N
des Satzes kann,unabhängig von ihrem speziellen inneren
Aufbau, als schwarzer Kasten betrachtet werden, der eine Tiefpaß-Übertragungsfunktion zwischen seinem ersten Eingangsanschluß
und seinem ersten Ausgangsanschluß für das Frequenzspektrum der Informationskomponente des seinem
ersten Eingangsanschluß zugeführten Eingangssignals aufweist. Diese Tiefpaß-Übertragungsfunktion jeder einzelnen
Übertragungseinrichtung 100-1, 100-2 ...100-N des Satzes
hat ferner einen Abfall mit einer nominellen Grenzfrequenz, welche eine direkte Funktion der Abtastfrequenz des am
zweiten Eingangsanschluß zugeführten Taktes ist. Wie bereits festgestellt wurde, kann der Abfall im Falle der
Burt-Pyramide allmählich anstatt steil verlaufen.
im einzelnen wird dem ersten Eingang der Übertragungseinrichtung
100-1 das bereits erwähnte Eingangssignal G,. zugeführt. Die höchste interessierende Frequenz im Frequenz-
spektrum von Gn ist nicht größer als fQ. Ferner ist der
dem zweiten Eingangsanschluß der übertragungseinrichtung 100-1 zugeführte Abtastfrequenztakt CL.. gleich 2f„ (er
hat also eine Frequenz, welche das Nyquist-Kriterium für alle interessierenden Frequenzen innerhalb des Frequenzspektrums
von G0 erfüllt). In diesem Fall verläuft die
Tiefpaßübertragungsfunktxon zwischen dem ersten Eingangsanschluß und dem ersten Ausgangsanschluß der übertragungseinrichtung
100-1 derart, daß nur solche Frequenzen innerhalb des Frequenzspektrums von GQ, die nicht größer als
f1 sind (wobei f.. kleiner als fQ ist) zum ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 durchgelassen
werden. Auf diese Weise wird am ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 ein Ausgangssignal G-geliefert,
dessen Frequenzspektrum (welches durch die speziellen Eigenschaften der Tiefpaß-Übertragungsfunktion
bestimmt wird) hauptsächlich aus dem unteren Teil des Frequenzspektrums von G~ besteht. Dieses Signal G1 wird dann
als Eingangssignal dem ersten Eingangsanschluß der Ubertragungseinrichtung 100-2 zugeführt.
Wie Fig. 1 zeigt, ist der Abtastfrequenztakt CL- (welcher
dem zweiten Eingangsanschluß der übertragungseinrichtung 100-2 zugeführt wird, niedriger als 2f« (der Abtastfrequenz
des Taktes CL1), jedoch mindestens gleich 2f1 (der
doppelten Maximalfrequenz f.. im Frequenzspektrum von G*).
Daher liegt die Abtastfrequenz des Taktes CL2 noch genügend
hoch, um das Nyquist-Kriterium für das Frequenzspektrum von G1 zu erfüllen, welches dem ersten Eingangsanschluß
der Übertragungseinrichtung 100-2 zugeführt wird, jedoch es ist nicht genügend hoch, um das Nyquist-Kriterium für
die höchste mögliche interessierende Frequenz f~ im Frequenzspektrum
von G0 zu erfüllen, welches dem ersten Eingangsanschluß
der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung 100-1 zugeführt ist. Diese Art von Beziehung
(in welcher die Abtastfrequenz des dem zweiten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführ-
ten Taktes niedriger wird, wenn die Reihenfolgenposition dieser Übertragungseinrichtung des Satzes höher wird) gilt
generell. Speziell hat der dem zweiten Eingangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen 100-2...100-N des
Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz, die (a) niedriger
als der dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführte
Takt ist, (b) mindestens gleich der doppelten Maximalfrequenz der Informationskomponente des ihrem ersten Eingangsanschluß
zugeführten Signals ist und (c) die nominelle Grenzfrequenz für ihre Tiefpaßfilterfunktion auf einen
Wert herunterbringt, der unter demjenigen ihrer unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes ist.
Damit ist die maximale Frequenz f des Signals G., die
am zweiten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 auftritt, kleiner als f-... und schließlich ist die
Maximalfrequenz f im Frequenzspektrum des Signals Gn (das
am ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-N auftritt) niedriger als die Frequenz fN_·, des Frequenzspektrums
des Signals G .. (das am ersten Ausgangsanschluß der nicht dargestellten übertragungseinrichtung
des Satzes auftritt, die der Übertragungseinrichtung 100-N unmittelbar vorangeht und das dem ersten Eingangsanschluß
der Übertragungseinrichtung 100-N zugeführt wird).
Sieht man wiederum jede einzelne der Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N als schwarzen Kasten an, dann entspricht
jedes der einzelnen Ausgangssignale Lq...Ln*, die
jeweils am zweiten Ausgangsanschluß jeder einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1 bis 100-N des Satzes geliefert
werden, der Differenz zwischen der Informationskomponente des dem ersten Eingangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung
zugeführten Signals und einer direkten Funktion der Informationskomponente des am ersten Ausgangsanschluß
dieser Übertragungseinrichtung gelieferten Signals. Damit ist LQ gleich der Differenz G„-g(G*) oder entspricht
dieser zumindest, wie in Fig. 1 angedeutet ist, wobei g(G..)
entweder G1 selbst oder eine in bestimmter Weise spezifizierte
direkte Funktion von G. ist. In gleicher Weise ist L1 gleich (oder entspricht mindestens) G--g(G2);....LN_-
ist gleich (oder entspricht mindestens) G .-g(GN)♦
5
Die in Fig. 1 gezeigte Signalverarbeitungsschaltung analysiert das ursprüngliche Signal GQ in eine Mehrzahl
von parallelen Ausgangssignalen, die aus den Laplaceschen
Ausgangssignalen LQ, L-...Ln- (welche jeweils am
zweiten Ausgangsanschluß jeder der entsprechenden Pipeline-Struktur-Ubertragungseinrichtungen
100-1...100-N des Satzes entstehen) plus einem Rest-Gauß-Ausgangssignal
G (das am ersten Ausgangsanschluß der letzten Übertragungseinrichtung
100-N des Satzes entsteht) besteht.
Generell sind die einzigen Beschränkungen für die relativen Werte der jeweiligen Abtasttaktfrequenzen fQ...fN_1
die in Fig. 1 angedeuteten. Jedoch ist es gewöhnlich vorteilhaft, Werte der Abtasttaktfrequenzen, die dem
zweiten Eingangsanschluß jeder der jeweiligen Übertragungseinrichtungen
100-1 ...100-N zugeführt werden, zu spezifizieren, so daß die jeweiligen Verhältnisse CL-/CL-,
CL3/CL2··.CL /CLn-1 gleich 1/2 sind (oder sie können auch
eine ganzzahlige Potenz von 1/2 sein entsprechend der Anzahl von Dimensionen der Informationskomponente des zu
analysierenden Signals). Dies führt zu einer Aufteilung des analysierten Ausgangs des Frequenzspektrums des
Originalsignals GQ in getrennte parallele Frequenzbänder
der Laplaceschen Komponentensignale LQ...L .., die (unter
Vernachlässigung jeglicher Abtastfehler infolge von Verlusten der Signalinformation durch Reduzierung der Abtastdichte
oder infolge der Zufügung vorübergehender Aliasing-Frequenzkomponenten) jeweils eine Bandbreite von einer
Oktave für jede Dimension der Informationskomponente haben und nur diejenigen Frequenzen enthalten, die im
Frequenzspektrum des Originalsignals GQ liegen und in diese spezielle Oktave hineinfallen. Diese Frequenzen des
Frequenzspektrums des Originalsignals G„, die unter das
Laplace-Komponentensignal Ln-1 der tiefsten Oktave fallen,
sind dann im Rest-Gauß-Signal G des analysierten Ausgangs
enthalten.
5
5
Allgemein ist N eine ganze Zahl mit irgendeinem gegebenen Wert von 2 oder mehr. Es gibt jedoch Informationsarten,
bei denen ein relativ kleiner gegebener Wert von N ausreichen kann, um alle interessierenden Frequenzen in jeder
Dimension des Frequenzspektrums des Originalsignals GQ mit
genügend hoher Auflösung zu analysieren. Beispielsweise findet man im Falle sichtbarer Bilder häufig einen Wert
von 7 für N ausreichend, so daß in diesem Falle die Frequenzen in jeder Dimension des Restsignals GM kleiner als
7
1/128stel (1/2 ) der höchsten interessierenden Frequenz fn des Frequenzspektrums Gn des Originalsignals sind.
1/128stel (1/2 ) der höchsten interessierenden Frequenz fn des Frequenzspektrums Gn des Originalsignals sind.
Fig. 1a zeigt in allgemeiner Form eine digitale Ausführung einer ersten Art der Übertragungseinrichtungen 100-1
...100-N des Pipeline-Satzes für abgetastete Signale gemäß Fig. 1. In Fig. 1a ist diese erste Ausführungsart jeder
einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100(N-1)
des Satzes mit 10Oa-K und die erste Ausführungsart der unmittelbar darauffolgenden übertragungseinrichtung des
Satzes mit 10Oa-(K-I) bezeichnet.
Die Übertragungseinrichtung 10Oa-K besteht aus einem
digitalen Faltungsfilter 102 mit m-Abgriffen (wobei m
eine ganze Zahl _> 3, vorzugsweise ungerade, ist) , ferner einer Dezimierschaltung 104, einer Expandierschaltung 106,
einem digitalen Interpolationsfilter 108 mit n-Abgriffen
(wobei η eine ganze Zahl ^> 3, vorzugsweise ungerade) ist,
einer Verzögerungsschaltung 109 und einer Subtrahierschaltung 110. Der Abtastfrequenztakt CLK (der gemäß
Fig. 1 dem zweiten Eingangsanschluß jeder Übertragungseinrichtung des Satzes 10Oa-K zugeführt wird) wird jedem
der Elemente 102, 104, 106, 108, 109 und 110 als Steuer-
signal zugeführt.
Das dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 10Oa-K zugeführte Signal Gv Λ wird dem Faltungsfilter
102 und über eine Verzögerungsschaltung 109 einem Eingang der Subtrahierschaltung 110 zugeführt. Die in
Fig. 1a angegebenen Abtastwertdichten sind diejenigen pro Dimension des Informationssignals. Speziell hat das
Signal G„ Λ eine Abtastwertdichte in jeder Dimension des
Informationssignals, die in der Zeitebene als Abtastrate des Taktes CL der Übertragungseinrichtung 10Oa-K aufgetragen
ist. Auf diese Weise wird jeder der durch GK_-
gebildeten Abtastwerte vom Filter 102 verarbeitet. Der Sinn des Faltungsfilters 102 besteht in der Reduzierung
der Maximalfrequenz seines Ausgangssignals G„ bezüglich
der Maximalfrequenz seines Eingangssignals GK_- (wie
oben im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits erläutert wurde). Die Abtastwertdichte am Ausgang des Filters 102 ist jedoch
noch die Abtastrate CLK, wie in Fig. 1 angegeben ist.
Das Ausgangssignal des Filters 102 wird der Dezimierschaltung
104 als Eingangssignal zugeführt. Die Dezimierschaltung läßt nur bestimmte (nicht alle) der ihrem Eingang
vom Filter 102 zugeführten aufeinanderfolgenden Abtastwerte in jeder Dimension zu ihrem Ausgang gelangen. Auf
diese Weise wird die Abtastwertdichte in jeder Dimension am Ausgang der Dezimierschaltung 104 bezüglich der Abtastwertdichte
in dieser Dimension am Eingang zur Dezimierschaltung 104 verringert. Wie Fig. 1a zeigt, ist die Abtastdichte
CLK+. in jeder Dimension am Ausgang der Dezimierschaltung
104 so, daß sie in der Zeitebene mit einer reduzierten Rate aufgetragen werden kann, die durch den
reduzierten Abtastfrequenztakt CL.,,., bestimmt ist, welcher am zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden
übertragungseinrichtung 100a-(K+1) zugeführt worden ist.
Weiterhin treten die Abtastwerte reduzierter Abtastwertdichte in jeder Dimension des Signals GK am Ausgang der
342348Λ
Dezimierschaltung 104 bei Auftragung in der Zeitebene in Phase mit dem Auftreten des Abtastfrequenztaktes CL K+1
auf, der dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) zugeführt
wird. In Fig. 1a wird das Ausgangssignal G^ von der Dezimierschaltung 104 (also das Signal am ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 10Oa-K) dem ersten
Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung
100a-(K+1) zugeführt. Damit ist die isochrone Beziehung zwischen den Abtastwerten reduzierter Abtastwertdichte
von Gx. am ersten Eingangsanschluß mit dem Takt
is.
CLT, Λ reduzierter Abtastfrequenz am zweiten Eingangsan-
xs + I
schlüß der Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) ähnlich der isochronen Beziehung zwischen der höheren Abtastwertdichte der Abtastwerte von GT. Λ am ersten Eingangsanschluß und
schlüß der Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) ähnlich der isochronen Beziehung zwischen der höheren Abtastwertdichte der Abtastwerte von GT. Λ am ersten Eingangsanschluß und
i\— ι
dem höheren Abtastfrequenztakt CL„ am zweiten Eingangsanschluß
der Übertragungseinrichtung 10Oa-K (wie oben erläutert) ·
Eine bevorzugte Ausführungsform der Dezimierschaltung
104 ist, jedoch ohne darauf beschränkt zu sein, eine solche', die in jeder Dimension der Signalinformation die
Abtastwertdichte an ihrem Eingang in dieser Dimension um die Hälfte reduziert. In diesem Falle leitet die Dezimier-
schaltung 104 in jeder Dimension jeden zweiten Abtastwert an ihrem Eingang zu ihrem Ausgang weiter. Für eine eindimensionale
Signalinformation ist daher die Abtastwertdichte CLx, Λ gleich (1/2) oder halb so groß wie die Abis+
I
tastwertdichte CL„. Für eine zweidimensionale Signalinfor-
XS.
mation ist die Abtastwertdichte CLx.^., in jeder der beiden
XS+ I
Dimensionen ein halb, so daß sich eine zweidimensionale
2
Abtastwertdichte von (1/2) oder 1/4 ergibt.
Abtastwertdichte von (1/2) oder 1/4 ergibt.
Obgleich das Basisband-Frequenzspektrum von G„ am Eingang
der Dezimierschaltung 104 und an ihrem Ausgang das gleiche ist, ergibt das Signal Gx, verringerter Abtastwertdichte am
XS
Ausgang der Dezimierschaltung 104 einen Verlust einer ge-
wissen Menge der Phaseninformation, die im Signal G„
höherer Abtastwertdichte, das dem Eingang der Dezimierschaltung 104 zugeführt wird, vorhanden ist.
Das Ausgangssignal von der Dezimierschaltung 104 wird außer dem ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden
übertragungseinrichtung auch einem Eingang der Expandierschaltung 106 zugeführt. Diese setzt als zusätzlichen
Abtastwert eine Null (eine den Pegel 0 darstellende Digitalzahl) an jede Abtastposition des Taktes CL„, wo ein
IV.
Abtastwert vom Ausgang der Dezimierschaltung 104 fehlt. Auf diese Weise wird die Abtastdichte am Ausgang der Expandierschaltung
106 wieder auf die Abtastdichte am Eingang zur Dezimierschaltung 104 gebracht. In dem bevorzugten
Fall, in welchem die Abtastdichte in jeder Dimension um 1/2 reduziert wurde, fügt die Expandierschaltung 106 in
jeder Dimension eine 0 zwischen jedes Paar benachbarter Abtastwerte in dieser Dimension am Ausgang der Dezimierschaltung
104 .
Während die Expandierschaltung 106 die Abtastdichte an ihrem Ausgang gegenüber ihrem Eingang vergrößert, verändert
sie in keiner Weise die Information des Signals G„ an
is.
ihrem Ausgang hinsichtlich ihrem Eingang. Jedoch hat das Einsetzen von Nullen die Wirkung einer Hinzufügung von
Bildern oder wiederholt die Information des Basisbandsignals GK, die als Oberwellen der Seitenbandfrequenzspektren
CL auftreten.
Das Signal G„ am Ausgang der Expandierschaltung 106 gelangt
dann durch das Interpolationsfilter, welches ein Tiefpaßfilter ist und das Basisbandsignal G,, durchläßt,
jedoch die Oberwellen der Seitenbandfrequenzspektren CL
unterdrückt. Daher ersetzt das Filter 108 jeden der nullwertigen Nullabtastwerte durch Interpolationswert-Abtastwerte,
von denen jeder einen Wert hat, der durch die jeweiligen Werte der ihn umgebenden informationsenthalten-
den Abtastwerte bestimmt wird. Die Wirkung dieser Interpolationswert-Abtastwerte
besteht darin, die Hüllkurve der informationsenthaltenden Abtastwerte mit höherer Auflösung
zu definieren. Auf diese Weise werden die hochfrequenten Komponenten des Signals GT, am Ausgang der Expandierschaltung
106, die oberhalb des Basisbandes liegen, durch das Interpolationsfilter 108 im wesentlichen entfernt. Jedoch
fügt das Interpolationsfilter 108 keinerlei Information zum interpolierten Signal G„ an seinem Ausgang hinzu, die
nicht bereits im Signal verringerter Abtastdichte GK am
Ausgang der Dezimierschaltung 104 vorhanden wäre, und kann dies auch nicht. Mit anderen Worten dient die Expandierschaltung
106 der Expandierung der verringerten Abtastdichte in jeder Dimension des Signals G„ wieder zur Abtastdichte
in jeder Dimension des Signals G am Ausgang des Faltungsfilters 102.
