DE3411524C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein selbstschwingendes Flußwandler- Schaltnetzteil nach den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.The invention relates to a self-oscillating Flußwandler- Switching power supply according to the features of the preamble of claim 1.

Aus der US-39 89 995 ist bereits ein selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil bekannt, bei dem ebenfalls eine Zeitschaltung vorgesehen ist. Dort erfolgt die Einschaltung des Schalttransistors sofort nach dem Ablauf der Entmagnetisierung.From US-39 89 995 is already a self-oscillating Flux converter switching power supply known, in which also a timer is provided. There it is switched on of the switching transistor immediately after the expiry of Demagnetization.

Für die Stromversorgung typischer Digitalbaugruppen (z. B. Personalcomputer, Floppy-Disk) werden bei Spannungen von 5 und 12 V Ströme zwischen 3 und 20 A benötigt. Für diesen Verwendungszweck sind somit Sperrwandler-Schaltnetzteile ungeeignet, die zwar für höhere Ausgangsspannungen aber nur für Ströme bis ca. 2 A ausgelegt sind.For the power supply of typical digital modules (eg Personal computer, floppy disk) are used at voltages of 5 and 12 V currents between 3 and 20 A are needed. For this Purpose are thus flyback switching power supplies unsuitable, although for higher output voltages but only for currents up to about 2 A are designed.

Für den vorstehend genannten Anwendungszweck eignen sich die eingangs genannten Flußwandler-Schaltnetzteile, die aber bisher erheblich teurer als Sperrwandler-Netzteile sind, da sie einen wesentlich höhreren Schaltungsaufwand benötigen. So sind beispielsweise eine eigene Spannungsversorgung für die Steuerungsschaltung und ein Oszillator zur Takterzeugung erforderlich.For the above purpose are suitable the aforementioned Flußwandler switching power supplies, the but far more expensive than flyback power supplies are because they require a much higher circuit overhead need. For example, you have your own power supply for the control circuit and an oscillator required for clock generation.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein preiswertes Flußwandler-Schaltnetzteil anzugeben, das einen erheblich geringeren Aufwand an Bauteilen aufweist.The object of the invention is an inexpensive flux converter switching power supply indicate a significantly lower Has expense of components.

Diese Aufgabe wird durch ein selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. This object is achieved by a self-oscillating flux converter switching power supply solved with the features of claim 1.  

Hierdurch wird der Vorteil erzielt, daß ein Oszillator nicht mehr erforderlich ist. Ferner ist man durch die erfindungsgemäße dritte Schaltzeit nicht mehr darauf festgelegt, ein festfrequentes Tastverhältnis von mindestens 0,5 zu wählen. Dies ist sonst bei Flußwandler-Schaltnetzteilen erforderlich, da bei Tastverhältnissen kleiner als 0,5 der Transformator in die Sättigung gefahren wird und damit der Schalttransistor zerstört wird. Da die erfindungsgemäße dritte Zeitperiode erst nach Ablauf der Abmagnetisierung beginnt, ist unabhängig vom Tastverhältnis gewährleistet, daß der Transformator nicht mehr in die Sättigung gefahren werden kann.This provides the advantage that an oscillator is no longer necessary. Furthermore, one is by the invention third switching time is no longer set, a fixed frequency duty cycle of at least 0.5 to choose. This is otherwise at Flußwandler switching power supplies required, since at duty cycle less than 0,5 the transformer is driven into saturation and so that the switching transistor is destroyed. Since the inventive third time period only after expiration of the demagnetization starts, is independent of the duty cycle ensures that the transformer is no longer in the Saturation can be driven.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Flußwandler-Schaltnetzteils sind in den Unteransprüchen angeführt und werden anhand der folgenden Ausführungsbeispiele näher erläutert.Advantageous embodiments of the inventive Flußwandler switching power supply are listed in the subclaims and will become apparent from the following embodiments explained in more detail.

In der dazugehörenden Zeichnung zeigenIn the accompanying drawing show

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild, Fig. 1 is a schematic diagram

Fig. 2 eion Impulsdiagramm der Schaltung gemäß Fig. 1, Fig. 2 eion timing diagram of the circuit according to FIG. 1,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel und Fig. 3 shows an embodiment and

Fig. 4 ein Impulsdiagramm des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3. Fig. 4 is a timing diagram of the embodiment of FIG. 3.

