Die Erfindung hetrifft einen Gleichspannungswandler zur Erzeugung einer stabilisierten, von einer Quelle schwankender Zuliefer-Gleichspannung galvanisch getrennten. an Verbraucher abzugebenden Gleichspannung mit einem Transformator. einer Vergleichsschaltung einem Steuergenerator, einem Halbleiterschaltelement und Mitteln zum Gleichrichten und Sieben.
Viele elektronische Schaltungen hedürfen einerspeisung mit Gleichstrom. Dieser kann von einer netzgespeisten Gleichspannungsquelle oder fiir tragbare Geräte oder bei Notbetrieb von Batterien geliefert werden. Solche Spannnngsquellen sind aber oft so unstabil. dass die Genauigkeit der gespeisten Genite beeintnichtigt wird. Andererseits können Störspannungen von verschiedenen angeschlossenen Geniten einander heeinflussen, so dass empfindliche Schaltungen und Einzelteile gestört oder sogar zerstört werden können.
Es besteht daher ein Bedürfnis nach Speisegeräten. die einerseits eine stabilisierte Gleichspannung abgeben und andererseits eine vollständige galvanische Trennung zwischen Gleichspannungsquelle und angeschlossenen Geräten gewiihrleisten.
Es sind Gleichspannungswandler bekannt. die stabilisierte Gleichspannungen liefern. Im Prinzip arbeiten sie so, dass eine primäre Gleichspannung zerhackt und damit ein Transformator geliefert wird. Auf dessen sekundärer, gegebenenfalls erdfreier Seite wird die entstandene Wechselspannung abgenommen, gleichgerichtet und anschliessend mit einem Serie- oder Schal tregler stabilisiert. Solche Geräte hesitzen wohl eine galvanische Trennung zwischen Ein- und Ausgangsspannung, arbeiten aber mit sehr schlechtem Wirkungsgrad und henötigen viele teure Einzelteile.
Es sind ferner stabilisierte Gleichspannungswandler beschrieben worden, die primärseitig einen Steuergenerator aufweisen. welcher in Abhängigkeit von der Grösse der sekundären Gleichspannung stillgesetzt oder zeitweise nicht auf eine Verstärkerschaltung durchgeschaltet wird, die den Transformator beliefert. Solche Geräte werden beispielsweise in Elektronenblitzgeräten verwendet. Bei einer weiteren Art stahilisierter Gleichspannungswandler wird der Strom von der Batterie zum Transformator, der zur Spannungswandlung dient, durch ein Halbleiterschaltelement das von einem Stuergenerator geschaltet wird, zerhackt und der Steuergenerator durch eine Vergleichsschaltung stillgesetzt, wenn die Ausgangsgleichspannung einen bestimmten Wert überschreitet.
Diese Schaltungen weisen aber keine erkenntliche galvanische Trennung der Ein- und Ausgangsgleichspannung auf.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler zu schaffen zur Erzeugung einer stabilisierten, von einer Quelle schwankender Zuliefer-Gleichspannung galvanisch getrennten, an Verbraucher abzugebenden Gleichspannung mit einem Transformator, einer Vergleichsschaltung, einem Steuergenerator, einem Halbleiterschaltelement und Mitteln zum Gleichrichten und Sieben.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass der Transformator, der die Energie mit Hilfe eines ersten Wicklungspaares von der Primärseite zur Sekundärseite überträgt, in umgekehrter Richtung mit Hilfe eines zweiten Wicklungspaares ein Abbild der Verbraucherspannung auf die Primärseite hinüberbringt und dieses der Vergleichsschaltung zuführt, wobei diese Verbraucherspannung das Impulspausenverhältnis des Steuergenerators und dieser seinerseits das Halbleiterschaltelement derart steuert, dass die Verbraucherspannung konstant gehalten wird.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 Ein Schema des Gleichspannungswandlers,
Fig. 2 ein Diagramm, das für das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 gültig ist,
Fig. 3 einen ausführlichen Schaltplan des Spannungswandlers.
Fig. 4 einen ausführlichen Schaltplan eines im Steuergenerator eingebauten Strombegrenzers.