Die Subtrahierschaltung 110 subtrahiert das am Ausgang des Interpolationsfilters 108 erscheinende Signal G„ vom Signal
GK_i, das dem ersten Eingangsanschluß der übertragungseinrichtung
10Oa-K zugeführt worden ist und als Eingangssignal dem Faltungsfilter 102 und über die Verzögerungsschaltung
109 der Subtrahierschaltung 110 zugeführt worden ist. Die
Verzögerungsschaltung 109 ergibt eine Verzögerung, die
gleich der Gesamtverzögerung ist, welche durch das Faltungsfilter 102, die Dezimierschaltung 104, die Expandierschaltung
106 und das Interpolationsfilter 108 bedingt ist. Da beide der Subtrahierschaltung 110 als Eingänge zugeführte
Signale in jeder ihrer Dimension dieselbe Abtastdichte CL^
haben und gleich verzögert werden, subtrahiert somit die Subtrahierschaltung 110 den durch die Digitalzahl jedes Abtastwertes
des ihr zugeführten Eingangssignals G„ dargestellten
Pegel von dem Pegel, der dargestellt wird durch die Digitalzahl des entsprechenden Abtastwertes ihres Eingangssignals
G1. Daher stellt das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung
110 das Laplacesche Signal L„ Λ dar, wel-
ches am zweiten Ausgangsanschluß der übertragungseinrichtung
10Oa-K abgeleitet wird.
Nur diejenigen Signalkomponenten von G^-1/ die nicht auch
im der Subtrahierschaltung 110 zugeführten Signal G vorhanden sind, sind am Ausgang der Subtrahierschaltung 110
im Laplaceschen Signal LK-1 enthalten. Eine erste solche
Komponente besteht aus dem hochfrequenten Teil des Frequenzspektrums des Signals G1,../ das oberhalb des Durchlaßbandes
des Faltungsfilters 102 liegt. Wenn beispielsweise die übertragungseinrichtung 10Oa-K der übertragungseinrichtung
100-1 aus Fig. 1 entspricht, dann enthält also die erste Komponente von Lj,. (L0) diejenigen Frequenzen
des Frequenzspektrums von G„ Λ (Gn), die innerhalb des
Durchlaßbandes von f1 bis f„ liegen. Außer dieser Komponente
enthält das Laplacesche Ausgangssignal L„ Λ .von der
Subtrahierschaltung 110 auch eine zweite Fehlerkompensationskomponente
aus Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes des Faltungsfilters 102, die im wesentlichen der Phaseninformation
entsprechen, die im Signal G„ höherer Abis.
tastdichte am Ausgang des Faltungsfilters 102 enthalten
ist und bei dem (oben erläuterten) Dezimierungsprozeß verlorengegangen
war. Somit wird die verlorene Phaseninformation im (dezimierten) Signal GR verringerter Abtastdichte,
5 das zum ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) weitergeleitet wird,
im wesentlichen im Laplaceschen Signal Lv Λ beibehalten,
A" I
welches am zweiten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung
10Oa-K entsteht.
Jede der Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N kann den
Aufbau der übertragungseinrichtung 10Oa-K gemäß Fig. 1a haben. In diesem Falle hat das Restsignal Gn am Analysatorausgang,
welches am ersten Ausgangsanschluß der letzten übertragungseinrichtung 100-N des Satzes geliefert wird,
eine Abtastdichte in jeder seiner Dimensionen, die kleiner (vorzugsweise die Hälfte) als die Abtastdichte in jeder
Dimension des Signals G .. ist, welches ihrem ersten Eingang
zugeführt wird. Da jedoch definitionsgemäß keine Übertragungseinrichtung des Satzes der Übertragungseinrichtung
100-N mehr folgt, ist es für die meisten Anwendungen
unwichtig (jedoch mit Ausnahme von Anwendungsfällen bei komprimierter Datenübertragung), daß die Abtastdichte des
Restsignals G kleiner als die Abtastdichte des Signals Gn-1 ist, welches dem ersten Eingangsanschluß der übertragungseinrichtung
100-N zugeführt ist. Daher kann in diesem Falle die letzte Übertragungseinrichtung 100-N des
Satzes anstelle des gesamten Aufbaus der Übertragungseinrichtungen 10Oa-K alternativ gemäß Fig. 1c aufgebaut sein
(obwohl jede der anderen Übertragungseinrichtungen (100-1 ...100(N-1) des Satzes der ersten Art noch in der Weise
wie die übertragungseinrichtung 10Oa-K aufgebaut ist). In Fig. 1c wird das Ausgangssignal Gn des Faltungsfilters
(welches dieselbe Abtastdichte in jeder seiner Dimensionen hat wie das dem Eingang des Faltungsfilters 102 zugeführte
Signal Gn-1) nicht durch eine Dezimierschaltung hindurchgeleitet,
sondern es wird direkt als Restausgangssignal Gn von der letzten Übertragungseinrichtung 10Oa-N des
Satzes der ersten Art weitergeleitet. Da in diesem Falle keine Dezimierung erfolgt ist, braucht auch keine Expansion und Interpolation vorgenommen zu werden. Daher wird
das Signal Gn am Ausgang des Faltungsfilters 102 direkt als
Eingangssignal Gn der Subtrahierschaltung 110 zugeführt.
Mit anderen Worten unterscheidet sich der Aufbau der Übertragungseinrichtung
10Oa-N nach Fig. 1c von demjenigen der Übertragungseinrichtung 10Oa-K nach Fig. 1a durch Weglassen
der Dezimierschaltung 104, der Expandierschaltung 106 und des Interpolationsfilters 108. In diesem Falle sorgt
die Verzögerungsschaltung 109 für eine Verzögerung, die nur gleich derjenigen infolge des Faltungsfilters 102 ist.
Die in Fig. la gezeigte erste Art (oder alternativ die
nach den Fig. 1a und 1c) stellt eine Realzeit-Realisierung des Burt-Pyramiden-Algorithmus dar. In ihrer nützlichsten
~46~ 3423494
Form hat natürlich jede der Laplaceschen Komponenten am Analysatorausgangssignal, das nach dem Burt-Pyramiden-Algorithmus
abgeleitet worden ist, eine Bandbreite von einer Oktave in jeder seiner Richtungen. Diese nützlichste
Form des Burt-Pyramiden-Algorithmus wird bei der Realzeit-Realisierung
gemäß Fig. la dadurch erreicht, daß man den Abtastfrequenztakt CL..^. in jeder Dimension halb so
groß wie den Abtastfrequenztakt CLK in dieser Dimension
macht.
Es sei nun ein anderer Typ einer Hierarchie-Pyramide beschrieben, die eine Alternative zur Burt-Pyramide darstellt.
Diese alternative Pyramide wird als Filter-Subtrahier-Dezimier-Pyramide
(FSD-Pyramide) bezeichnet. Zwar besitzt diese FSD-Pyramide bestimmte gewünschte Eigenschaften
der Burt-Pyramide nicht, doch besitzt sie bestimmte andere erwünschte Eigenschaften, welche die Burt-Pyramide
ihrerseits nicht hat. Eine erwünschte Eigenschaft der Burt-Pyramide (welche die FSD-Pyramide nicht
hat) ist beispielsweise ihre inhärente Kompensation zufälliger Aliasing.-Frequenzen bei der Synthese des rekonstruierten
Originalsignals, die in jeder der jeweiligen Laplaceschen Komponenten und Restkomponenten in den analysierten
Ausgangssignalen auftreten. Bei bestimmten Anwen-5 düngen erfordert dagegen die FSD-Pyramide einen geringeren
apparativen Aufwand und läßt sich daher billiger als die Burt-Pyramide realisieren.
Die erfindungsgemäße Signalübertragungseinrichtung mit der
Pipeline-Struktur ist auch nützlich für die Realzeit-Realisierung der FSD-Pyramide. Die FSD-Pyramide umfaßt
eine zweite Art oder Spezies des strukturellen Aufbaus für die einzelnen Abtastsignal-tibertragungseinrichtungen
100-a...100-N des Satzes, welche in Fig. 1 gezeigt sind,
unter Verwendung von Übertragungseinrichtungen oder -stufen wie die Stufen 10Ob-K gemäß Fig. 1b (anstelle der
bei der Burt-Pyramide verwendeten oben beschriebenen Übertragungseinrichtungen
10Oa-K).
Die übertragungseinrichtung 11Ob-K gemäß Fig. 1b zeigt eine
digitale Ausführung der oben erwähnten zweiten Art, bei welcher jede einzelne übertragungseinrichtung 100-1...
100(N-1) des Satzes nach Fig. 1 die in Fig. 1b gezeigte Übertragungseinrichtung wie 10Ob-K und 100b-(K+1) verwendet.
Weiterhin stellt die Übertragungseinrichtung 100b-(K+1) nach Fig. 1b diejenige der Übertragungseinrichtungen
100-1 ...100-N des Satzes dar, welche unmittelbar auf die Übertragungseinrichtung 10Ob-K folgt.
Wie in Fig. 1b gezeigt ist, weist die übertragungseinrichtung
10Ob-K ein digitales Faltungsfilter 102 mit nur einem Abgriff, eine Dezimierschaltung 104, eine Verzögerungsschaltung
109 und eine Subtrahierschaltung 110 auf. Der strukturelle
Aufbau der Übertragungseinrichtung 10Ob-K der zweiten Art gemäß Fig. 1b ist ähnlich demjenigen der Übertragungseinrichtung
10Oa-K (Fig. 1a) der ersten Art, außer daß das Signal GT. Λ (mit einer Abtastdichte CLx.) dem FiI-ter
102 als ein Eingangssignal über die Verzögerungsschaltung 109 und der Subtrahierschaltung 110 als Eingangssignal
zugeführt wird und daß das Ausgangssignal Gx, (ebenfalls mit
der Abtastdichte CLxJ durch die Dezimierschaltüng 104 geschickt
wird, um jede Dimension der Abtastdichte des Signals Gx. auf CLx,^.. zu reduzieren, ehe das Signal GT.
1\ IN + 1 JtN
reduzierter Abtastdichte dem ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden übertragungseinrichtung 100b-(K+1)
zugeführt wird.
Die Übertragungseinrichtung 10Ob-K der zweiten Art unterscheidet
sich von der Übertragungseinrichtung 10Oa-K der ersten Art dadurch, daß dem G„-Eingang der Subtrahierschaltung
110 das Signal Gx, der Abtastdichte CLx. (in jeder
Dimension), welches vom Ausgang des Filters 102 auf den Eingang der Dezimierschaltung 104 gegeben wird, unmittelbar
zugeführt wird. Genauer ausgedrückt unterscheidet sich dies von der übertragungseinrichtung 10Oa-K der ersten Art,
welche das Signal G„ verringerter Abtastdichte CLT, Λ (in
Ja K+ I
jeder Dimension) am Ausgang der Dez-imierschaltung 104 verwendet.
Die erste Art benötigt also die Expandierschaltung 106 und das Interpolationsfilter 108 zur Wiederherstellung
des Signals GK auf seine Abtastdichte CL„. (in jeder Dimension)
ehe es dem G„-Eingang der Subtrahierschaltung 110
zugeführt wird. Da das Eingangssignal GK der Subtrahierschaltung
110 der übertragungseinrichtung 10Ob-K der zweiten Art nicht von einer Quelle dezimierter Abtastdichte
abgeleitet wird, wird keine Expandierschaltung 106 und kein Interpolationsfilter 108 in der übertragungseinrichtung
10Ob-K benötigt. Somit liefert gemäß Fig. 1 die Verzögerungsschaltung 109 eine Verzögerung, die nur gleich
der durch das Faltungsfilter 102 bedingten Verzögerung ist. Weiterhin besteht das Ausgangssignal Lx. Λ der Subtrahier-
J\~ I Schaltung 110 aus nur denjenigen relativ hochfrequenten
Komponenten des Frequenzspektrums des Signals G„.. , die
nicht auch im Signal G„ am Ausgang des Faltungsfilters 102
vorhanden sind.
Gemäß der zweiten Art kann die letzte Übertragungseinrichtung 100-N des Satzes auch den strukturellen Aufbau der
übertragungseinrichtung 10Ob-K haben oder alternativ den strukturellen Aufbau gemäß Fig. 1c.
Die jeweiligen Ausführungen der ersten und zweiten Art gemäß den Figuren 1a und 1b sind digitale Ausführungen. Bei
solchen digitalen Ausführungsformen wird ein Analog/Digital-Konverter
anfangs benutzt, um ein analoges Signal in Digitalpegel-Abtastwerte umzuwandeln, wobei der Pegel jedes
Abtastwertes normalerweise durch eine Mehrbit-Binärzahl dargestellt wird. Es ist jedoch nicht wesentlich, daß die
erste oder zweite Art oder Spezies der erfindungsgemäßen Anordnung in digitaler Form realisiert wird. Abtastsignal-Übertragungseinrichtungen
mit ladungsgekoppelten Elementen (CCD-Schaltungen) sind im Stande der Technik bekannt. Beispielsweise
können CCD-Transversalfilter, etwa Split-Gate-Filter,
als Faltungsfilter oder Interpolationsfilter ent-
worfen werden. CCD-Signale bestehen aus einer Serie diskreter
Abtastwerte, jedoch hat jeder Abtastwert einen analogen Amplitudenpegel. Somit läßt sich die Erfindung entweder in
digitaler oder in analoger Form ausführen. ' Die Filtercharakteristika eines Filters mit Abgriffen
hängt von Faktoren ab, wie der Anzahl der Abgriffe, der effektiven Zeitverzögerung zwischen den Abgriffen und den
spezifizierten Amplitudenpegeln und der Polarität der jeweiligen Gewichtsfaktoren, die den einzelnen Abgriffen
zugeordnet sind. Zu Veranschaulichungszwecken sei angenommen, daß das Faltungsfilter 102 ein eindimensionales Filter
mit fünf Abgriffen ist. Fig. 2 zeigt ein Beispiel für die spezifizierten Größenpegel der Gewichtsfaktoren,
die alle dieselbe Polarität haben (in Fig. 2 positiv) und jeweils den fünf einzelnen Abgriffen zugeordnet sind.
Sie zeigt auch die effektive Zeitverzögerung zwischen jedem Paar benachbarter Abgriffe. Genauer gesagt ist, wie
Fig. 2 andeutet, die effektive Zeitverzögerung zwischen jedem Paar benachbarter Abgriffe 1/CLK, also der Abtastperiode,
welche durch den Abtastfrequenztakt CLTr definiert
ist, welcher dem Faltungsfilter 102 jeder einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1...100-N der ersten oder
zweiten Spezies (wie in den Fig. 1a, 1b und 1c gezeigt) individuell zugeführt wird. Somit ist der Absolutwert der
Zeitverzögerung CLK des Faltungsfilters 102 jeder Übertragungseinrichtung
100-1 ...100-N größer als diejenige der unmittelbar vorangehenden übertragungseinrichtung des
Satzes.
Gemäß Fig. 2 haben die zu den fünf Abgriffen gehörigen Gewichtsfaktoren
alle positive Polarität und spezifizierte Größenpegel (spezielle Werte), welche um den dritten Abgriff
symmetrisch verteilt sind. Genauer gesagt, haben die im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 dem dritten Abgriff
zugeordneten Gewichtsfaktoren spezifizierte Werte von 6,
die jeweiligen Gewichtsfaktoren des zweiten und vierten Ab-
griffs haben denselben spezifizierten niedrigeren Wert 4, und die Gewichtsfaktoren jeweils am ersten und fünften Abgriff
haben denselben noch niedrigeren spezifizierten Wert 1. Die Hüllkurve 202 der Gewichtsfaktoren 200 definiert
die Kern- oder Rumpffunktion (und damit die Form der Filterkennlinie in der Frequenzebene) des Faltungsfilters
102 jeder der Übertragungseinrichtungen 100-1..'. 100-N des
Satzes. Weil alle Abtastwerte 200 erstens dieselbe Polarität (gemäß Fig. 2 positiv) haben, zweitens symmetrisch um
den Mittelabgriff (dritter Abgriff) liegen und drittens der Abtastwert um so kleiner wird, je weiter er vom Mittelabtastwert wegliegt, hat das Faltungsfilter 102 eine Tiefpaßfilterkennlinie
in jeder der jeweiligen Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N des Satzes. Während in Fig. 2
alle Gewichtsfaktoren die gleiche (positive) Polarität haben, muß dies bei einem Tiefpaßfilter nicht so sein.