In der Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Flußwandler-Schaltnetzteils dargestellt. Eine Netzwechselspannung U wird mit Hilfe eines Brückengleichrichters G gleichgerichtet und ergibt eine gleichgerichtete Eingangsspannung U_E, die einen Kondensator C_L auflädt. Diese Eingangsspannung U_E wird mit Hilfe eines Schalttransistors periodisch an die Primärwicklung N 1 eines Transformators Tr gelegt. Die Steuerung des Transistors T erfolgt durch eine elektronische Steuerschaltung St.In Fig. 1 is a block diagram of the inventive Flußwandler switching power supply is shown. An AC line voltage U is rectified by means of a bridge rectifier G and gives a rectified input voltage U _E , which charges a capacitor C _L. This input voltage U _E is periodically applied by means of a switching transistor to the primary winding N 1 of a transformer Tr. The control of the transistor T is performed by an electronic control circuit St.

Die an der Sekundärwicklung N4 des Transformators Tr entstehende Spannung wird mit Hilfe der Dioden D_A gleichgerichtet und ergibt die Spannung U_E′, die einer Drossel L zugeführt wird. Am Ausgang der Drossel L kann die durch den Kondensator C_A gesiebte Ausgangsspannung U_A abgegriffen werden.The resulting at the secondary winding N4 of the transformer Tr voltage is rectified by means of diodes D _A and gives the voltage U _E ', which is fed to a throttle L. At the output of the inductor L, the filtered through the capacitor C _A output voltage U _{A can be} tapped.

Die gleichgerichtete Netzspannung U_E wird während der Flußphase, d. h. während der Transistor T leitet, von der Primärwicklung N4 transformiert.The rectified mains voltage U _E is transformed by the primary winding N4 during the flux phase, that is, while the transistor T is conducting.

Der Transformator Tr weist weiterhin eine Entmagnetisierwicklung N2 auf, womit die während der Flußphase im Transformatorkern aufgebaute Energie in der Sperrphase über die Diode D1 in den Ladekondensator C_L zurückgespeist wird. Die Windungszahl der Wicklung N2 entspricht vorzugsweise derjenigen der Primärwicklung N1, wodurch die Entmagnetisierzeit genauso lange wie die Flußzeit dauert.The transformer Tr also has a demagnetization winding N2, with which the energy built up during the flux phase in the transformer core is fed back in the blocking phase via the diode D1 into the charging capacitor C _L. The number of turns of the winding N2 preferably corresponds to that of the primary winding N1, whereby the demagnetization time lasts as long as the flow time.

Der Transformator Tr weist ferner eine Versorgungswicklung N3 auf, die die Betriebsspannung für die Steuerschaltung St während der Flußphase über die Diode D3 liefert. In der Sperrphase wird das durch den Widerstand R und den Kondensator C gebildete RC-Glied aufgeladen mit dessen Hilfe die Schaltfrequenz erzeugt wird.The transformer Tr further has a supply winding N3 on, which is the operating voltage for the control circuit St during the flux phase via the diode D3 supplies. In the blocking phase, this is due to the resistance R and the capacitor C RC-member charged with whose help the switching frequency is generated.

Die Schaltfrequenz ist variabel und abhängig von der gleichgerichteten Netzspannung U_E, der Ausgangsspannung U_A dem Übersetzungsverhältnis Ü des Transformators Tr und der Zeitkonstante des RC-Gliedes. Die ersten drei Größen sind zum einen vorgegeben und erfordern zum anderen bei nicht-lückendem Drosselstrom nur ein bestimmtes Tastverhältnis. The switching frequency is variable and dependent on the rectified mains voltage U _E , the output voltage U _A the transmission ratio U of the transformer Tr and the time constant of the RC element. The first three variables are given on the one hand and require, on the other hand, in the case of non-leaking inductor current, only a specific duty cycle.

Somit wird die Schaltfrequenz allein durch die Zeitkonstante RC-Gliedes bestimmt und kann hiermit abgeglichen werden.Thus, the switching frequency becomes solely due to the time constant RC element determined and can be adjusted hereby become.