Bei dem schematisch dargestellten Ausführungsbeispiel nach der Fig. 1 wird die Eingangsgleichspannung UE durch ein Halbleiterschaltelement 1 in bestimmtem Rhythmus zerhackt und einer ersten Primärwicklung 2 eines Transformators 3 zugeführt. Die Steuerung des Halbleiterschaltelementes 1 erfolgt durch einen Steuergenerator 4. In einer ersten Sekundärwicklung 5 wird ein durch das Zerhacken der Eingangsgleichspannung UE erzeugter Wechselstrom ausgekoppelt, durch eine erste Diode 6 gleichgerichtet, durch eine Drosselspule 7 geglättet und in einem eine verhältnismässig hohe Kapazität aufweisenden Kondensator 8 aufgespeichert.
Ein Widerstand 9 stellt die Last des Gleichspannungswandlers dar, an dem die Ausgangsgleichspannung UA ansteht. Eine Diode 10 wirkt als Freilaufdiode. Der Transformator 3 besitzt noch ein zweites zusammengehöriges Wicklungspaar, dessen zweite Sekundärwicklung 11 einerseits über eine zweite Diode 12 mit dem Kondensator 8 und anderseits direkt mit dem anderen Anschluss des Kondensators 8 verbunden ist, der die Ausgangsgleichspannung aufnimmt. Der im Schema benutzte Kondensator 8 kombiniert die Funktionen eines Ladekondensators für die Diode 6 bei leitendem Halbleiterschaltelement 1 und eines Ladekondensators für die Diode 12 bei gesperrtem Halbleiterschaltelement 1. Eine zweite Primärwicklung 13 steht mit einem Spitzenwertgleichrichter 14 in Verbindung.
Dieser ist ausgangsseitig mit einer Vergleichsschaltung 15 verbunden, welche den Steuergenerator 4 über eine weitere Leitung beeinflusst.
Das Halbleiterschaltelement 1 kann aus einem Transistor, einer Transistorkombination in Darlingtonschaltung oder bei geeigneter Anpassung des Steuergenerators 4 mit einer Löschschaltung, aus einem gesteuerten Gleichrichter bestehen. Die Wirkungsweise dieses Gleichspannungswandlers lässt sich anhand des Diagramms der Fig. 2 wie folgt erklären, wobei die Zustände nach dem Einschalten mit Hilfe eines in Fig. 1 nicht dargestellten, zwischen Spannungsquelle und Halbleiterschaltelement 1 befindlichen Schalters in vollständig eingeschwungenem Zustand dargestellt sind:
Im Steuergenerator 4 werden Sägezahnschwingungen mit einer festen Frequenz f T1 erzeugt. An seinem Ausgang erscheinen Impulse mit einer Länge ri, einer Teilzeit von T.
Die Impulslänge Tl kann man mit Hilfe einer von der Vergleichsschaltung 15 gelieferten Gleichspannung variieren, wie später erklärt wird. Das Halbleiterschaltelement 1 wird derart gesteuert, dass er während der Zeit TL leitet und in der Zeit T - r sperrt (Fig. 2a). Somit liegt die Eingangsspannung UE während der Zeit tl an der ersten Primärwicklung 2 des Transformators 3. Der Spannungsverlauf an diese Wicklung 2 ist in Fig. 2b dargestellt. Die Windungszahl der zweiten Sekundärwicklung 11 muss so bemessen werden, dass die Dauer r,, des Stromimpulses, welcher die magnetische Energie des Transformatorkerns im gesperrten Zustand des Halbleiterschaltelementes 1 und der Diode 6 abbaut, kürzer ist als T -ri.
Die Windungszahl der zweiten Primärwicklung 13 ist den vom Spitzenwertgleichrichter 14 und der Vergleichsschaltung 15 benötigten Steuerspannungen anzupassen. Es treten über allen Wicklungen unter sich ähnliche Signalformen auf, wobei deren Grösse proportional zu den Windungszahlen und deren Polarität vom Wicklungssinn abhängig sind. Die Polarität der Wicklungen ist in der Zeichnung durch die eingezeichneten Punkte angezeigt. Das Wicklungsverhältnis zwischen der ersten Primärwicklung 2 und der ersten Sekundärwicklung 5 ist derart gewählt, dass der Mittelwert der über der Wicklung 5 entstehenden impulsförmigen Spannung bei einem Stromflusswinkel von z.B. 90-1ssOqder Ausgangsspannung UA entspricht.