Einige Der Gewichtsfaktoren können die entgegengesetzte (negative) Polarität haben, solange die algebraische Summe
der Gewichtsfaktoren verschieden von Null ist. Die Kernfunktionsform (beispielsweise etwa die Einhüllende
202 nach Fig. 2) kann für alle Faltungsfilter 102 der jeweiligen Übertragungseinrichtungen des Satzes die gleiche
sein, so daß die relativen Tiefpaßfrequenzcharakteristika
(die Form der Filterkennlinien in der Frequenzebene) für alle Filter 102 gleich ist (obwohl dies nicht notwendig
ist). Der Absolutwert der nominellen Tiefpaßgrenzfrequenz des Filters hat jedoch eine Bemessung für jede
einzelne der Übertragungseinrichtungen, die von der Abtastfrequenzperiode 1/CLx. für dieses Filter abhängt. Durch geeignete
Wahl der Pegel oder Größe der Gewichtsfaktoren 200 (welche nicht die speziellen Werte 1, 4 und 6 gemäß
Fig. 2 haben), kann man eine nominelle Tiefpaßgrenzfrequenz für das Signal G„ am Ausgang des Faltungsfilters
102 erreichen (welches in jeder Dimension eine Abtastdichte CLV hat), die im wesentlichen die Hälfte der Maximalfrequenz
(oder im Falle von G0 die höchstmögliche interessierende Frequenz fQ) des Eingangssignals G„. für
das Faltungsfilter ist. In diesem Falle reduziert die Dezimierschaltung 104 in jeder Dimension die eindimensionale
Abtastdichte des Signals G„ auf CL../2 durch Unterdrückung
jedes zweiten Abtastwertes in dieser Dimension. Jedoch bleibt das Signal G„ (welches durch die Abtasthüllkurve
202 bestimmt ist) am Ausgang der Dezimierschaltung 104 im wesentlichen dasselbe wie an ihrem Eingang (obwohl ein
gewisser Verlust an Phaseninformation wegen der niedrigeren Abtastdichte am Ausgang der Dezimierschaltung 104 auftritt).
Es seien nun bestimmte bevorzugte Ausführungen der Realzeit-Realisierung
der Burt-Pyramide beschrieben, welche die erste Spezies (Fig. 1a) der Art nach Fig. 1 bilden.
Hierbei wird auf Fig. 3 Bezug genommen, welche ein Systemblockschaltbild
eines Spektralanalysators, einer Spektrumsänderungsschaltung und einer Signalsynthetisierschaltung
zeigt, die ein elektrisches Signal verarbeiten, welches eine eindimensionale Information darstellt (wie beispielsweise
etwa irgendein sich zeitlich verändernde Information enthaltender Signaltyp).
Gemäß Fig. 3 wird das elektrische Originalsignal, dessen Spektrum analysiert werden soll, in analoger Form einem .
A/D-Konverter 305 zur Digitalisierung zugeführt. Das aufgrund der Abtastung erhaltene digitale Ausgangssignal des
A/D-Konverters 305 ist mit GQ bezeichnet. Das höherfrequente
Ausgangssignal aufgrund von G„, ein Hochpaßspektrum
L0, wird in einer Analysatorstufe 310 nullter Ordnung
extrahiert, wobei G- übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund von GQ. Der höherfrequente Anteil
von G1, ein Bandpaßspektrum L-, wird in einer Analysatorstufe
315 erster Ordnung extrahiert, so daß G2 verbleibt,
5 ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund von G-.
Der höherfrequente Anteil von G2/ ein Bandpaßspektrum L2
unterhalb des Bandpaßspektrums L- wird in einer Analysator-
stufe 320 zweiter Ordnung extrahiert, wobei G- übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund
von G2· Der höherfrequente Anteil von 63/ ein Bandpaßspektrum
L3 unterhalb der BandpaßSpektren L. und L„ wird
in einer Analysatorstufe 325 dritter Ordnung extrahiert,
wobei G4 übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal
aufgrund von Go. Der höherfrequente Anteil von
G., ein BandpaßSpektrum L, unterhalb des Bandpaßspektrums
L3, wird in einer Analysatorstufe 330 vierter Ordnung
extrahiert, wobei G5 übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes
Ausgangssignal aufgrund von G,. Der höherfrequente
Anteil von Gr, ein Bandpaßspektrum unterhalb der anderen
BandpaßSpektren wird in einer Analysatorstufe 335 fünfter
Ordnung extrahiert, wobei G^ übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes
Restausgangssignal aufgrund von G,-. Das Ausgangssignal Gg ist praktisch ein sechsmal tiefpaßgefiltertes
Ausgangssignal aufgrund des Originalsignals
Die Analysatorstufen 310, 315, 320, 325, 33Ound 335 enthalten
Eingangstiefpaßfilterstufen 311, 316, 321, 326, 331 bzw. 336 mit zunehmend schmaleren Durchlaßbandbreiten.
Die tiefpaßgefilterten Ausgangssignale dieser Filter bis 336 sind genügend schmaler als ihre Eingangssignale,
5 so daß sie mit reduzierter Rate neu abgetastet werden können, ehe sie zur nächsten Analysatorstufe weitergegeben
werden. Die Reduzierung der Abtastwerte erfolgt durch Selektion auf einer regelmäßigen Basis (etwa durch Dezimierung)
in Dezimierungsschaltungen 312, 317, 322, 327, 332, 337, welche auf die Filter 311, 316, 321, 326, 331
bzw. 336 folgen. Bei der oktavenweisen Spektralanalyse, die besonders zweckmäßig ist, wird durch den Dezimierungsprozeß
jeder zweite Abtastwert unterdrückt.
Die höherfrequenten Anteile des jeder Analysatorstufe zugeführten Eingangssignals werden extrahiert, indem vom
Eingangssignal die niedrigfrequenten Anteile weggenommen
342348Ä
werden. Der dezimierte niedrigerfrequente Anteil des Eingangssignals
führt auf die Probleme, unerwünschterweise in einer Abtastmatrix geringerer Auflösung als das Eingangssignal
vorzuliegen und unerwünschterweise gegenüber dem Eingangssignal verzögert zu sein. Das erste dieser Probleme
wird in Expansionsschaltungen 313, 318, 323, 328, 333, 338 gelöst durch Einsetzen von Nullen an die fehlenden
Abtastpunkte in der Abtastmatrix des Tiefpaßfilter-Ausgangssignals
und anschließende Eliminierung der gleichzeitig eingeführten zufälligen Oberwellenspektren durch
Tiefpaßfilterung. Das zweite Problem wird gelöst durch Verzögerung
der Eingangssignale der Analysatorstufen, ehe von
ihnen die expandierten Tiefpaßfilter-Ausgangssignale subtrahiert werden, welche von den Expansionsschaltungen 313,
318, 323, 328, 333, 338 geliefert werden.
Der Verzögerungs- und Subtraktionsvorgang erfolgt in Schaltungen 314, 319, 324, 329, 334, 339, die jeweils in
den Analysatorstufen 310, 315, 320, 325, 330, 335 enthalten sind. (In bestimmten Fällen können Bauteile vorteilhafterweise
von den Eingangstiefpaßfiltern und der Verzögerungs- und Subtraktionsschaltung jeder Analysatorstufe
gemeinsam benutzt werden, wie noch beschrieben werden wird.)
Die soeben beschriebene Spektralanalyse hat eine Pipeline-Natur, und es erfolgt eine zunehmend längere Zeitverschiebung
der Abtastwerte L-, L-, L^, L. und L1- gegenüber den
Abtastwerten LQ. Der hier benutzte Ausdruck "Zeitverschiebung"
bezieht sich auf differentielle Zeitverzögerungen vorbestimmter bekannter Beträge, die zwischen den entsprechenden
Abtastwerten der informationsmäßig zusammenhängenden parallelen Signale auftreten, etwa zwischen entsprechenden
Abtastwerten der analysierten Ausgangssignale Lq, L.., L2, Lt, L., L5 und Gg des in Fig. 3 gezeigten
Spektralanalysators. Die noch zu beschreibende Signalsynthese aus den Spektrumsverfahren erfordert eine ent-
gegengesetzte Zeitverschiebung entsprechender Sätze von Abtastwerten. Dies kann mit Hilfe von Verzögerungsleitungen
340, 341, 342, 343 und 344 (typischerweise in Form von Schieberegistern oder anderen Arten von Speichern, welche
die äquivalente Funktion ausführen, also ein serienweise einzuschreibender und auszulesender Speicher) für die Abtastwerte
Lq, L.., 1^, L3 und L^ erfolgen, ehe diese in
den Schaltungen 345, 346, 347, 348 bzw. 349 verändert werden, wie dies Fig. 3 zeigt. Alternativ können die Spektren
verändert und der zum veränderten Spektrum gehörige Abtastwert zunehmend verzögert werden. Oder die Verzögerung
kann in verschiedener Weise aufgeteilt und vor sowie nach der Veränderung erfolgen, um beispielsweise Spektrumsveränderungen
zeitlich parallel durchzuführen. Verständlicherweise
können innerhalb der Veränderungsschaltungen 345, 346, 347, 348 und 349 selbst unterschiedliche Verzögerungen als Teile der insgesamt unterschiedlichen Verzögerungserfordernisse
in manchen Beispielen verwendet werden.
Die Spektren L,- und Gg werden in Veränderungsschaltungen
350 und 351 verändert. Bei einigen Signalverarbeitungsanwendungen mögen die Veränderungsschaltungen 345 bis 351
nicht benötigt werden und durch jeweils unmittelbare Verbindungen ersetzt werden. Die soweit beschriebenen Spektralanalyseverfahren
können durch Verwendung zusätzlicher Analysatorstufen erweitert oder bei Benutzung von weniger
Analysatorstufen beschnitten werden. In solchen Fällen
ist das restliche TiefpaßSpektrum G„ am Ende der Spektralanalyse
nicht Gg. ^
Bei der Signalsynthese durch Rekombination der Spektralanalysekomponenten,
möglicherweise in veränderter Form, muß die Dezimierung der Abtastmatrix von Analysatorstufe
zu Analysatorstufe rückgängig gemacht werden, damit die Spektralabtastwerte mit Hilfe der Addierer 353, 355,357,
359, 361/ 363 summiert werden können. Dies erfolgt zusätzlich
zur Korrektur der Zeitverschiebung in den Verzöge-
rungsSchaltungen 340 bis 344. Die Dezimierung wird rückgängig
gemacht mit Hilfe von Expansionsschaltugen 35 2, 354,
356, 358, 360 und 362, welche im wesentlichen gleich den Expansionsschaltungen 338, 333, 328, 323, 318 bzw. 313
sind. Durch Multiplexbetrieb kann eine einzige Schaltung eine doppelte Aufgabe erfüllen. Das restliche Tiefpaßspektrum
G~ wird zeitlich gegenüber dem benachbarten Bandpaßspektrum
Lo .. vorverschoben, so daß seine Expandierung
seinen Abtastwert zeitlich mit demjenigen des Signals ^q-I ausrichtet. Gfi ist in Fig. 3 Gg, welches in der Expansionsschaltung
52 verändert (neu Gg1) und expandiert
und dann in der Addierschaltung 353 zum geänderten Signal Lfl-1 ^L5 in F-*-9· ^) hinzuaddiert ist, so daß ein synthetisiertes
neues Signal G^1 (neu G51) entsteht. Das Ausgangssignal
der Addierschaltung 353 wird in der Expansionsschaltung 354 expandiert und in der Additionsschaltung
355 zum verzögerten und geänderten Signal L4 hinzuaddiert,
so daß das neue Signal G., synthetisiert wird. Das Ausgangssignal der Addierschaltung 355 wird in der Expansionsschaltung
354 expandiert und in der Addierschaltung 357 zum verzögerten veränderten Signal Lg hinzuaddiert,
so"daß das neue Signal G31 synthetisiert wird. Das Ausgangssignal
der Addierschaltung 357 wird in der Expansionsschaltung 358 expandiert und in der Addierschaltung 359
zum verzögerten und veränderten Signal L2 zum synthetisierten
neuen Signal G21 hinzuaddiert. Das Ausgangssignal der
Addierschaltung 359 wird in der Expansionsschaltung 60
expandiert und in der Additionsschaltung 361 zum verzögerten und veränderten Signal L2 zum synthetisierten neuen
Signal G1, hinzuaddiert. Schließlich wird das Ausgangssignal
der Addierschaltung 361 in der Expansionsschaltung 362 expandiert und in der Addierschaltung 363 zum synthetisierten
neuen Signal GQ, addiert. Die neuen Signale GQ,,
G1,, G31, G31, G.,, G51 und Gg, sind in der Signalsynthetisierungsschaltung
gemäß Fig. 3 durch Striche gekennzeichnet. Das neue Signal GQ, kann gewünschtenfalls mit
Hilfe eines (nicht dargestellten) Digital/Analog-Konverters in analoge Form umgewandelt werden.
Die Expandierungen in den Schaltungen 352, 354, 356, 358,
360, 362 ergeben bei jedem Schritt des Syntheseverfahrens eine Unterdrückung oberhalb des Bandes. Wenn die Bandpaßspektren
nicht breiter als eine Oktave sind, dann ergibt dies eine Unterdrückung sämtlicher Harmonischer, die von
den Veränderungsschaltungen 345 bis 351 erzeugt worden sind, welche andernfalls die Signalsynthese durch Einführung
zufälliger "alias"-Frequenzen {Fremdfrequenzen) beeinträchtigen würden.
Fig. 4 zeigt den Aufbau der Spektralanalysatorstufe für
eine eindimensionale Information genauer, etwa die für die oktavenweise Spektralanalyse verwendeten Stufen 310, 315,
320, 325, 330 oder 335. Die Stufe ist die Spektralanalysator stufe K-ter Ordnung, wobei K Null oder eine positive
ganze Zahl ist. Im Fall einer Spektralanalysestufe nullter Ordnung hat die Taktfrequenz für diese Stufe eine Rate R
für die Abtastung,des Originaleingangssignals Gq, dessen
Spektrum zu analysieren ist. Ist K eine positive ganze Zahl, dann verringert sich die Taktfrequenz um 2 .
Das Eingangssignal G„ wird der Spektralanalysatorstufe
nach Fig. 4 als Eingangssignal eines Schieberegisters 470 mit M Stufen zugeführt, das mit einer Taktfrequenz von
R/2 getaktet wird. Die (M+1) Abtastwerte mit zunehmend längerer Verzögerung, die am Eingang und den Ausgängen des
Schieberegisters 470 vorhanden sind, bilden jede seiner Ausgangsfunktionen als Mehrabgriffs-Verzögerungsleitung
eines Tiefpaß-Verzögerungsleitungsfilters. Die Abtastwerte werden in der Schaltung 4 71 gewichtet und summiert, um Abtastwerte
eines linearphasigen Tiefpaßfilter-Ausgangssignals
G,K+... zu werden. Mit Ausnahme der Eingangsstufe
dezimiert in allen Analysatorstufen, in denen K größer als 0 ist, die halbierte Taktrate (verglichen mit der Taktrate
der vorangehenden Stufe), die im anfänglichen Schieberegister 70 und den Addierern der Gewichtungs- und Summierungsschaltung
471 verwendet wird, das Signal G/K+1\ gegenüber
dem Signal G„. Das Ausgangssignal g/k+-m wird als ein
Eingangssignal einem Multiplexer 472 zugeführt, der mit einer Umschaltrate von R/2 abwechselnd sein Eingangssignal
GK+1 bzw. ein Nullsignal auswählt und ein Signal
G(K+D* ΘΓΖ0^·
Das Signal G,« ..»* hat ein Basisbandfrequenzspektrum,
welches doppelt so groß wie das Spektrum von G(K+1\ ist
und mit einem harmonischen Doppelseitenbandspektrum mit
unterdrücktem Träger mit einer Spitzenamplitude G. ^
vermischt ist. Nebenbei sei bemerkt, daß die nachfolgende Spektralanalysatorstufe als Eingangssignal ein zeitlich
geeignet liegendes Signal G/K+-i\* anstatt des Signals
G(K+11 erhalten kann. Das Signal G(K+i\* wird als Eingangssignal
einem anderen Schieberegister 4 73 mit mehreren Stufen zugeführt (die Stufenzahl kann gleich oder verschieden
von M sein), welches mit einer Rate von R/2 getaktet wird. Die vom Eingangssignal und den Ausgangssignaleh
von jeder Stufe des Schieberegisters 473 gebildeten (M+1) Abtastwerte werden einer anderen Gewichtungs- und
Summierschaltung 474 zugeführt, die gleich der Schaltung
471 ist. Die Schaltung 474 unterdrückt ein erstes harmonisches Spektrum von g{k+i\* un^ liefert das Signal G/K+-j\
in expandierter Form als Abtastmatrix mit ebensovielen Abtastwerten wie die Abtastmatrix von Gv.
In einer Addierschaltung 4 75 wird diese expandierte Form von G K+1 subtrahiert von G„, nachdem G im Schieberegister
470 und einer Verzögerungsschaltung 476 verzögert worden ist. Die Verzögerung des Signals G„ um M-Zyklen im Schieberegister
470 kompensiert die M/2-Zyklenverzögerung des mittleren Abtastwertes für die Gewichtungs- und Summierschaltung
471 hinsichtlich des Eingangssignals Gv für die Spektralanalysatorstufe nach Fig. 4 und hinsichtlich der
gleichen M/2-Periodenverzögerung zwischen G/K+1\* und dem
mittleren Abtastwert für die Gewichtungs- und Summierschaltung 474. Die Verzögerungsschaltung 476 bringt eine Verzögerung
zur Kompensation von Verzögerungen, die bei der Addition in den Gewichtungs- und Summierschaltungen 4 71
und 474 auftreten, und die Verzögerungsschaltung 476 kann einfach durch eine Verlängerung des Schieberegisters 470
um die erforderliche Anzahl weiterer Stufen realisiert werden. Das Ausgangssignal L„ von der Addierschaltung 4 75
ist eine der gesuchten Spektralanalysekomponenten, deren untere Frequenzgrenze durch die Tiefpaßfilterung in der
K-ten Spektralanalysatorstufe gemäß Fig. 4 bestimmt wird und dessen obere Frequenzgrenze durch die Tiefpaßfilterung
in der vorangehenden Spektralanalysatorstufe, falls eine solche vorhanden ist, bestimmt ist.