Das Tastverhältnis selbst ist bei nicht lückendem (kontinuierlichen) Drosselstrom in erster Näherung nur vom Verhältnis der Eingangsspannung U_E zur Ausgangsspannung U_A abhängig. Vernachlässigt man Diodenabfälle und ohmsche Verluste, so ergibt sich folgende Gleichung.The duty cycle itself is in a non-latching (continuous) inductor current to a first approximation only on the ratio of the input voltage U _E to the output voltage U _A dependent. Neglecting diode drops and resistive losses, the result is the following equation.

U_A=(T_ein/t_ein+t_aus) U_E′=ν.Ν _A = U (t _on / t _on + t _off) U _E '=.

In der Fig. 2 sind die unterschiedlichen Spannungen sowie der Strom I_L durch die Drossel L dargestellt. Daraus ist ersichtlich, daß während der Abmagnetisierungszeit t_ab das RC-Glied über die Diode D2 auf -11,3 V geklemmt wird. Sobald die Energie im Transformator Tr abgebaut ist, geht die Spannung U_N3 auf Null zurück und der Kondensator c wird über den Widerstand R geladen. Der Nulldurchgang der Spannung U_RC wird von der Steuerschaltung St erkannt und bewirkt ein Durchschalten des Transistors T und damit eine neue Flußphase. Diese neue Flußphase ist also erst möglich, wenn der Transistor Tr keine magnetische Energie mehr hat. Es wird somit wirksam verhindert, daß der Transformatorkern durch eine Vormagnetisierung in die Sättigung gefahren wird, was zur Zerstörung des Schalttransistors T führen würde.In FIG. 2, the various voltages as well as the current I _L through the inductor L are shown. It can be seen that during the Abmagnetisierungszeit t _ab the RC element via the diode D2 is clamped to -11.3 V. Once the energy is dissipated in the transformer Tr, the voltage U _N3 returns to zero and the capacitor C is charged via the resistor R. The zero crossing of the voltage U _RC is detected by the control circuit St and causes a turn-on of the transistor T and thus a new flow phase. This new flow phase is thus only possible when the transistor Tr no longer has magnetic energy. It is thus effectively prevented that the transformer core is driven by a bias in the saturation, which would lead to the destruction of the switching transistor T.

Der Fig. 2 ist zu entnehmen, daß neben der Einschaltzeit t_ein und der Abmagnetisierungszeit t_ab eine dritte Zeitperiode t_RC erzeugt wird, die mit dem Abschluß der Abmagnetisierung des Transformators Tr beginnt.Of Fig. 2 reveals that in addition to the _switch-on time t and t Abmagnetisierungszeit _from a third time period t _RC is generated that begins with the completion of the demagnetization of the transformer Tr.

In der Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem als Steuerschaltung St die integrierte Schaltung TDA 46 01 D verwendet wird. FIG. 3 shows an exemplary embodiment in which the integrated circuit TDA 46 01 D is used as the control circuit St.

Das Schaltnetz ist für eine Ausgangsspannung von 5 V und einen Ausgangsstrom von 10 A ausgelegt.The switching network is for an output voltage of 5V and an output current of 10A.

Die Netzwechselspannung U∼ wird über das aus der Doppeldrossel Dr1 und d em Kondensator C1 bestehende Filter und den NTC-Widerstand dem Brückengleichrichter G zugeführt. Der Schutzleiter SL ist über den Kondensator C2 an die Schaltung angekoppelt.The mains AC voltage U~ is over that from the double choke Dr1 and d the capacitor C1 existing filters and the NTC resistor supplied to the bridge rectifier G. The protective conductor SL is connected via the capacitor C2 coupled to the circuit.

Die gleichgerichtete Netzspannung lädt den Ladekondensator C_L auf und wird durch den Schalttransistor T periodisch an die Primärwicklung N1 des Transformators Tr bzw. 1 gelegt. In diesem Strompfad ist eine Sicherung Si eingefügt.The rectified mains voltage charges the charging capacitor C _L and is periodically applied by the switching transistor T to the primary winding N1 of the transformer Tr and 1 , respectively. A fuse Si is inserted in this current path.

In der Anlaufphase erfolgt die Spannungsversorgung der Steuerschaltung St über den Widerstand R1 und den PTC-Widerstand. Im Regelbetrieb erfolgt die Spannungsversorgung durch die Wicklung N3 über die Diode D3.In the start - up phase, the voltage supply of the Control circuit St via the resistor R1 and the PTC resistor. In normal operation, the voltage supply takes place through the winding N3 via the diode D3.