In Fig. 5 ist eine Möglichkeit zur Verringerung der Anzahl der Schieberegisterstufen, die im erfindungsgemäßen
Spektrumanalysator verwendet werden, dargestellt. Die Proben zur Definition von Giv+-\\*r die gewichtet und
summiert werden,.um die Tiefpaßfilterung zu bewirken,
die der Interpolation von G«K+1. zugeordnet ist, werden
von der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungsanordnung gewonnen, die zur Unterstützung der anfänglichen
Tiefpaßfilterung von G-K+1>
in der folgenden Spektral" analysatorstufe dient, und nicht durch Verwendung des
Schieberegisters 473.
Fig. 5 zeigt anhand eines Beispiels, wie dies etwa zwisehen
der Analysatorstufe nullter Ordnung, die zur Erzeugung von L0 verwendet wird, und der nachfolgenden Analysatorstufe
durchgeführt wird. Die Elemente 570-0, 571-0, 575-0 und 576-0 sind diejenigen Elemente in der Spektralanalsystorstufe
nullter Ordnung, welche den Elementen 470, 471, 475 und 476 der Spektralanalysatorstufe K-ter
Ordnung nach Fig. 4 entsprechen. Die Elemente 570-1 und 571-1 der Spektralanalysenstufe erster Ordnung sind analog
den Elementen 570-0 und 571-0 der Spektralanalysenstufe nullter Ordnung, außer daß sie mit der halben Rate getaktet
werden. Die vier vom Eingang und den ersten drei Ausgängen des Schieberegisters 570-1 entnommenen Abtastwerte
werden parallel mit einer Taktrate R/2 zugeführt. Zwischen sie werden Nullen eingeschachtelt, und die Ergebnisse werden
in zwei Phasenbeziehungen durch ein siebener Filtergewichts-Muster
ABCDCBA gewichtet, um ein paar aufeinanderfolgender Abtastwerte zu erzeugen, die in der Subtrahierschaltung
575-0 mit der Taktrate R vom verzögerten Signal G0 subtrahiert werden.
Der frühere Abtastwert jedes Paares aufeinanderfolgender Abtastwerte, die vom verzögerten Signal G„ subtrahiert
werden sollen, wird durch Multiplizieren des Eingangssignals des Schieberegisters 570-1 und seiner ersten drei
AusgangssignaIe mit Hilfe der Filtergewichte A, C, C und
A in den Gewichtsschaltungen 580, 581, 582 und 583 und anschließendes Summieren der gewichteten Abtastwerte in
der Summierschaltung 587 erhalten. Die dazwischengefügten Nullen würden bei. dieser Positionierung von G^ gegenüber
dem Filtergewichtsmuster an die mit B, D, B zu gewichtenden
Stellen fallen. Der spätere Abtastwert jedes Paares aufeinanderfolgender Abtastwerte, die vom verzögerten
Signal Gn zu subtrahieren sind, wird erhalten durch Multiplizierung
des Eingangssignals des Schieberegisters 570-1 und seiner ersten beiden Eingangssignale mit den Filtergewichten
B, D und B in den Gewichtungsschaltungen 584, 585 und 586 und anschließendes Summieren der gewichteten
Abtastwerte in der Summierschaltung 588. Die dazwischengefügten Nullen würden an Stellen fallen, die für diese
Positionierung von G gegenüber dem Filtergewichtsmuster mit A, C, C, A zu gewichten sind. Ein mit der Taktrate R
betriebener Multiplexer 589 wählt abwechselnd zwischen Abtastwerten an den Ausgängen der Summierschaltungen 587
und 588 aus und liefert einen Abtastwertfluß, der in der
Subtrahierschaltung 575-0 vom verzögerten Signal G„ zu
subtrahieren ist.
Fig. 6 zeigt in weiteren Einzelheiten eine Stufe der Signalsynthetisierschaltung nach Fig. 3. Die Abtastwerte
von GK, (oder verzögert und verändert G„) werden im Multiplexer
692 mit Nullen verschachtelt, und das resultierende expandierte Signal wird als Eingangssignal einem Schieberegister
693 mit M (oder einer anderen Zahl >1) Stufen zugeführt und mit der expandierten Abtastrate getaktet.
Das Eingangssignal des Schieberegisters 693 und die Ausgangssignale von seinen Stufen werden einer Gewichtungs-
und Summierschaltung 694 zugeführt. Das Spektrum GK,
(oder G~), das mit der doppelten Rate neu abgetastet wird
und dann eine harmonische Struktur hat, gelangt anschließend von einer Gewichtungs- und Summierschaltung 694 zu
einer Addierschaltung 695, wo es mit dem veränderten
Signal L/„_->
kombiniert wird und zeitlich verzögert wird, um mit den neu abgetasteten und gefilterten Abtastwerten
G„, (oder G^) ausgerichtet zu sein, mit denen es addiert
wird. Der Multiplexer 692, das Schieberegister 693 und die Gewichtungs- und Summierschaltung 694 können im Multiplexbetrieb
arbeiten, um beim Spektralanalyseprozeß als Elemente 472, 473 und 474 zu dienen.
An dieser Stelle ist es zweckmäßig, die Charakteristik der Tiefpaßfilterung zu betrachten, die beim Tiefpaßfiltern
des Spektralanalyseverfahrens und bei der Expandierung der Spektralanalyse und Signalsynthese benutzt werden.
Die Tiefpaßfilterung erfolgt phasenlinear, und damit ist das Muster der Filtergewichte symmetrisch um den (die)
mittleren Abtastwert(e). Die Filtergewichte summieren sich zu 1, um tiefe Frequenzen im HochpaßSpektrum Lq und
in den BandpaßSpektren L-, L^/ L^ ... weitgehend zu unterdrücken.
Erfolgt die Spektralanalyse oktavenweise und die Dezimierung bei der Neucodierung des durch die Tiefpaßfilterung
in jeder Spektralanalysatorstufe entfernten Unterbandes um den Faktor 2, dann ist es wünschenswert,
Frequenzen unter zwei Dritteln der Oktavenmittenfrequenz bei der Tiefpaßfilterung zu entfernen. Eine stufenförmige
Frequenzcharakteristik des Filters (also ein steiler Abfall der Filterkennlinie) führt zu Überschwingungen in den
gefilterten Signalen, wodurch der Dynamikbereich sowohl der von der Spektralanalysatorstufe extrahierten Funktion
G(v 1» als auch der durch Subtraktion des expandierten
Signals G,K+1) von GR erzeugte Funktion L,K+1, vergrößert
wird. Dies ist ein Beispiel für das Gibbs'sche Phänomen, welches durch Verwendung eines weniger abrupten Abbruches
der Fourier-Reihe gemäßigt werden kann. Es ist eine Anzahl von Abbruchsfenstern (truncation windows) bekannt, die eine
Filterkurve mit verringertem Gibbs'sehen Phänomen ergeben,
beispielsweise nach Bartlett, Hanning, Hamming, Blackman und Kaiser. Es sei hier auf Kapitel 5.5 des Buches
"DIGITAL SIGNAL PROCESSING" von A.V. Oppenheim und R.W. Schäfer verwiesen, erschienen bei Prentice-Hall Inc.,
Englewood Cliffs, N.J., 1975: die Überschrift dieses Kapitels lautet "Design of FIR Filters Using Windows" und
steht auf den Seiten 239 bis 251.
In der Praxis wird die Anzahl der Abtastwerte bei der Tiefpaßfilterung
gewöhnlich auf wenige begrenzt. Bei einer Filterung unter Verwendung einer ungeraden Zahl von Abtastwerten
umfaßt das Filterausgangssignal eine direkte Komponente und eine Serie von Kosinusoberwellen, und bei einem
eine gerade Anzahl von Abtastwerten benutzenden Filter umfaßt das Filterausgangssignal eine direkte Komponente und
eine Serie von Sinusoberwellen. Die gewünschte Kennlinie wird auf die beste Übereinstimmung approximiert, wobei
mit Hilfe eines Computers die Gewichtsfaktoren nach einem Trial- und Error-Verfahren ausgewählt werden.
Man kann gemäß der Erfindung auch Spektren mit gleichem Q und anderen als Oktavenbreiten erzeugen, jedoch erscheint
dies weniger zweckmäßig. Die Dezimierung des Tiefpaßfilter-Ausgangssignals
zur Auswahl jedes dritten Abtastwertes und das Wegfiltern von Frequenzen unterhalb der Hälfte der
Mittenfrequenz des Bandpaßspektrums zur Erzeugung eines
Tiefpaßverhaltens führt zu einem Satz von BandpaßSpektren,
deren Bandbreite zunehmend um ein Drittel statt beispielsweise um die Hälfte schmaler wird.
Die Abtastwert-A'nderungsschaltungen 345 bis 351 nach
Fig. 3 können verschiedene Formen haben, und einige von ihnen können durch direkte Verbindungen ersetzt werden.
Zur Entfernung von Hintergrundrauschen niedrigen Pegels in den verschiedenen Spektren kann beispielsweise jede
der Veränderungsschaltungen 345 bis 351 eine Basislinien-Begrenzungsschaltung
700 gemäß Fig. 7 enthalten. Solch eine Begrenzungsschaltung 700 läßt sich einfach realisieren
durch Fallenlassen der letztstelligen Bits des Signals.
Fig. 8 zeigt eine Schaltung, die für jede der Veränderungsschaltungen 345 bis 351 für einen Spektrumsequilizer benutzt
werden kann. Ein Drehschalter 897 ist so verdrahtet, daß er für jede von mehreren Wellenstellungen einen Binärcode
ergibt. Dieser Code wird über eine Verriegelungseinrichtung 898 einem 2-Quadranten-Multiplizierer zugeführt
zur Multiplikation der Eingangsspektrums-Abtastwerte, so daß Ausgangsspektrums-Abtastwerte entstehen, die zur Erzeugung
von Gq ι synthetisiert werden können. Die Verriegelungseinrichtung
898 erhält den Codeeingang zum Multiplizierer 889, während die Einstellung des Drehschalters 897
verändert wird. Man kann jedes Oktavenspektrum unterteilen mit Hilfe von Digitalfiltern, bei denen dieselbe Abtastrate
benutzt wird wie bei der Ableitung des Oktavenspektrums oder eine halbierte Abtastrate, und anschließend
die Verstärkungen der Spektralunterteilungen einzeln eingestellt werden. Die Unterteilung der Oktaven in Zwölftel
ergibt individuelle Ton- oder Halbtoneinstellungen von beispielsweise codierten Musiksignalen.
Die Änderungsschaltungen können ROM-Speicher zur Speicherung nichtlinearer übertragungsfunktionen sein. Beispielsweise
kann in jeder der Abtastwert-Veränderungsschaltungen 345
bis 351 einer Übertragungseinrichtung ein ROM-Speicher
990 verwendet werden, der eine logarithmische Form des Eingangssignals speichert (Fig. 9), und in jeder der entsprechenden
Abtastwert-Veränderungsschaltungen einer Empfangseinrichtung kann ein ROM-Speicher 1091 verwendet
werden, der eine exponentielle Form des Eingangssignals speichert (Fig. 10), so daß man eine Preemphasis des
Signals vor der Übertragung und eine Deemphasis nach dem Empfang erhält. Es können auch andere komplementäre Preemphasis-
und Deemphasiskennlinien in den ROM-Veränderungsschaltungen
der Sender- und Empfänger-Spektralanalyse-Signalsynthetisierschaltungen gespeichert werden.
Fig. 11 zeigt eine Abwandlung des Spektrumsanalysator-und
Signalsynthesesystems nach Fig. 3, wobei die Verzögerungen zwischen Analyse und Synthese aufgeteilt sind, so daß
Spektralabtastwerte ohne Zeitverschiebung für die Verarbeitung geliefert werden. Eine solche Ausrichtung ist beispielsweise
erwünscht in einem Kompansionssystem, wo die Spektralanalyse zur Trennung von Signalen in Spektren vor
der Kompansion benutzt wird, so daß die kompandierten Spektren zur Unterdrückung von Verzerrungen, die während
schneller Signalkompression oder -expansion erzeugt werden, gefiltert werden können. Die Amplitude des ursprüngliehen,
dem Analog/Digital-Konverter 305 in Fig. 3 zugeführten
Signals kann festgestellt werden, um in der Schaltung 1130 ein Kompansionssteuersignal CC zu erzeugen,
welches jedem der Kompander 1110, 1111, 1112, 1113, 1114,
1115, 1116 zugeführt wird, um die von ihnen kompandierten
Signale mit schnellem Anstieg und langsamen Abfall zu kompandieren (fast-attack, slow-decay compansion). Die
Kompander 1111 bis 1116 können im wesentlichen aus digitalen
2-Quadranten-Multiplizierern bestehen, bei denen das
Steuersignal CC von einem Analog/Digital-Konverter abgeleitet wird, der den üblichen Analogschaltungen nachgeschaltet
ist, um das zu kompandierende Signal festzustellen und daraufhin ein analoges Kompansionssteuersignal
zu erzeugen.
Die Kompander 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115 und 1116
arbeiten mit den Spektren LQ, L., L2, L^, L., L- und Gg,
nachdem diese unter Verwendung von Verzögerungsschaltungen 1100, 1101, 1102, 1103, 1104 und 1106 zur zeitlichen Ausrichtung
ihrer jeweiligen Abtastwerte differentiell verzögert worden sind. Die Verzögerungsschaltungen 1120,
1121, 1122, 1123, 1124 und 1125 verschieben dann die kompandierten
Signale LQ', L ', L2', L,1, L.'/ L5' und Gg1
in geeigneter Weise für den Signalsynthesevorgang unter Verwendung der Elemente 352 bis 363 gemäß Fig. 3.
Die Verzögerungen in den .Verzögerungsschaltungen 1106 und
1125 betragen im wesentlichen M/2-Zyklen der R/2 -Taktrate,
wobei K fünf oder 16M-Zyklen der Basistaktrate R ist, und diese Verzögerung tritt auf bei der Zusammenstellung der
Abtastwerte für die Gewichtungs- und Summierungsschaltung 4 74 der letzten Spektralanalysatorstufe 335. Diese Verzögerung
von 16M-Zyklen wird um die Verzögerungszeit D- verlängert,
um die Additionszeiten in den Expansionsschaltungen 338 und 352 auszugleichen, und sie wird durch eine
Verzögerungszeit D^ weiter verlängert, um die zusätzlichen
Zeiten in der Verzögerungs- und Subtrahierschaltung 334 und in der Addierschaltung 353 auszugleichen. Es sei angenommen,
daß alle Additionsvorgänge mit der Basistaktrate R ausgeführt werden und D1 und D2 lassen sich durch Zahlen
dieser Taktzyklen ausdrücken.
Die Verzögerung in der Verzögerungsschaltung 1104 ist
langer als 16M + D.. + D2 Zyklen der Taktrate R, und zwar
um die Differenz zwischen der Zeit, die zwar zur Entwicklung von L5 aus G3 benötigt wird, und der Zeit, die zur
Entwicklung von L. aus G5 benötigt wird. Die zur Entwicklung
von Ln aus G1. benötigte Zeit beträgt M Zyklen von
R/2 -Taktraten, um zweimal Abtastwerte zur Gewichtung und Summation zu sammeln, oder 32M-Zyklen der Basistaktrate
plus 2D.J für zwei Sätze von Abtastwertsummationen plus
D2 für die Abtastsubtraktion. Die für die Entwicklung von
L4 aus G5 benötigte Zeit beträgt M/2 Zyklen von R/2 -Taktraten
zum Sammeln von Abtastwerten zur Gewichtung und Summation oder 8M-Zyklen der Basistaktrate plus D. zur Abtastwertsummation
plus D2 zur Abtastwertsubtraktion. Man braucht 24M + D. Zyklen der Basistaktrate zusätzliche Verzögerung,
um die Abtastwerte L, zeitlich mit den Abtastwerten Lr auszurichten. Somit hat die Verzögerungsschaltung
104 eine Gesamtverzögerung von 4OM + 2D- + D2 Zyklen
der Basistaktrate R. Ähnliche Berechnungen ergeben, daß die Zyklen der Basistaktrate R,um welche die Abtastwerte
in den Verzögerungsschaltungen 103, 102, 101 und 100 verzögert werden, 52M + 3D^ + D2, 58M + 4D1 + D2, 61M + SD1
+ D2 bzw. (62 1/2)M + 6D1 + D2 betragen.
Die von der Abtastschaltung 1124 zusätzlich zu der Verzögerung
durch die Verzögerungsschaltung 1125 benötigte Verzögerung ist diejenige Zeit, die für die Expansion in
der Schaltung 354 und die für die Addition in der Addierschaltung 55 benötigte Verzögerung D2 gebraucht wird. Die
erstgenannte Verzögerung beträgt M/2 Zyklen der Taktrate
4
R/2 · zum Sammeln von Abtastwerten für die Gewichtung und Summierung, 8M-Zyklen der Basistaktrate R plus der für die Summierung beim Gewichtungs- und Summierungsprozeß benötigten Verzögerung D1. Die Gesamtverzögerung in der Verzögerungsschaltung 1124 beträgt dann 24M +D1 + D2-Durch ähnliche Berechnungen ergeben sich die Gesamtverzögerungen in den Verzögerungsschaltungen 1123, 1122, 1121 und 1120 in Zyklen der Basistaktrate R ausgedrückt zu 28M + 3D1 + 3D2, 3OM + 4D1 + 4D2, 31M + 5D1 + 5D2 bzw. (31 1/2)M + 6D1 + 6D3.
R/2 · zum Sammeln von Abtastwerten für die Gewichtung und Summierung, 8M-Zyklen der Basistaktrate R plus der für die Summierung beim Gewichtungs- und Summierungsprozeß benötigten Verzögerung D1. Die Gesamtverzögerung in der Verzögerungsschaltung 1124 beträgt dann 24M +D1 + D2-Durch ähnliche Berechnungen ergeben sich die Gesamtverzögerungen in den Verzögerungsschaltungen 1123, 1122, 1121 und 1120 in Zyklen der Basistaktrate R ausgedrückt zu 28M + 3D1 + 3D2, 3OM + 4D1 + 4D2, 31M + 5D1 + 5D2 bzw. (31 1/2)M + 6D1 + 6D3.
Ähnliche Berechnungen lassen sich zur Bestimmung der Gesamtverzögerungen
in den Verzögerungsschaltungen 340 bis 344 der Fig. 3 verwenden unter der Annahme, daß die Änderungsschaltungen
345 bis 351 alle dieselben Verzögerungen haben. Die Verzogerungsschaltungen 340, 341, 342, 343,
344 und 345 haben jeweils Verzögerungen, in Zyklen der
Basistaktrate R ausgedrückt, von 77M + 12D1 + 7D2 ,
76M + 10D1 + 6D2, 72M + 8D1 + 5D2, 64M + 6D1 + 4D2 und
48M + 4D1 + 3D2.
Die im Spektralanalysator angewandte digitale Filterung ist eine Art oder Spezies hierarchischer Filterung von
allgemeinem Interesse, indem eine Tiefpaß- oder Bandpaßfilterung, die sich über viele viele Abtastwerte erstreckt,
mit einer relativ kleinen Anzahl von zu irgendeiner Zeit gewichteten und summierten Abtastwerten durchgeführt
wird.
Obgleich die Erfindung auch brauchbar ist für die Verwendung des Spektrums einer eindimensionalen Signalinformation,
wurde die Burt-Pyramide entwickelt zur Analysierung primär der Raumfrequenzen zweidimensionaler Bildinformationen.
Die Erfindung erlaubt eine Realzeit-Spektralanalyse der Raumfrequenzen einer sich verändernden
Bildinformation, wie sie in aufeinanderfolgenden Videobildern bei einer Fernsehdarstellung auftritt.
Wie in der Fernsehtechnik bekannt ist, treten aufeinanderfolgende Videovollbilder (im NTSC-Format) nacheinander
mit einer Vollbildrate von 30 Vollbildern pro Sekunde auf.
Jedes Vollbild besteht aus einem Raster von 525 ineinanderverschachtelten
Horizontalablenkzeilen. Die aufeinanderfolgenden ungeradzahligen Horizontalablenkzeilen eines
Vollbildes werden während einer ersten Halbbildperiode nacheinander gesendet. Die aufeinanderfolgenden geradzahligen
Ablenkzeilen eines Vollbildes werden nacheinander während einer zweiten Halbbildperiode übertragen, welche
auf die erste Halbbildperiode folgt. Darauf folgt die erste Halbbildperiode des nächstfolgenden Vollbildes. Die
Dauer jeder Halbbildperiode beträgt 1/60-stel Sekunde.
Jedoch muß man eine Speicherung für mindestens die Anzahl der Bildelemente in einer Halbbildzeit vorsehen, um das
volle Raumfrequenzspektrum des Bildes in verzögerter Real-
zeit definieren zu können.
Eine als fortschreitende Abtastung bekannte Technik kennt man in der Fernsehtechnik, um aus einem NTSC-Videosignal
Vollbilder mit den gesamten 525 aufeinanderfolgenden Zeilen mit einer Rate von 60 Vollbildern pro Sekunde abzuleiten.
Bei dieser Technik wird jedes aufeinanderfolgende NTSC-Halbbild für eine Halbbildperiode von 1/60-stel Sekunde
verzögert. Auf diese Weise sind die aufeinanderfolgenden
Ablenkzeilen eines gleichzeitig auftretenden ungeradzahligen Halbbildes mit den aufeinanderfolgenden Ablenkzeilen
eines unmittelbar vorangehenden geradzahligen Halbbildes verschachtelt, welches um eine Halbbildperiode verzögert
worden ist, so daß man ein ganzes Vollbild von Bildelementen während des gleichzeitig auftretenden ungeradzahligen
Halbbildes jedes der aufeinanderfolgenden Vollbilder erhält. In ähnlicher Weise sind die aufeinanderfolgenden
Ablenkzeilen eines gleichzeitig auftretenden geradzahligen Halbbildes mit den aufeinanderfolgend auftretenden
Ablenkzeilen eines unmittelbar vorangehenden ungeradzahligen Halbbildes verschachtelt, welches um eine
Halbbildperiode verzögert worden ist, um ein volles Vollbild von Bildelementen während dieser gleichzeitig auftretenden
geradzahligen Halbbildperiode jedes der aufein-5 anderfolgenden Vollbilder zu ergeben.
Die oben beschriebene fortschreitende Abtasttechnik ist besonders nützlich für die Erzeugung hochaufgelöster Bildwiedergaben,
wie sie als High Definition Television (HDTV) bekannt ist, was derzeit in der Fernsehtechnik entwickelt
wird. Die Erfindung eignet sich auch für HDTV, um bessere Bildwiedergaben zu liefern.
Fig. 12 zeigt einen Spektralanalysator gemäß der Erfindung
zur Verarbeitung von Signalen, die eine zweidimensionale Information darstellen, wie etwa die Raumfrequenz-Bildinformation,
die in aufeinanderfolgenden, fortschreitend ab-
—bo —
getasteten Fernsehvollbildern enthalten ist. Alternativ kann eine solche zweidimensionale Information auch von einer
ohne Zeilensprung arbeitenden Fernsehkamera erhalten werden oder von einer mit Zeilensprung arbeitenden Kamera mit
nachgeschaltetem Speicher.
Anhand von Fig. 12 sei aus Gründen der Einfachheit der Beschreibung
die monochrome Verarbeitung der Leuchtdichtesignale erläutert, jedoch kann die zu beschreibende Technik
auch individuell auf die Primärfarben von Farbfernsehsignalen
oder auf die aus diesen durch algebraische Matrizierung abgeleiteten Signale angewandt werden. Ein Originalvideosignal
wird in Rasterabtastformat einem Analog/Digital-Konverter 1205 zur Abtastung (falls unabgetastet) oder zur
Neuabtastung (falls bereits abgetastet) und zur endgültigen Digitalisierung zugeführt. Die digitalisierten Videoabtastwerte sind als Signal mit Gq bezeichnet und enthalten
das vollständige zweidimensionale RaumfrequenzSpektrum
des ursprünglichen Signals und dessen aufgrund der Abtastvorgänge zugehörigen Oberwellenspektren. Diese Oberwellenspektren
sind symmetrisch um die jeweilige Abtastfrequenz und deren Oberwellen. Die Oberwellenspektren werden in der
nachfolgend erläuterten Weise spezifische behandelt. Die allgemeine Tatsache ihres Vorhandenseins wird erwähnt,
weil die Oberwellenspektren beim Entwurf der zweidimensionalen Tiefpaß-Raumfrequenzfilter berücksichtigt werden
müssen, die der Spektralanalysator gemäß Fig. 12 verwendet.
Der Grund liegt darin, daß diese Oberwellenspektren Anlaß zu Fremdfrequenzen bei der Spektralanalyse und bei der
darauf aufbauenden Signalsynthese geben.
In der Spektralanalysatorstufe 1210 erster Ordnung wird
aus Gn ein Hochpaßspektrum L« abgetrennt. Dieses Hochpaßverhalten
wird im wesentlichen bewirkt durch Tiefpaßfil-5 tern von Gn und Verzögerung von Gn gegenüber seiner zeitlichen
Lage, mit der es aus dem A/D-Konverter 1205 kommt, um dasselbe Maß, um welches die tieferfrequenten Anteile
von G0 im Tiefpaßfilter-Ausgangssignal verzögert sind, und
durch Subtraktion des tiefpaßgefilterten Ausgangssignals von dem verzögerten Signal Gn- Mit der Annahme, daß die
Spektralanalyse oktavenweise erfolgt, wird die Grenzfrequenz des zweidimensionalen Tiefpaß-Raumfrequenzfilters
1211 gleich der obersten Frequenz des nächsten zu analysierenden Bandpaßspektrums L- von Oktavbreite gewählt, also
bei vier Drittel seiner Mittenfrequenz. In der Dezimierschaltung 1212 werden abwechselnde Reihen und Spalten von
Abtastwerten eliminiert, um das tiefpaßgefilterte Signal
Gq mit der Raumfrequenzrate R/2 abzutasten, und dieses
Signal mit reduzierter Abtastrate wird als Tiefpaßausgangssignal der Stufe 1210 für die weitere Spektralanalyse geliefert.
Das tiefpaßgefilterte Signal GQ mit reduzierter Abtastrate wird dann nach den Methoden interpoliert, die
von R. W. Schafer und L. R. Rabiner in ihrem Aufsatz "A Digital Signal Processing Approach to Interpolation"
auf den Seiten 692 bis 702 der Zeitschrift PROCEEDINGS OF THE IEEE, Band 61, Nr. 6, vom Juni 1973 beschrieben
sind. In der Expansionsschaltung 1213 werden die in der Dezimierschaltung 1212 eliminierten Abtastwerte durch Nullen
ersetzt, um ein Eingangssignal für ein weiteres zweidimensionales Tiefpaß-Raumfrequenzfilter 1214 zu bilden.
Dieses Filter kann dieselben Abtastgewichtskoeffizienten benutzen wie das anfängliche Tiefpaßfilter, aber es hat
in jedem Falle im wesentlichen dieselbe Grenzfrequenz wie dieses. Das resultierende Signal hat eine Abtastmatrix
gleicher Ausdehnung wie diejenige des Signals GQ, welches
in der Verzögerungsschaltung 1215 verzögert ist, und es wird vom verzögerten Signal GQ in der Subtrahierschaltung
1216 subtrahiert, um ein Hochpaß-Ausgangssignal Ln zu ergeben.
Lq ist nicht nur der Hochpaßteil von GQ, sondern
es enthält auch niedrigerfrequente Phasenfehlerkorrekturterme, wie oben erwähnt, die bei der Rücksynthese des
Videosignals aus der Spektralanalyse benutzt werden, um die durch die Neuabtastung Gq bei niedriger Abtastrate in der
Dezimierschaltung 12 eingeführten Fehler zu kompensieren.
Diese Trennung des Signals in einen Tiefpaßteil, der mit der halben Rate neu abgetastet wird, und in einen Hochpaßteil,
wird in jeder Spektralanalysatorstufe wiederholt.
Jede aufeinanderfolgende Spektralanalysatorstufe erhält als Eingangssignal das neu abgetastete Tiefpaß-Ausgangssignal
der vorangehenden Spektralanalysatorstufe, wobei die Abtastrate in jeder aufeinanderfolgenden Spektralanalysatorstufe
gegenüber derjenigen der vorangehenden Stufe halbiert wird. Das Hochpaß-Ausgangssignal jeder
Spektralanalysatorstufe 1220, 1230, 1240, 1250, 1260 nach der anfänglichen Stufe 1210 hat eine obere Grenze, welche
durch die Tiefpaßcharakteristik der vorangehenden Stufe bestimmt ist, und daher sind diese "Hochpaß"-Ausgangssignale
tatsächlich BandpaßSpektren absinkender Raumfrequenz
mit gleichem Q. Die Dezimierung der Ausgangssignale der anfänglichen Tiefpaßfilter in jeder Stufe, die mit
einem Faktor von 2 erfolgt, und die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter in jeder Stufe, die zwei Drittel der Mittenfrequenz
der von ihr bewirkten Spektralanalyse beträgt, sind Faktoren, welche diese Spektren mit gleichem Q
sinkende Oktaven der zweidimensionalen Raumfrequenz sein läßt.
Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G- der Spektralanalysatorstufe
1210 wird von ihrer Dezimierschaltung 1212 als Eingangssignal der nächstfolgenden Spektralanalysatorstufe
1220 zugeführt. Die Spektralanalysatorstufe 1220 hat Elemente 1221, 1222, 1223, 1224 und 1226
analog den Elementen 1211, 1212, 1213, 1214, 1215 und 1216 der Spektralanalysatorstufe 1210; die Unterschiede der
Arbeitsweise rühren daher, daß die Abtastfrequenz in der Stufe 1220 in beiden Dimensionen bezüglich der Stufe
1210 halbiert sind. Die Tiefpaßfilter 1221 und 1224 haben Gewichtskoeffizienten gleich denjenigen der Tiefpaßfilter
1211 bzw. 1214; jedoch wird durch die Halbierung der Abtastrate in der Stufe 1220 im Vergleich zur Stufe
1210 die Grenzfrequenz der Filter 1221 und 1224 im Ver-
gleich zu den Filtern 1211 und 1214 halbiert. Die Verzögerung
vor der Subtraktion in der Verzögerungsschaltung 1225 ist zweimal so lang wie in der Verzögerungsschaltung 1215;
nimmt man an, daß diese Verzögerungen durch Taktung in
einem Schieberegister oder dergleichen bewirkt werden, dann sind die Verzögerungsstrukturen die gleichen, wobei
das Verzögerungsverhältnis 2:1 durch das Verhältnis 1:2 der jeweiligen Verzögerungstaktraten in den Verzögerungsschaltungen 1225 und 1215 gegeben ist. Das Hochpaß-Ausgangssignal
L- der Spektralanalysatorstufe 1220 ist ein Bandpaßspektrum von Raumfrequenzen unmittelbar unterhalb
des Spektrums Lq.
Das dezimierte Tiefpaß-Äusgangssignal G- der Spektralanalysatorstufe
1220 wird von seiner Dezimierschaltung 1222 als Eingangssignal der Spektralanalysatorstufe 1230 zugeführt.
Das Bandpaßspektrum L2 eine Oktave unterhalb L-ist
das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektralanalysatorstufe 1230 aufgrund ihres Eingangssignals G2. Die Spektralanalysatorstufe
1230 enthält Elemente 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 bzw. 1236 entsprechend den Elementen 1221, 1222,' 1223,
1224, 1225 und 1226 der Spektralanalysatorstufe 1220 mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.
Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G3 der Spektralanalysatorstufe
1230 wird von ihrer Dezimierschaltung 1232 als Eingangssignal der nachfolgenden Spektralanalysatorstufe
1240 zugeführt. Das Bandpaß spektrum L-. eine Oktave unterhalb
von L2 ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektralanalysatorstufe
1240 aufgrund ihres Eingangssignal G-.. Die
Spektralanalysatorstufe 1240 enthält Elemente 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 bzw.1246 entsprechend den Elementen 1231,
1232, 1233, 1234, 1235 und 1236 der Spektralanalysatorstufe 1230, mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.
Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G, der Spektralanalystorstufe
1240 wird von ihrer Dezimierschaltung 1242 als
Eingangssignal der nächstfolgenden Spektralanalysatorstufe 1250 zugeführt. Das BandpaßSpektrum L4 eine Oktave unterhalb
von L3 ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektralanalysatorstufe
1250 aufgrund ihres Eingangssignals G4.
Die Spektralanalysatorstufe 1250 enthält Elemente 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 bzw. 1256 entsprechend den Elementen
1241, 1242, 1243, 1244, 1245 und 1246 der Spektralanalysatorstufe 1240, mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.
10
10
Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal. G5 der Spektralanalysatorstufe
1250 wird von ihrer Dezimierschaltung 1252 als Eingangssignal der nachfolgenden Spektralanalysatorstufe
1260 zugeführt. Das BandpaßSpektrum L5 eine
Oktave unterhalb von L4 ist das Hochpaß-Ausgangssignal der
Spektralanalysatorstufe 1260 aufgrund ihres Eingangssignals G5. Die Spektralanalysatorstufe 1260 enthält Elemente
1261, 1262, 1263, 1264, 1265 und 1266 entsprechend den Elementen 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 und 1256 der
Spektralanalysatorstufe 1250 mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.
Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G^, welches von der
Dezimierschaltung der letzten Spektralanalysatorstufe geliefert wird, hierbei ist G„ Gg, das von der Dezimierschaltung
1262 der Spektralanalysatorstufe 1260 geliefert wird, ist ein restliches Spektral-Tiefpaß-Ausgangssignal. Es
dient als Grundlage für die Neusynthese der Signale durch Summierung interpolierter Spektralbandpaßsignale der
späteren Spektralanalysatorstufen und des "Schlußstein"-Hochpaß-Spektralausgangssignals
der anfänglichen Spektralanalysatorstufe. Lq, L-, L2>
L3, L4 und L^ sind zeitlich
verschoben und werden mit zunehmenden Verzögerungsbeträgen geliefert. Das restliche Tiefpaßspektrum Gf, (hier Gg)
folgt zeitlich dem letzten Bandpaß spektrum L„_.. (hier L5)
mit entgegengesetzter Zeitverschiebung.