Die Steuerschaltung St hat einen Regeleingang 2, der zur Erkennung des Nulldurchgangs der Schaltimpulse dient. An diesen Eingang wird die Spannung U_RC gelegt, die durch das Zeitschaltglied RC gebildet wird. Wie bei der Fig. 1 beschrieben ist, beginnt sich diese Spannung von einem negativen Wert ausgehend an aufzubauen, wenn die Abmagnetisierung des Transformators Tr abgeschlossen ist.The control circuit St has a control input 2 , which serves to detect the zero crossing of the switching pulses. At this input, the voltage U _{RC is} set, which is formed by the timer RC. As described in FIG. 1, this voltage starts to build up from a negative value when the demagnetization of the transformer Tr is completed.

Die Regelung der sekundärseitigen Ausgangsspannung U_A erfolgt mit Hilfe des Optokopplers OK, bei dem der Strom durch die Sendediode mittels des Regelverstärkers V geregelt wird. Mit dem Potentiometer P2 kann der Regelpunkt eingestellt werden. Der Optokoppler OK ist über den Widerstand R13 an den Regeleingang 3 der Steuerschaltung St gelegt.The regulation of the secondary-side output voltage U _A is carried out with the aid of the optocoupler OK, in which the current through the transmitter diode by means of the control amplifier V is regulated. With the potentiometer P2, the control point can be set. The optocoupler OK is connected via the resistor R13 to the control input 3 of the control circuit St.

Der Operationsverstärker OP übernimmt im Überlastungsfall an Stelle des Regelverstärkers V die Regelung. Den Einsatzpunkt des Überlastungsverstärkers bestimmt die Spannung am Eingang 2 des Operationsverstärkers OP. Sie wird mitttels Spannungsteiler (R14, P1) aus der temperaturkompensierten Referenzspannung der Steuerschaltung St abgeleitet. Diese steht am Anschluß 4 von St zur Verfügung. Der Widerstand R3 kompensiert den durch unterschiedliche Netzspannungen hervorgerufenen Fehler. Der andere Eingang des Operationsverstärkers OP liegt am Emitter des Schalttransistors T, wobei der Emitterwiderstand R4 als Stromfühler eingesetzt ist. Da während der Flußphase der Ausgangsstrom im Transformator Tr im Verhältnis 1 : Ü übersetzt wird, wird am Emitterwiderstand R4 exakt der Ausgangsstrom erfaßt. Durch die angegebene Schaltung wird eine Zerstörung des Schalttransistors durch zu hohe Ströme verhindert.The operational amplifier OP takes over in the case of overload in place of the control amplifier V, the scheme. The point of application of the overload amplifier determines the voltage at the input 2 of the operational amplifier OP. It is derived by means of the voltage divider (R14, P1) from the temperature-compensated reference voltage of the control circuit St. This is available at port 4 of St. The resistor R3 compensates for the error caused by different mains voltages. The other input of the operational amplifier OP is located at the emitter of the switching transistor T, wherein the emitter resistor R4 is used as a current sensor. Since the output current in the transformer Tr is translated in the ratio 1: Ü during the flux phase, exactly the output current is detected at the emitter resistor R4. Due to the specified circuit destruction of the switching transistor is prevented by excessive currents.

Der Ausgang des Operationsverstärkers OP ist über den Widerstand R5 auf den Regeleingang 3 der Steuerschaltung St gelegt.The output of the operational amplifier OP is applied via the resistor R5 to the control input 3 of the control circuit St.

Während der Impulszeit steuert der Anschluß 8 der Steuerschaltung St über den Widerstand R2 und den Kondensator C4 den Koppelkondensator C3 an. Dieser Kondensator C3 dient zur Potentialtrennung zwischen dem Transistor T und der Steuerschaltung St. Mit der Änderung des Widerstandes R2 bzw. des Kondensators C4 kann der Basisansteuerstrom des Schalttransistors T geändert werden. During the pulse time, the terminal 8 of the control circuit St via the resistor R2 and the capacitor C4 controls the coupling capacitor C3. This capacitor C3 is used for potential separation between the transistor T and the control circuit St. With the change of the resistor R2 and the capacitor C4, the base drive current of the switching transistor T can be changed.