Wie hier beschrieben wird, erfordern die Verfahren der Signalsynthese aus Spektralkomponenten auch, daß die Spektralkomponenten
Lq, L^, L2, L3, L4 und L5 gegenseitig diese
entgegengesetzte Zeitverschiebung haben. Vor der Be-Schreibung der Durchführung der Spektralanalyse und
Synthese der daraus gewonnenen Signale sei der Aufbau der Spektralanalysatorstufen genauer erläutert. Zunächst seien
die anfänglichen zweidimensionalen Tiefpaßfilter beschrieben.
Wie in der Filtertechnik bekannt ist, können zweidimensionale
Filter nicht trennbarer Natur oder alternativ trennbarer Natur sein. Trennbare Filterung in der ersten und
zweiten Dimension läßt sich durchführen, indem zunächst in einer ersten Richtung gefiltert wird, wobei ein erstes
eindimensionales Filter benutzt wird, und dann in einer zweiten Richtung gefiltert wird, die rechtwinklig zur
ersten Richtung verläuft, indem ein zweites eindimensionales Filter benutzt wird. Da die jeweiligen Tiefpaßfilter-Kennlinien
zweier getrennt hintereinandergeschalteter eindimensionaler Filter, die ein trennbares zweidimensionales
Tiefpaßfilter bilden, völlig unabhängig voneinander sind, kann also die Kern- oder Rumpffunktion und Struktur jedes
dieser Tiefpaßfilter ähnlich derjenigen sein, wie sie im
Zusammenhang mit den Figuren 2a und 2b und den Figuren 3 bis 11 beschrieben worden ist.
Im Falle von Fernsehbildern, die aus dem Raster horizontaler Ablenkzeilen gebildet sind, sind die beiden rechtwinkligen
Richtungen eines trennbaren Filters vorzugsweise die horizontale und vertikale Richtung. Verwendet man eine
trennbare zweidimensionale Tiefpaßfilterung bei der Realisierung der Erfindung, dann lassen sich gewisse Vorteile
bei der Durchführung der horizontalen Tiefpaßfilterung vor der vertikalen Tiefpaßfilterung erreichen, während man
andere Vorteile erhält, wenn man die vertikale Tiefpaßfilterung
vor der horizontalen Tiefpaßfilterung vornimmt.
Nimmt· man beispielsweise die horizontale Filterung und
Dezimierung zuerst vor, dann reduziert sich die Anzahl der Bildelement-Abtastwerte pro horizontaler Ablenkzeile,
welche durch die vertikale Kernfunktion während der nachfolgenden Vertikalfilterung zu verarbeiten ist, um die
Hälfte. Nimmt man jedoch erst die vertikale Filterung vor, dann kann man dieselbe VerzÖgerungsstruktur benutzen,
die erforderlich ist, um die relativ lange, für die Vertikalfilterung benötigte Verzögerung zu ergeben und auch
um die jeweiligen Kompensationsverzögerungen (1215, 1225, 1235, 1245, 1255 und 1265) für die Weiterleitung der jeweiligen
Signale Gq bis G^ zum positiven Anschluß jeder
entsprechenden Subtrahierschaltung 1216, 1226, 1236, 1246, 1256 und 1266 der Stufen 1210, 1220, 1230, 1240, 1250 und
1260 des in Fig. 12 gezeigten Spektralanalysators zu ergeben.
Die Gesamtfilteransprache (Verteilung der Eingangsproben
in einer Positionsmatrix) trennbarer zweidimensionaler Raumfrequenzfilter kann quadratisch oder rechteckig im
Querschnitt parallel zur Raumfrequenzebene sein. Jedoch können Filteransprachen nicht trennbarer Filter andere
Querschnitte haben. Kreisförmige und elliptische Querschnitte sind von besonderem Interesse für die Filterung
rasterabgetasteter Fernsehsignale, da Filteransprachen mit solchen Querschnitten zur Reduzierung übermäßiger
diagonaler Auflösung in den Fernsehsignalen benutzt werden können. Die Gleichmäßigkeit der Bildauflösung in allen
Richtungen ist wichtig beispielsweise in Fernsehsystemen, wo das Bild zwischen Kamera und Wiedergabevorrichtung
verdreht wird.
Nachstehend ist eine Matrix von Filtergewichten mit einem Muster angegeben, das eine Quadrantensymmetrie und ein
lineares Phasenverhalten aufweist, Filtercharakteristika, die besonders geeignet zur Verwendung als die 2-D-Tiefpaßfilter
1211, 1221, 1231, 1241, 1251 bzw. 1261 und die 2-D-Tiefpaßfilter 1214, 1224, 1234, 1244, 1254 und 1264
nach Fig. 12 eignen.
ABCBA
DEFED
DEFED
GHJHG
DEFED
ABCBA
ABCBA
Eine Kernfunktionsmatrix mit diesem Muster von Gewichtsfaktoren
verarbeitet ihrerseits jeden von aufeinanderfolgenden Bildabtastwerten, wobei jeder Bildabtastwert
bei der Verarbeitung in seiner Position einem zentral gelegenen Gewichtsfaktor J der Matrix entspricht. In einem
Tiefpaßfilter hat der Gewichtsfaktor J den relativ höchsten Größenwert, und jeder der anderen Gewichtsfaktoren
hat einen Größenwert, der zunehmend kleiner wird, je weiter er von der Mittelposition weg liegt. Daher haben die
Gewichtsfaktoren A in den Ecken den niedrigsten Größenwert.
Im Falle eines nicht trennbaren zweidimensionalen Filters sind die spezifischen gewählten Werte der Pegelgrößen von
A, B, C, D, E, F, G, H und J völlig unabhängig voneinander. Im Falle eines zweidimensionalen trennbaren Filters er- .
geben sich die Pegelgrößen der Gewichtsfaktoren jedoch aus dem Kreuzprodukt der jeweiligen Werte der horizontalen
und vertikalen eindimensionalen Kerngewichtsfaktoren, und die jeweiligen Werte A, B, D, D, E, F, G, H und J sind
nicht völlig unabhängig voneinander.
Eine Anordnung zur Synthetisierung eines elektrischen Signals aus Komponentenspektren, wie sie generell in
Fig. 13 gezeigt ist, ist von Bedeutung für die Erfindung.
Die Spektralkomponenten Gfi', L-', L.', L^", L~', L1' und
L0 1 sind Ausgangssignale ihrer nicht mit Strich versehenen
Gegenstücke, die vom Spektralanalysator nach Fig. 12 geliefert werden. Die Spektralkomponenten LQ, L., L„, L-,
L4, Gg und L5 werden zeitlich zunehmend später von dem
Spektralanalysator nach Fig. 12 geliefert und müssen differentiell
verzögert werden, um GQ', L5 1, L4'r L3 1, L2',
L1' und L0 1 zunehmend später für die Signalsynthetisierschaltung
nach Fig. 13 zu liefern.
Fig. 13 zeigt eine Signalsynthetisierschaltung mit einer Mehrzahl aufeinanderfolgenden Signalsynthesestufen 1360,
1365, 1370, 1375, 1380, 1385. Bei der Verwendung zur Interpolation expandiert jede Stufe die Abtastwertmatrix
einer Spektralkomponente, so daß sie die gleiche Ausdehnung wie die in der Raumfrequenz nächsthöhere Spektralkomponente
hat, so daß sie zu dieser Spektralkomponente addiert werden kann. Die Expansion der Abtastwertmatrix erfolgt durch
Verschachtelung der Abtastpunkte in der Matrix mit Nullen und Tiefpaßfilterung des Ergebnisses zur Entfernung von
Oberwellenstrukturen. Die Tiefpaßfilterung hat vorzugsweise
dieselbe Filtercharakteristik wie die Tiefpaßfilterung beim entsprechenden Interpolationsvorgang im Spektralanalysator
nach Fig. 12.
Die Tiefpaßfilterung bei der Interpolation in der Signalsynthetisierschaltung
unterdrückt Oberwellen der durch nichtlineare Verarbeitung veränderten Signale G~ oder LR,
die in den Veränderungsschaltungen auftreten können (wie sie im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben sind), welche
zwischen den Spektralanalysator nach Fig. 12 und die Synthetisierschaltung nach Fig. 13 eingefügt sind. Solche nichtlinearen Vorgänge verursachen sichtbare Aliasing-Fehler im
synthetisierten Bildgemisch, wenn nicht die Tiefpaßfilterung durch die Interpolationsprozesse erfolgte, welche
bei der Signalsynthese vorgenommen werden.
Bei der Synthetisierschaltung nach Fig. 13 werden zwischen die Abtastwerte des Tiefpaßspektrums Gfi' in der Expansionsschaltung 1361 Nullen eingefügt, und dann werden sie durch
das zweidimensionale Tiefpaß-Raumfrequenzfilter 1362 ge-
schickt, das ähnlich dem Filter 1265 beim Spektrumanalysator nach Fig. 12 ist. Die Abtastwerte des Ausgangssignals
des Filters 1362 werden in einer Addierschaltung 1363 zu Abtastwerten von L5 1 zu einem Signal Gr1 addiert, welches
ähnlich oder identisch mit dem hypothetischen zeitlich verzögerten Abbild von G5 ist. Dann werden die Abtastwerte
Gr1 in der Expansionsschaltung 1366 mit Nullen verschachtelt.
Dieses Signal wird durch das Tiefpaßfilter 1367 geschickt, welches ähnlich dem Tiefpaßfilter 1254 nach
Fig. 12 ist, und in einer Addierschaltung 1368 zu L4 1
addiert, wobei G4 1 entsteht, welches gleich oder identisch
mit einem zeitlich verzögerten Abbild,von Q. ist. Die Abtastwerte
von G4 1 werden in der Expansionsschaltung 1371
mit Nullen verschachtelt und das Ergebnis wird in einem Filter 1372, welches ähnlich dem Filter 1244 in Fig. 12
ist, tiefpaßgefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 1372 wird in einer Addierschaltung 1373 zu L^1 addiert
und das entstehende Signal G-. ' ist ähnlich oder identisch
mit einem verzögerten Abbild von G3. Die Abtastwerte von
G3 1 werden in der Expansionsschaltung 1376 mit Nullen verschachtelt,
und das Ergebnis wird in einem Filter 13 77, welches ähnlich dem Filter 1234 in Fig. 12 ist, tiefpaßgefiltert.
Das Ausgangssignal des Filters 1377 wird in einer Addierschaltung 1378 zu L2' addiert, wobei G2' entsteht,
welches ähnlich oder identisch einem verzögerten Abbild von G3 ist. In einer Expansionsschaltung 1381 werden
Nullen zwischen die Abtastwerte G2 eingefügt, und das
Ergebnis wird in einem Filter 1382 tiefpaßgefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 1382 wird in einer Addierschaltung
1383 zu L1' addiert, wobei G1' entsteht, welches ähnlich
oder gleich G1 mit Verzögerung ist. Die Abtastwerte
von G.. ' werden zur Interpolation einer Expansionsschaltung 1386 und einem Tiefpaßfilter 1387, welches ähnlich dem
Filter 1214 nach Fig. 12 ist, zugeführt. Das Ausgangssignal des Filters 1387 wird in einer Addierschaltung 1388 mit
Lq' zu Gn' addiert, dem synthetisierten Signal, welche
dasselbe Bild, möglicherweise mit Änderungen, wiedergibt,
welches durch GQ beschrieben wird.
Während die zweidimensionale Realisierung der Erfindung
sich besonders für die Bildverarbeitung des Raumfrequenzspektrums von Bildern in Realzeit eignet, so versteht es
sich, daß die zweidimensionale Information, auf welche sich die Erfindung bezieht, nicht auf das Raumfrequenzspektrum
zweidimensionaler Bilder beschränkt ist. Beispielsweise kann eine der beiden Dimensionen der Raumfrequenzinformation
und die andere der beiden Dimensionen einer Zeitfrequenzinformation entsprechen.
Weiterhin eignet sich die Erfindung zur Analyse des Realzeit-Frequenzspektrums
von Informationen, die durch mehr als zwei Dimensionen definiert sind. Im Falle einer dreidimensionalen
Information können beispielsweise alle drei Dimensionen Rauminformationen entsprechen, oder alternativ
können zwei der Dimensionen Raumfrequenzen entsprechen, während die dritte Dimension einer Zeitinformation entspricht.
Von Interesse ist in diesem Zusammenhang eine Bildverarbeitungseinrichtung, die auf das Auftreten von
Bewegung in einem wiedergegebenen Fernsehbild reagiert. In diesem Fall bleibt das RaumfrequenzSpektrum des wiedergegebenen
Bildes, das den stationären Gegenständen entspricht, von Videovollbild zu Vollbild der Videoinformation
dasselbe, während der Teil des Raumfrequenzspektrums
des Wiedergabebildes, der bewegten Objekten entspricht, sich von Vollbild zu Vollbild der Bildinformation verändert.
Ein Spektralanalysator gemäß der Erfindung kann auch bei solchen Bildverarbeitungseinrichtungen verwendet
werden, die 3-D-Tiefpaßfilter benutzen. Zwei der drei Dimensionen dieser Tiefpaßfilter sind räumlich und entsprechen
zwei Raumdimensionen der zwei Tiefpaßfilter in jeder Stufe des zweidimensionalen Spektralanalysators
nach Fig. 12. Die dritte Dimension ist zeitlich und entspricht den Feinstrukturcharakteristika des dreidimensionalen
Spektrums aufgrund von Änderungen, die durch die
Bewegung von Objekten in den Werten der Amplitudenpegel
der entsprechenden Bildelemente des Wiedergabebildes von Vollbild zu Vollbild verursacht werden.
der entsprechenden Bildelemente des Wiedergabebildes von Vollbild zu Vollbild verursacht werden.
Bei der vorstehenden Beschreibung von Ausführungsformen
der Erfindung ist angenommen worden, daß das zeitliche
Signal GQ ein Basisbandsignal mit einem Frequenzspektrum ist, welches Information einer oder mehrerer Dimensionen definiert. Bekanntermaßen wird solche Basisbandinforma-
der Erfindung ist angenommen worden, daß das zeitliche
Signal GQ ein Basisbandsignal mit einem Frequenzspektrum ist, welches Information einer oder mehrerer Dimensionen definiert. Bekanntermaßen wird solche Basisbandinforma-
tion häufig in Frequenzmultxplexformat übertragen, wobei die Basisbandinformation durch die Seitenbänder einer
Trägerfrequenz dargestellt wird, welche mit einer Basisbandinformationskomponente moduliert ist. Durch Verwendung geeigneter Modulatoren und Demodulatoren bezüglich der
Trägerfrequenz dargestellt wird, welche mit einer Basisbandinformationskomponente moduliert ist. Durch Verwendung geeigneter Modulatoren und Demodulatoren bezüglich der
Übertragungseinrichtungen 100-1 ...100-N aus Fig. 1 können
Gq und/oder irgendeines der Signale G....G und/oder
irgendeines der Signale LQ...L « Frequenzmultiplexsignale sein.
irgendeines der Signale LQ...L « Frequenzmultiplexsignale sein.
Der Ausdruck "Schieberegister" ist in den Ansprüchen für Einrichtungen verwendet, welche die äquivalente Funktion
ausführen, also beispielsweise ein seriell einzuspeichernder und auszulesender Speicher.
- Leerseite -
Claims (40)
- DR. DIETER V. BEZOLD -" : : : :; ; :""; :-;-DIPL. ING. PETER SCHÜTZ "' "" "" 3423*484 DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER PATENTANWÄLTEMARIA-THERUSIA-S TRASSl 2'J POS1 FACH BO OU 60D-8OOO MUENCHEN 86RCA 79870/79581 Sch/Vu
Brit.Anna. Nr. 8317406 v. 27.06.83 Brit.Anm. Nr. 8317407 v. 27.06.83 USSN 596817 v. 4.04.84RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)Realzeit-Spektralanalyse elektrischer Signale und Bildtransformationstechniken sowie Einrichtung zur Realzeit-Signalverarbeitung nach einer hierarchischen PyramidePatentansprücheC\\1)l Signalverarbeitungseinrichtung zur Analysierung des i'requenzspektrums einer Informationskomponente (Gq) eines gegebenen zeitlichen Signals in (N+1) getrennte Frequenzbänder, wobei diese Komponente einer Information mit einer gegebenen Anzahl von Dimensionen entspricht und N eine ganze Zahl größer als Eins ist und die höchste interessierende Frequenz in dem Frequenzspektrum nicht größer als eine Frequenz f ist, dadurch ge--2- 3Ϊ23484kennzeichnet, daß zur Analysierung des Frequenzspektrums in verzögerter Realzeit die Einrichtung eine Pipeline-Struktur (Figuren 1, 1a, 1b) mit einem Satz von N reihenfolgemäßig angeordneten Übertragungseinrichtungen (100-1 ...10ON) für das abgetastete Signal enthält,daß jede der Übertragungseinrichtungen (Fig. 1a) einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß sowie einen ersten und zweiten Ausgangsanschluß hat,daß dem ersten Eingangsanschluß der ersten Übertragungseinrichtung des Satzes das gegebene zeitliche Signal (Gq) zugeführt wird,daß der erste Eingangsanschluß je einer der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtung des Satzes mit dem ersten Ausgangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes gekoppelt ist zur Weiterleitung eines Signals (G1, G- etc.) von je einer der Übertragungseinrichtungen zur unmittelbar nachfolgenden übertragungseinrichtung des Satzes,daß dem zweiten Eingangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen des Satzes ein separater Abtastfrequenztakt (CL1,CL2, etc.) zugeführt wird, um am ersten und zweiten Ausgang dieser übertragungseinrichtung Signale abzuleiten, die mit einer Rate abgetastet sind, die gleich der Abtastfrequenz des ihr zugeführten Taktes ist, 5 daß jede der Übertragungseinrichtungen des Satzes für die Informationskomponente eine Tiefpaß-Übertragungsfunktion zwischen ihrem ersten Eingangsanschluß und ihrem ersten Ausgangsanschluß aufweist und daß die Tiefpaßfunktion dieser übertragungseinrichtung des Satzes mit einer nominellen Grenzfrequenz gewählt ist, die eine direkte Funktion der Abtastfrequenz des dem zweiten Eingangsanschluß dieser übertragungseinrichtung des Satzes zugeführten Taktes ist,daß der dem zweiten Eingangsanschluß der ersten übertragungseinrichtung des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz hat, die (a) zweimal so groß wie fQ ist und (b) für die Übertragungskomponentc eine nominelle Grenzfrequenzder Tiefpaß-Übertragungsfunktion der ersten übertragungseinrichtung des Satzes ergibt, die kleiner als f^ ist,daß der dem zweiten Eingangsanschluß jeder der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz hat, die (a) kleiner als die dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes ist, (b) mindestens gleich zweimal der Maximalfrequenz der Informationskomponente des dem ersten Eingangsanschluß zugeführten Signals ist und (c) eine nominelle Grenzfrequenz für ihre Tiefpaßübertragungsfunktion ergibt, die kleiner als diejenige der ihr unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes ist,und daß die Informationskomponente des am zweiten Ausgangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen des Satzes abgeleiteten Signals der Differenz zwischen der Informationskomponente des ihrem ersten Eingangsanschluß zugeführten Signals und einer direkten Funktion der an ihrem ersten Ausgangsanschluß abgeleiteten Informationskomponente des Signals ist, derart, daß die N jeweiligen Signale an den zweiten Ausgangsanschlüssen der N-Übertragungseinrichtungen zusammen mit dem Signal am ersten Ausgangsanschluß der N-ten Übertragungseinrichtung (N+1) getrennte Frequenzbänder einnehmen. - 2) Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem zweiten Eingangsanschluß jeder der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz relativ zur Abtastfrequenz des dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführten Takt hat, daß jede Dimension der ihrem ersten Eingang zugeführten Informationskomponente des Signals mit der halben Rate abgetastet wird wie diejenige, mit welcher die entsprechende Dimension der Informationskomponente des dem ersten Anschluß der unmittelbar vorangehenden übertragungseinrichtung des Satzes abgetastet wird.
- 3) Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der dem zweiten Eingangsanschluß jeder der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz relativ zur Abtastfrequenz des dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführten Taktes hat, daß sich eine nominelle Grenzfrequenz ihrer Tiefpaßfunktion für jede Dimension der Informationskomponente des ihrem ersten Eingangsanschluß zugeführten Signals ergibt, die im wesentlichen halb so groß wie die nominelle Grenzfrequenz ist, die sich für die entsprechende Dimension dieser Informationskomponente durch die Tiefpaß-übertragungsfunktion der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes ergibt, und daß die Informationskomponente des am zweiten Ausgangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtung des Satzes abgeleiteten Signals in jeder ihrer Dimensionen einer anderen Oktave des Frequenzspektrums der Informationskomponente des gegebenen zeitlichen Signals in dieser Dimension entspricht.
- 4) Einrichtung, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das gegebene zeitliche Signal ein Analogsignal ist, welches eine Informationskomponente entsprechend einer eindimensionalen Information aufweist.
- 5) Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das gegebene zeitliche Signal ein Videosignal ist, welches eine zweidimensionale Bildinformation definiert.
- 6) Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal aufeinanderfolgenden Vollbildern abgetasteter Fernsehbilder entspricht.
- 7) Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Übertragungseinrichtungen (10Oa-K, 10Ob-K in den Fig. 1a und 1b) des Satzes aufweist:eine mit dem ersten und zweiten Eingangsanschluß und einem ersten Ausgangsanschluß der einen Übertragungseinrichtung zur Bildung einer Tiefpaß-Übertragungsfunktion dieser Übertragungseinrichtung gekoppelte erste Anordnung (102,104), die ein Faltungsfilter(102) mit m-Abgriffen enthält, wobei m eine gegebene ganze Zahl größer als Eins ist, zur Faltung der Informationskomponente des dem ersten Eingangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung zugeführten Signals mit einer vorbestimmten Kernfunktion bei einer Abtastfrequenz, die derjenigen des dem zweiten Eingangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung zugeführten Signals entspricht, wobei die Kernfunktion und die Abtastfrequenz des Faltungsfilters dieser Übe.rtragungseinrichtungen die Form bzw. Grenzfrequenz der Tiefpaßübertragungsfunktion dieser Übertragungseinrichtung in jeder Dimension der Informationskomponente bestimmen, und eine zur Ableitung des Differenzsignals am zweiten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung mit der ersten Anordnung und dem zweiten Eingangsan-Schluß sowie dem zweiten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung gekoppelte zweite Anordnung (109,110), die eine Abtastwertsubtrahiereinrichtung (110) und eine eine Verzögerungseinrichtung (106, 108, 109 Fig. 1a; 109 Figuren 1b und 1c) aufweisende dritte Anordnung enthält, um die Abtastwertsubtrahiereinrichtung über die Verzögerungseinrichtung mit der ersten Anordnung zu koppeln, daß die Abtastwertsubtrahiereinrichtung in zeitlicher Ausrichtung mit der Abtastfrequenz der gefalteten Abtastwerte dieser Übertragungseinrichtung jeden der aufeinanderfolgenden jeweiligen Abtastwertpegel der gefalteten Abtastwerte dieser Übertragungseinrichtung von jedem der entsprechenden aufeinanderfolgend auftretenden jeweiligen Pegel der . Informationskomponente des am ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung zugeführten Signals vor dessen FaI-tung mit der vorbestimmten Kernfunktion des Faltungsfilters dieser Übertragungseinrichtung, wobei das Ausgangssignalder Abtastwertsubtrahiereinrichtung jeden der aufeinanderfolgend auftretenden jeweiligen Differenzabtastpegel mit der Abtastfrequenz der gefalteten Abtastwerte dieser Übertragungseinrichtung enthält und die jeweiligen Differenzabtastpegel die Informationskomponente des am zweiten Ausgangsanschluß dieser übertragungseinrichtung entstehenden Signals bilden.
- 8) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Kernfunktion mindestens einerder Übertragungseinrichtungen des Satzes eine Tiefpaß-Ubertragungsfunktionsform für diese Übertragungseinrichtung mit einem allmählichen Abfall definiert, der sich über die nominelle Filtergrenzfrequenz hinaus erstreckt. 15
- 9) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Kernfunktionen mindestens zweier der Übertragungseinrichtungen des Satzes einander im wesentlichen gleich sind.
- 10) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Informationskomponente mindestens zwei Dimensionen aufweist und daß das Faltungsfilter mindestens einer der Übertragungseinrichtungen ein in zumindest den beiden Dimensionen nicht trennbares Filter ist.
- 11) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Informationskomponente mindestens zwei Dimensionen aufweist und daß das Faltungsfilter mindestens einer der Übertragungseinrichtungen ein in den beiden Dimensionen trennbares Filter ist.
- 12) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Anordnung (102,104) mindestens einer der Übertragungseinrichtungen des Satzes von einem gegebenen Typ ist und dieser Typ das Faltungsfilter (102) und eine Dezimierschaltung (104) aufweist, welche in Reihezwischen den Ausgang des Faltungsfilters und den ersten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung des Satzes geschaltet ist,daß das Faltungsfilter des gegebenen Typs der ersten Anordnung an seinem Ausgang eine spezielle Abtastwertdichte in jeder Dimension der Informationskomponente ergibt, die der Abtastfrequenz des dem zweiten Takteingang dieser Übertragungseinrichtung zugeführten Taktes ist, und daß die Dezimierschaltung des gegebenen Typs der ersten Anordnung in jeder Dimension der Informationskomponente nur gewisse, jedoch nicht alle gefalteten Abtastwerte, die am Ausgang des Faltungsfilters des gegebenen Typs der ersten Anordnung erscheinen, zum ersten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung weiterleitet, und daß die dezimierte Abtastwertdichte der gefalteten Abtastwerte in jeder der Dimensionen der Informationskomponente am ersten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung reduziert ist hinsichtlich der speziellen Abtastwertdichte der entsprechenden Dimension der Informationskomponente am Ausgang des Faltungsfilters dieser übertragungseinrichtung.
- 13) Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Dezimierschaltung des gegebenen Typs der ersten Anordnung in jeder der Dimensionen der Informationskomponente jeden zweiten der am Ausgang des Faltungsfilters des gegebenen Typs der ersten Einrichtung auftretenden Abtastwert an den ersten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung weiterleitet, wobei die dezimierte Abtastwertdichte in jeder der Dimensionen der Informationskomponente auf die Hälfte der speziellen Abtastwertdichte der entsprechenden Dimension der Informationskomponente reduziert wird.
- 14) Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb mindestens einer der Übertragungseinrichtungen (2O6b-K, Fig. 1b) die dritte Anordnung eine vierte Anordnung enthält, die zwischen den Ausgang desFaltungsfilters und die Abtastwertsubtrahiereinrichtung geschaltet ist, um die gefaltete Informationskomponente vom Faltungsfilter direkt der Abtastwertsubtrahiereinrichtung (110) zuzuführen.
5 - 15) Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Anordnung (106,108, 109 Fig. 1a) weiterhin eine vierte Anordnung (106,108) enthält, die zwischen die Dezimierschaltung und die Abtastwertsubtrahiereinrichtung geschaltet ist zur Expandierung der dezimierten Abtastwertdichte der am ersten Ausgangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung auftretenden gefalteten Abtastwerte in jeder Dimension dieser Informationskomponente zurück zu der speziellen Abtastwertdichte der gefalteten Abtastwerte in dieser Dimension, die an der Abtastwert Subtrahiereinrichtung auftreten,daß die vierte Anordnung eine Abtastwertexpandierschaltung (106) zum Einfügen zusätzlicher Abtastwerte, die in ihrem Auftreten jedem gefalteten Abtastwert am Ausgang des Faltungsfilters, der in der dezimierten Abtastwertdichte fehlt, entsprechen, wobei jeder der eingefügten zusätzlichen Abtastwerte einen Nullwertpegel hat, und weiterhin eine Interpolationseinrxchtung (108) enthält, welche einen Interpolationswert-Abtastpegel für den Nullwertpegel jedes der eingefügten zusätzlichen Abtastwerte einsetzt.
- 16) Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Dezimierschaltung des gegebenen Typs der ersten Anordnung in jeder der Dimensionen der Informationskomponente jeden zweiten am Ausgang des Faltungsfilters des gegebenen Typs der ersten Anordnung auftretenden Abtastwert an den ersten Ausgangsanschluß dieser übertragungseinrichtung weiterleitet und daß die Expandierschaltung einen zusätzlichen Abtastwert zwischen jedes Paar aufeinanderfolgender gefalteter Abtastwerte der dezimierten Abtastwertdichte in jeder Dimension der In-formatonskomponente einfügt und daß die Interpolationsschaltung ein Interpolationsfilter mit η-Abgriffen (wobei η eine ganze Zahl größer als Eins ist) und mit einer Tiefpaß-Übertragungsfunktion aufweist.
- 17) Einrichtung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Informationskomponente des Signals am ersten Eingangsanschluß dieser Übertragungseinrichtung ihrer Abtastwertsubtrahiereinrichtung über ihre Verzögerungseinrichtung zugeführt wird und daß die Verzögerungseinrichtung dieser Übertragungseinrichtung eine Zeitverzögerung ergibt, die im wesentlichen gleich der gesamten Verzögerungszeit ist, die durch das Faltungsfilter, die Dezimierschaltung und die vierte Anordnung dieser Übertragungseinrichtung bedingt sind.
- 18) Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß jede der ersten bis (N-1)-ten Übertragungseinrichtungen des Satzes eine erste Anordnung des gegebenen Typs (10Oa-K oder 10Ob-K) enthält.
- 19) Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die N-te Übertragungseinrichtung (Fig. 1c) des Satzes auch eine erste Anordnung des gegebenen Typs enthält.
- 20) Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die N-te Ubertragungseinridhtung (Fig. 1c) des Satzes eine erste Anordnung eines alternativen Typs enthält, bei welcher das Ausgangssignal des Faltungsfilters direkt dem ersten Ausgangsanschluß der N-ten Übertragungseinrichtung zugeführt wird.
- 21) Einrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Informationskomponente des Signals (G^-1) am ersten Eingang der N-ten Übertragungsschaltung des Schaltes ihrer Abtastwertsubtrahierschaltung über ihre3A23484Verzögerungseinrichtung (109) zugeführt wird und daß die Verzögerungseinrichtung der N-ten übertragungseinrichtung des Satzes eine Zeitverzögerung ergibt, die im wesentlichen gleich der durch ihr Faltungsfilter bedingten Verzögerung ist.
- 22) Einrichtung (Fig. 1) zur Durchführung einer Realzeit-Spektralanalyse, gekennzeichnet durcheine Kaskadenschaltung von Tiefpaßabtastfiltern (102,104 in Fig. 1a, 1b innerhalb von 100-1, 100-2 etc.), die mit zunehmend niedrigeren Abtastraten (CL1,CL2, etc.) betrieben werden, wobei ein Eingangssignal (Gq) dieser Kaskade das spektralzuanalysierende Signal ist und das Ausgangssignal (Gn) der Kaskade ein restliches Tiefpaßspektrum darstellt,eine Anordnung (106,108 in Fig. 1a) zum Verschachteln der Abtastwerte einer dezimierten Form des Ausgangssignals jedes der Tiefpaßabtastfilter (102,104) mit Nullen und zur Tiefpaßfilterung des Ergebnisses zu einem entsprechenden Interpolationsergebnis,eine Einrichtung (109) zur Verzögerung der Abtastwerte des Eingangssignals jedes Tiefpaßfilters in dieser Kaskadenschaltung um einen Betrag, der gleich der Summe der Verzögerungen im Ausgangssignal dieses Filters und bei der Tiefpaßfilterung des mit Nullen verschachtelten Ausgangssignals ist, und durcheine Einrichtung (110) zur Differenzbildung der verzögerten Abtastwerte des Eingangssignals jedes Tiefpaßfilters in der Kaskadenschaltung mit dem aus dessen Ausgangssignal abgeleiteten Interpolationsergebnis zur Bildung jeweils eines Signals (L,,..) der Spektralanalyse des Eingangssignals der Kaskadenschaltung.
- 23) Einrichtung (Fig. 1) zur Durchführung einer Realzeit-Spektralanalyse eines elektrischen Signals (G^), welches mit einer Rate R regelmäßig abgetastet wird, gekennzeichnet durcheine Mehrzahl von η Analysatorstufen (100-1,100-2 etc.), die aufeinanderfolgend mit Grundzahlen von 0 bis η numeriert sind und von denen jede (Fig. 4) ein erstes Ausgangssignal (G(X+-I)) aufgrund der niedrigerfrequenten Komponenten ihres Eingangssignals (G„) und ein separates zweites Ausgangssignal (Lj.) aufgrund der höherfrequenten Komponenten ihres Eingangssignals (G„) liefert,wobei der mit 0 numerierten Analysatorstufe (100-1) das elektrische Signal für die Spektralanalyse als Eingangssignal zugeführt wird und jeder der anderen Analysatorstufen als Eingangssignal das erste Ausgangssignal der Analysatorstufe mit der nächst niedrigeren Grundzahl zugeführt wird,daß die zweiten Ausgangssignale aller Stufen und das erste Ausgangssignal der mit η numerierten Analysatorstufe das Ergebnis der Spektralanalyse bilden,wobei jede der Mehrzahl der Analysatorstufen (beispielsweise Fig. 4) enthältein erstes m-stufiges Schieberegister (470) (wobei m eine ganze Zahl größer als Eins ist) , deren Eingang das Eingangssignal (G,.) der Analysatorstufe zugeführt wirdk und das mit einer Taktrate von R/2 getaktet wird (wobei k die Grundzahl der Analysatorstufe ist), eine Einrichtung (471) zur Gewichtung des Eingangssignals (Gv) der Analysatorstufe und des in jeder Stufe des ersten m-stufigen Registers verzögerten Eingangssignals mit einem Satz von Koeffizienten und zur Summierung der gewichteten Signale zur Erzeugung eines linearphasigen tiefpaßgefilterten Ausgangssignals (GK+1), wel-ches das erste Ausgangssignal der Analysatorstufe darstellt, aufgrund von deren Eingangssignal, eine Multiplexschaltung (472), welche so betrieben(k— 1)wird, daß sie abwechselnd mit der Rate R/2 das erste Ausgangssignal der Analysatorstufe und einen Nullwert auswählt,ein weiteres m-stufiges Schieberegister (473), dessen Eingang das vom Multiplexer ausgewählte Signal züge-"3 4 "2343(k—1)führt wird und das mit der Taktrate.R/2 getaktet wird,eine Einrichtung (474) zur Gewichtung des ausgewählten Signals dieser Analysatorstufe und des Signals, das in jeder Stufe des weiteren m-stufigen Registers verzögert worden ist, mit einem Satz von Gewichtskoeffizienten und zur Summierung der gewichteten Signale zur Bildung eines neu abgetasteten ersten Ausgangssignals dieser Analysatorstufe undeine Einrichtung (475) zur subtraktiven Kombinierung des neu abgetasteten ersten Ausgangssignals dieser Analysatorstufe mit deren verzögertem Eingangssignal zur Erzeugung des zweiten Ausgangssignals (L„) dieser Analysatorstufe .