Das RC-Glied R6/C6 am Anschluß 4 der Steuerschaltung St bestimmt die maximale Spannung/Zeit-Fläche während der Einschaltzeit am Transformator. Damit wird eine Sättigung des Transformatorkerns verhindert.The RC element R6 / C6 at terminal 4 of the control circuit St determines the maximum voltage / time area during the turn-on time at the transformer. This prevents saturation of the transformer core.

In Fig. ist der typische Spannungsverlauf an den vier Wicklungen N1 bis N4 des Transformators Tr dargestellt.In Fig. , The typical voltage waveform at the four windings N1 to N4 of the transformer Tr is shown.

Den Ausführungsbeispielen ist zu entnehmen, daß das erfindungsgemäße Flußwandler-Schaltnetzteil als quasi freischwingende Schaltung ausgeführt ist und die Vorteile des nicht synchronisierten Sperrwandlers beinhaltet. Auf den sonst bei Flußwandlern benötigten Festoszillator kann verzichtet werden, wobei die Begrenzung des Regelvorganges durch das Tastverhältnis bestimmt wird. Hierdurch erzielt man einen Freiheitsgrad mehr bei der Regelung. Die Sättigung des Transformatorkerns und damit die Zerstörung des Schalttransistors wird in sicherer Weise verhindert. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Steuerschaltung St intern versorgt wird und somit auf eine externe Spannungsversorgung aus einem zusätzlichen Transformator oder einem verlustbehafteten Vorwiderstand verzichtet werden kann. Dabei ist die Spannung an der Wicklung N3 des Transformators Tr proportional zur Netzspannung, wodurch eine Unterspannung über die Versorgungsspannung erkannt wird, so daß die Steuerschaltung St abgeschaltet (Unterspannungsschutzschaltung).The embodiments can be seen that the inventive Flux converter switching power supply as quasi free-swinging Circuit is executed and the advantages of non-synchronized flyback converter includes. On the otherwise required for Flußwandlern fixed oscillator can be omitted be, with the limitation of the control process is determined by the duty cycle. This achieved one more degree of freedom in the regulation. The saturation the transformer core and thus the destruction of the Switching transistor is prevented in a secure manner. On Another advantage is that the control circuit St is supplied internally and thus to an external power supply from an additional transformer or a lossy series resistor can be dispensed with can. The voltage at the winding N3 of the Transformers Tr proportional to the mains voltage, causing detected an undervoltage on the supply voltage becomes, so that the control circuit St off (undervoltage protection circuit).

Das erfindungsgemäße Flußwandler-Schaltnetzteil weist damit im Vergleich zur bekannten Flußwandler-Schaltnetzteilen einen sehr geringen Aufwand an Bauteilen auf und bietet somit den Vorteil einer erheblichen Kostenreduzierung. Es ist kurzschluß-, überlast- und leerlaufsicher und hatt bei Leerlauf nur eine Leistungsaufnahme von 3 W. The flux converter switching power supply according to the invention has it in comparison to the known Flußwandler switching power supplies a very low cost of components and thus offers the advantage of a significant cost reduction. It is short circuit, overload and open circuit safe and had only a power consumption of at idle 3 W.  

Im folgenden ist eine bevorzugte Dimensionierung der Bauelemente des in der Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispieles angeführt:In the following, a preferred dimensioning of the components of the embodiment shown in FIG. 3 is given:

RR 220 kOhm220 kOhm R1R1 2,7 kOhm2.7 kOhm R2R2 2,2 Ohm2.2 ohms R3R3 3,9 MOhm3.9 MOhm R4R4 1 Ohm1 ohm R5R5 1 kOhm1 kOhm R6R6 150 Ohm150 ohms R7R7 100 kOhm100 kOhm R8R8 10 kOhm10 kOhm R9R9 1,5 kOhm1.5 kOhm R10R10 270 kOhm270 kOhm R11R11 27 Ohm27 ohms R12R12 36 Ohm36 ohms R13R13 1 kOhm1 kOhm R14R14 10 kOhm10 kOhm R15R15 470 Ohm470 ohms R16R16 680 Ohm680 ohms R17R17 2,7 kOhm2.7 kOhm R18R18 470 kOhm470 kOhm R19R19 100 Ohm100 ohms P1P1 10 kOhm10 kOhm P2P2 220 Ohm220 ohms CC 1 nF1 nF C1C1 0,33 µF0.33 μF C2C2 3,3 nF3.3 nF C3C3 100 µF/16 V100 μF / 16V C4C4 2,2 µF2.2 μF C5C5 2,2 µF2.2 μF C6C6 4,7 nF4.7 nF C7C7 100 µF/25 V100 μF / 25V C8C8 10 µF10 μF C_L C _L 150 µF/385 V150 μF / 385 V C_A1 C _A1 10 000 µF/10 V10 000 μF / 10V C_A2 C _A2 22 µF22 μF D1D1 BA 159BA 159 D2, D3D2, D3 1 N 41481N 4148 D4D4 1 N 40071 N 4007 D_A D _A BYS 28BYS 28 TT BU 508 ABU 508 A OKOK CNY 17 F1CNY 17 F1 VV TL 431TL 431 OPoperating room TAB 1453TAB 1453 StSt TDA 4601 DTDA 4601 D TrTr AZV 2225AZV 2225 LL Drossel 150 µHChoke 150 μH Dr 1Dr 1 Entstördrossel 2×27 mHSuppression choke 2 × 27 mH Dr 2Dr. 2 Rohrkern 1 WdgTube core 1 Wdg Dr 3Dr. 3 HF-Drossel 1,5 µHHF choke 1.5 μH GG C 2540 - B 250 - C 1000C 2540 - B 250 - C 1000 NTCNTC K 231K 231 PTCPTC J 29J 29 SiSi 1,25 A1.25 A

Claims (8)

1. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetz mit einem durch eine Regelschaltung gesteuerten Schalttransistor, der eine Primärwicklung eines Transformators periodisch mit einer Eingangsspannung beaufschlagt, wobei eine Schaltungsanordnung für eine Zeitschaltung vorgesehen ist, gekennzeichnet dadurch, daß die Zeitschaltung neben der Einschaltzeit (t_ein) und Abmagnetisierzeit (t_ab) eine dritte Zeittperiode (t_RC) erzeugt, die unabhängig von der Einschaltzeit (t_ein) ist.1. self-oscillating forward converter switching power (with a controlled by a control circuit switching transistor which acts on a primary winding of a transformer periodically with an input voltage, wherein a circuit arrangement is provided for a timing circuit, characterized in that the timing circuit in addition to the switch-on time (t _on) and Abmagnetisierzeit t _ab) a third Zeittperiode (t _RC) generated that (regardless of the on-time t _oN). 2. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitschaltung durch ein RC-Glied (R/C) gebildet ist.2. Self-oscillating flux transformer switching power supply to Claim 1, characterized in that the Time circuit is formed by an RC element (R / C). 3. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß es als Steuerungsschaltung (St) einen integrierten Baustein aufweist.3. Self-oscillating flux transformer switching power supply to Claim 1 or 2, characterized in that it as Control circuit (St) has an integrated module. 4. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung der Steuerungsschaltung (St) intern aus einer Wicklung (N3) des Transformators (Tr) erfolgt.4. Self-oscillating flux transformer switching power supply to Claim 3, characterized in that the Power supply of the control circuit (St) internally off a winding (N3) of the transformer (Tr) takes place. 5. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung der Steuerungsschaltung (St) in der Anlaufphase über einen PTC-Widerstand (PTC) erfolgt. 5. Self-oscillating flux transformer switching power supply to one of claims 1 to 4, characterized in that the Power supply of the control circuit (St) in the Start-up phase via a PTC resistor (PTC).   6. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Optokoppler (OK) als potentialgetrenntes Übertragungsglied für die sekundärseitige Spannung aufweist.6. Self-oscillating flux transformer switching power supply to one of claims 1 to 5, characterized in that it an optocoupler (OK) as a potential-separated transmission element for the secondary-side voltage. 7. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß es zur Strombegrenzung einen Operationsverstärker (OP) aufweist.7. Self-oscillating flux transformer switching power supply to one of claims 1 to 6, characterized in that it for current limiting an operational amplifier (OP) having. 8. Selbstschwingendes Flußwandler-Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Kompensationswiderstand (R3) zum Erkennen des Einsatzpunktes der sekundärseitigen Überstromerzeugung aufweist.8. Self-oscillating flux transformer switching power supply to one of claims 1 to 7, characterized in that there is a compensation resistor (R3) for detecting the Starting point of the secondary-side overcurrent generation having.