- 24) Einrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß m für jede Analysatorstufe gleich ist und daß jede Analysatorstufe Gewichtsfaktorsätze gleicher Werte benutzt.
- 25) Einrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das verzögerte Eingangssignal jeder Analysatorstufe aus der m-ten Stufe ihres ersten m-stufigen Schieberegisters abgeleitet und zusätzlich verzögert ist (durch Element 476).
- 26) Digitalfilter (Fig. 1) zur Lieferung mindestens eines Ausgangssignals, gekennzeichnet durcheine Mehrzahl von mit Abgriffen versehenen getakteten Verzögerungsleitungen (beispielsweise 470 in Fig. 4 in jeder der Einrichtungen 100-1, 100-2 etc.),welche der Reihe nach numeriert sind und mit steigender Numerierungsfolge mit zunehmend niedrigeren Raten (R/1, R/2 etc.) getaktet werden,eine Einrichtung zur Zuführung eines zu filternden Eingangssignals (G0) zum Eingang der ersten dieser Verzögerungsleitungen,3 4 Ώ 4 SEinrichtungen (beispielsweise 471 in jeder derSchaltungen 100-1, 100-2 etc.) zur jeweiligen Gewichtung der Abtastwerte an den Abgriffen jeder Verzögerungsleitung und zur Kombinierung der gewichteten Abtastwerte zur Bildung jeweiliger Filterausgangssignale (G-,G-) und eine Einrichtung zur Zuführung der jeweiligen Filterausgangssignale, welche von den Abtastwerten abgeleitet werden, die von jeder Verzögerungsleitung mit Ausnahme derjenigen mit der höchsten Reihenfolgenummer abgenommen werden, als Eingangssignal zu der Verzögerungsleitung mit der nächst höheren Reihenfolgenummer, wobei mindestens ein Teil (G ) des jeweiligen Filterausgangssignals, welches von den Abtastwerten abgeleitet ist, die von der Verzögerungsleitung mit der höchsten Reihenfolgenummer abgenommen sind, zur Erzeugung des Gesamtausgangssignals benutzt wird.
- 27) Digitalfilter nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die gewichteten Abtastwerte von den Abgriffen jeder Verzögerungsleitung zur Bildung von entsprechenden Filterausgangssignalen (G-, G2 etc.) mit Tiefpaßcharakter kombiniert werden.
- 28) Digitalfilter nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß dasjenige Filterausgangssignal (Gn), welches durch Gewichtung und Kombinierung der von der Verzögerungsleitung mit der höchsten Reihenfolgenummer abgenommenen Abtastwerte erhalten wird, als Ausgangssignal des digitalen Filters benutzt wird.
- 29) Digitalfilter nach Anspruch 27, gekennzeichnet durcheine weitere mit Abgriffen versehene getaktete Verzögerungsleitung (473), die mit derselben Rate wie die ausgewählte (470) aus der Mehrzahl der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungen getaktet wird, durch eine Einrichtung (472) zur selektiven Zu-"3 42 3 418 4"führung des Ausgangssignals der ausgewählten Verzögerungsleitung sowie von Nullen zum Eingang der weiteren Verzögerungsleitung,eine Einrichtung (4 74) zum Gewichten von Abtastwerten von den Abgriffen der weiteren Verzögerungsleitung und zur Kombinierung der Abtastwerte zur Bildung eines Tiefpaßfilterausgangssignals undeine Einrichtung (475) zur Differenzkombination des so erhaltenen Tiefpaßfilterausgangssignals mit dem Ausgangssignal der aus der Mehrzahl ausgewählten Verzögerungsleitungen zur Erzeugung eines Ausgangssignal (L.,) des Digitalfilters.
- 30) Digitalfilter (Fig. 5) nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die gewichteten Abtastwerte, die von den Abgriffen einer aus der Mehrzahl der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungen (570-0, 570-1) ausgewählten Verzögerungsleitung (570-1) mit der Reihenfolgenummer (1)/lie um 1 höher als die Reihenfolgenummer (0) der vorangehenden Verzögerungsleitung ist, abgenommen sind, (a) bei jedem zweiten der.Taktzyklen der vorangehenden Verzögerungsleitung unterschiedlich gewichtet werden, und (b) bei jedem dieser Taktzyklen zu einem Tiefpaßfilterausgangsyignal kombiniert werden, und daß das so erhaltene Tiefpaßfilterausgangssignal mit dem Ausgangssignal der vorangehenden Verzögerungsleitung (570-0) in Differenzform kombiniert wird (in 575-0) zur Bildung eines Ausgangssignals (Ln) des Digitalfilters.
- 31) Digitalfilter nach Anspruch 26, gekennzeichnet durcheine weitere, mit Abgriffen versehene getaktete Verzögerungsleitung (473), die mit derselben Rate wie die aus der Mehrzahl der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungen ausgewählte Verzögerungsleitung (470) getaktet wird,eine Einrichtung (472) zur selektiven ZuführungT des Ausgangssignals der ausgewählten Verzögerungsleitung und von Nullen zum Eingang der weiteren Verzögerungsleitung,eine Einrichtung (474) zur Gewichtung von Abtastwerten von den Abgriffen der weiteren Verzögerungsleitung und Kombinierung der Abtastwerte zu einem Ausgangssignal undeine Einrichtung (475) zur Kombinierung der so erhaltenen Ausgangswerte mit dem verzögerten Eingangssignal (G„) der vorangehenden Verzögerungsleitung zur Bildung Ss.eines Ausgangssignals (LK) des Digitalfilters.
- 32) Digitalfilter nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß das verzögerte Eingangssignal der vorangehenden Verzögerungsleitung durch Einfügung der Verzögerung (476) an einem ihrer Abgriffe erhalten wird.
- 33) Digitalfilter nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die gewichteten Abtastwerte von den Abgriffen einer aus der Mehrzahl von mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungen ausgewählten Verzögerungsleitung, welche eine Reihenfolgenummer um 1 höher als eine vorangehende Verzögerungsleitung hat, bei jedem zweiten der Taktzyklen der vorangehenden Verzögerungsleitung unterschiedlich gewichtet und bei jedem zweiten Taktzyklus kombiniert werden, und daß dieses Kombinationsergebnis mit dem verzögerten Eingangssignal der vorangehenden Verzögerungsleitung zur Bildung eines Ausgangssignals des Digitalfilters kombiniert wird.
- 34) Digitalfilter nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß das verzögerte Eingangssignal der vorangehenden Verzögerungsleitung durch Einfügen der Verzögerung an einem ihrer Abgriffe erhalten wird."34234θ4:
- 35) Signalverarbeitungseinrichtung (Fig. 3) zur Synthetisierung eines einzigen zeitlichen Signals (G„) aus einem nach einer Reihenfolge angeordneten Satz von N getrennten Zeitsignalen (L,,-Gß), wobei N eine ganze Zahl >1 ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Synthetisierung des einzigen zeitlichen Signals auf verzögerter Realzeitbasis(1) das einzige zeitliche Signal durch einen bestimmten Strom von Informationskomponenten-Abtastwerten.gebildet wird, welche das Frequenzspektrum der Information definiert, die eine gegebene Anzahl von Dimensionen mit einer speziellen Abtastwertdichte in jeder dieser Dimensionen hat,(2) das erste (Lq) des reihenfolgemäßig angeordneten Satzes von N getrennten Signalen durch einen Strom von Informationskomponenten-Abtastwerten gebildet wird, welche einen obersten Teil des Frequenzspektrums der Information definieren mit einer Abtastdichte, die im wesentlichen dieselbe wie die spezielle Abtastwertdichte in jeder der Dimensionen ist,(3) jedes der zweiten bis (N-1)-ten der N getrennten Signale (L-...Lr) des reihenfolgemäßig angeordneten Satzes durch einen Strom von Informationskomponenten-Abtastwerten gebildet wird, welche einen individuellen Teil 5 des Frequenzspektrums der Information in jeder ihrer Dimensionen definiert, der unterhalb desjenigen der entsprechenden Dimension des Spektrums dieses Teils liegt, welches durch das unmittelbar vorangehende getrennte der Signale des Satzes definiert wird und oberhalb der entsprechenden Dimension des Spektrums dieses Teils liegt, welches von dem unmittelbar nachfolgenden getrennten Signal dieses Satzes definiert ist,(4) der Strom von Informationskomponenten-Abtastworten, der jedem der zweiten bis (N-1)-ten der N getrennten Signale (L.. . . -L,-) des reihenfolgemäßig angeordneten Satzes entspricht, eine Abtastwertdichte für jede seiner eigenen Informationsdimensionen hat, die kleiner als die"34234S4Abtastwertdichte der entsprechenden Informationsdimension des Stroms von Informationskomponenten-Abtastwerten, die seinem unmittelbar vorangehenden separaten Signal dieses Satzes entspricht,(5) die jeweiligen Ströme der Informationskomponenten-Abtastwerte mit vorbestimmter zeitlicher Verschiebungsbeziehung zueinander auftreten,und daß die Einrichtung (Fig. 3) eine Gruppe von (N-1) Kombinationsschaltungen (363-353) für abgetastete Signale enthalten, von denen jede (z.B. 363, 362) einzeln jeweils einem (beispielsweise L„) der ersten bis (N-1)-ten reihenfolgemäßigen Signale (L~-Lr) des Satzes separater Signale zur Kombinierung desjenigen reihenfolgemäßigen Signals (beispielsweise L~) des Satzes separater Signale, welches der Kombinationsschaltung zugeordnet ist, mit der kumulativen Gesamtheit (beispielsweise G1) all derjenigen separaten Signale (beispielsweise L1, L^'-.Gß), die dem reihenfolgemäßig einen separaten Signal des Satzes folgen, und daß jede der Kombinationsschaltungen (beispielsweise 362, 361), welche dem ersten (Lq) und dem (N-2)-ten (L.) reihenfolgemäßigen Signal des Satzes getrennter Signale zugeordnet sind, eine Addierschaltung (beispielsweise 363), eine erste Anordnung (beispielsweise 340) zur Weiterleitung ihres zugehörigen reihenfolgemäßig 5 separaten Signals als erstes Eingangssignal zur Addierschaltung, und eine zweite Anordnung (beispielsweise 36 2) zur Weiterleitung des Ausgangssignals der Addierschaltung (beispielsweise 361) der Kombinationsschaltung (beispielsweise 361), welche demjenigen separaten Signal (beispielsweise G1) zugeordnet ist, das seinem reihenfolgemäßig separaten Signal unmittelbar folgt, als zweites Eingangssignal zu ihrer Addierschaltung mit derselben Abtastwertdichte, wie sie ihr reihenfolgemäßig separates Signal hat, enthält,daß die Kombinationsschaltung (353,352), die dem (N-1)-ten separaten Signal (L1-) des Satzes zugeordnet ist, eine Addierschaltung (353), die erste Anordnung (350) zurZuführung des (N-1)-ten separaten Signals als erstes Eingangssignal zu ihrer Addierschaltung, und eine dritte Anordnung (352) zur Zuführung des N-ten separaten Signals (GQ) als zweites Eingangssignal zu ihrer Addierschaltung (353) mit derselben Abtastwertdichte wie sie das (N-1)-te separate Signal hat, enthält, unddaß die jeweils erste Anordnung (340,341 etc.), die jeweils zweite Anordnung (362, 360 etc.) und die dritte Anordnung der (N-1) Kombinierschaltungen der Gruppe jeweils vorbestimmte Beträge zeitlicher Verzögerung bei der Weiterleitung der zeitlich verschobenen separaten Signale des Satzes einfügen, derart, daß für jede der jeweiligen (N-1) Kombinationsschaltungen entsprechende Informationsabtastwerte der jeweiligen Ströme von Informationskomponenten-Abtastwerten am ersten Eingang und am zweiten Eingang ihrer Addierschaltung im wesentlichen zeitlich koinzident zueinander auftreten, so daß das synthetisierte einzige zeitliche Signal am Ausgang der Addierschaltung der dem ersten separaten Signal des Satzes zugeordneten Kombinationsschaltung auftritt.
- 36) Einrichtung (Fig. 6) nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Anordnung (beispielsweise 362 in Fig. 3) der jeweiligen Kombinationsschaltung, die individuell jedem der ersten bis (N-2)-ten reihenfolgemäßigen Signal (beispielsweise L/K_-i\) des Satzes getrennter Signale zugeordnet ist, eine Abtastwertexpandierschaltung (692,693,694)/ die aufgrund des Stromes niedriger Abtastwertdichte der Informationskomponenten-Abtastwerte (G„), welche zum Ausgang der Addierschaltung weitergeleitet werden, zusätzliche Abtastwerte in den weitergeleiteten Strom einfügt, um die Abtastwertdichte am zweiten Eingang der Addierschaltung (695) dieser Kombinationsschaltung auf die Abtastwertdichte des reihenfolgemäßig separaten Signals (L.„ ...) zu erhöhen, welches dieser Kombinationsschaltung zugeordnet ist, wobei jeder der eingefügten zusätzlichen Abtastwerte einen Nullwertpegel342348%hat, und eine Interpolationseinrichtung (693,694) enthält, welche einen Interpolationswert-Abtastwertpegel für den Nullwertpegel jedes der eingefügten zusätzlichen Abtastwerte ersetzt.
- 37) Einrichtung (Fig. 6) nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß das N-te separate Signal (GQ) des Satzes eine niedrigere Abtastwertdichte als das (N-1)-te separate Signal (L1-) des Satzes hat und daß die dritte Anordnung (352) einen Abtastwertexpandierer und einen Interpolator (692,693,694) gleich denjenigen der zweiten Anordnung zur Weiterleitung des N-ten separaten Signals zum zweiten Eingang der Addierschaltung der dritten Anordnung enthält.
- 38) Einrichtung nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß das N-te separate Signal (Gß) des Satzes im wesentlichen die gleiche Abtastwertdichte wie das (N-1)-te separate Signal (L5) des Satzes hat und daß die dritte Anordnung das N-te separate Signal direkt zum zweiten Eingang der Addierschaltung der dritten Anordnung weiterleitet.
- 39) Einrichtung nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom der Informationskomponenten-Abtastwerte entsprechend jeden von mindestens dem zweiten (L.) bis (N-1)-ten (L5) des reihenfolgemäßig angeordneten Satzes von N separaten Signalen eine Abtastwertdichte für jede seiner eigenen Informationsdimensionen hat, die halb so groß wie die Abtastwertdichte der entsprechenden Informationsdimension des Stromes von Informationskomponenten-Abtastwerten entsprechend seinem unmittelbar vorangehenden separaten Signal des Satzes ist, und daß in jeder der Kombinationsschaltungen (Fig.6) der Expander (692) der zweiten Anordnung einen zusätzlichen Abtastwert zwischen jedes Paar aufeinanderfolgender Abtastwerte der niedrigeren Abtastwertdichte in jeder_2o- """" " 3"4"2-34δ^:Dimension des Stromes der Informationskomponenten-Abtastwerte in das weiterzuleitende Ausgangssignal (GK,) der Addierschaltung einsetzt,und daß der Expander durch ein Interpolationsfilter (693) mit η-Abgriffen (n ist eine ganze Zahl >1) mit einer Tiefpaß-Ubertragungsfunktion gebildet wird.
- 40) Einrichtung nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Anordnung und jede der jeweiligen zweiten Anordnungen der Gruppe von N-1 Kombinationsschaltungen für das abgetastete Signal ihren eigenen vorbestimmten Betrag zeitlicher Verzögerung bei der Weiterleitung ihres Stroms von Informationskomponenten-Abtastwerten als zweites Eingangssignal zu ihrer Addierschaltung einfügt,und daß jede der ersten Anordnungen der Gruppe von N-1 Kombinationsschaltungen für abgetastete Signale eine Verzögerungseinrichtung (340, 341 etc.) enthält, welche einen speziellen Betrag zeitlicher Verzögerung bei der Weiterleitung ihres reihenfolgemäßigen separaten Signals als erstes Eingangssignal an ihre Addierschaltung einfügt, der abhängt sowohl (1) von der jeweiligen Zeitverschiebung zwischen ihrem reihenfolgemäßigen separaten Signal und jedem derjenigen separaten Signale des Satzes, der seinem reihenfolgemäßigen separaten Signal folgt, als auch (2) vom Gesamtbetrag der Zeitverzögerung, welche von der dritten Anordnung und sämtlichen zweiten Anordnungen derjenigen Kombinationsschaltung bedingt sind, die den separaten Signalen des Satzes zugeordnet sind, die ihrem reihenfolgemäßigen separaten Signal folgen, und daß der spezielle Betrag der Verzögerung so bemessen ist, daß entsprechende Informationsabtastwerte der jeweiligen Ströme von Informationskomponenten-Abtastwerten am ersten Eingang und am zweiten Eingang ihrer Addierschaltung im wesentlichen in zeitlicher Koinzidenz miteinander auftreten.
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