Dabei list bei der Bemessung der Windungszahl der ersten Primärwicklung darauf zu achten, dass der Magnetisierungsstrom l,u nicht zu gross wird, um den Schalthalbleiter nicht zu gefährden.
Der während def Zeit r durch das Halbleiterschaltelement 1 fliessende Strom hat die Form gemäss Fig 2c. Er setzt sich zusammen aus einem Teil, der vom Transformator 3 durch die erste Sekundärwicklung 5 über die Diode 6-zum Kondensator 8 abgeführt wird und diesen auf die Ausgangsspannung UA auflädt, sowie aus dem Magnetisierungsstrom l,u. Dieser baut sich in der Hauptinduktivität des Transformators 3 auf.
Während dieser Zeitz ist die Diode 12 gesperrt.
Im Zeitpunkt t,-beginnt ein neuef Zyklus. In diesem
Moment beginnt die Diode 6 zu sperren. In der Hauptinduktivität des Transformators 3 ist aber in diesem Zeitpunkt eine
Energie gespeichert, die sich über die zweite Sekundärwicklung
11 und die-Diode 12 auf denKondensator 8 abzubauen beginnt. Die Länge dieses Vorganges ist gemäss Fig. 2d gleich ru und die Stromstärke des durch den magnetischen Fluss erzeugten Stromes ist entsprechend dem Übersetzungsverhältnis des Transformators 3:
EMI2.1
IN (Fig. 2d) bei einer über der zweiten Sekundärwicklung 11 bestehenden Spannung UA (Fig. 2b). Dabei ist die Kapazität des Kondensators 8 derart bemessen, dass der Stromfluss durch die Diode 12 die Spannung UA über dem Kondensator 8 nicht wesentlich ändert.
Die Spannung UA erscheint auf die zweite Primärwicklung 13 transformiert als Spannung UA* und auf die erste Primärwicklung 2 transformiert als Spannung UA**. Am Ende des Intervalles z,, zum Zeitpunkt tu, ist der Strom 1D12 auf Null abgeklungen (Fig. 2d) und die Spannung an den Wicklungen des Transformators 3 ebenfalls Null (Fig. 2b). Die Schaltung ist bereit für die nächste Periode.
Die Spannung UA* wird während des Intervalles ru von der zweiten Primärwicklung 13 zum Spitzenwertgleichrichter 14 übertragen und dort gespeichert. Diese Spannung mit dem Wert UA* wird der Vergleichsschaltung 15 zugeführt und mit einer Vergleichsspannung verglichen. Die Vergleichsschaltung gibt ein Signal zum Steuergenerator 4 ab, das diesen veranlasst, die Länge des Teilzyklus zl derart zu variieren, dass die Ausgangsspannung UA konstant bleibt.
Die Fig. 3 zeigt den Schaltplan des Spannungswandlers, wobei der Steuergenerator 4, der Spitzenwertgleichrichter 14 und die Vergleichsschaltung 15 der Fig. 1 detailliert dargestellt sind, die nachfolgend beschrieben werden. Die Speisespannung für diese Einheiten wird von der Spannungsquelle mit der Spannung UE über eine Stabilisatorschaltung mit einem Transistor 16 und einer Zenerdiode 17 geliefert.
Der Steuergenerator enthält einen Unijunction-Transistor 18 als Oszillator. Er liefert eine Sägezahnspannung. Der Unijunction-Transistor 18 steuert über Dioden 19 und 20, deren Anoden miteinander verbunden sind, einen aus Transistoren 21 und 22 aufgebauten Schmitt-Trigger. Die miteinander verbundenen Anschlüsse der Dioden 19 und 20 stehen über einen Transistor 23 mit der zweiten Primärwicklung 13 des Transformators 3 in Verbindung. Die Emitter der Transistoren 21 und 22 des Schmitt-Triggers sind über einen Transistor 24 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung 15 verbunden. Das Ausgangssignal des Steuergenerators 4 wird an einem Spannungsteiler 25 ausgekoppelt und durch die Transistoren 33, 34 und 35 verstärkt.
Der Spitzenwertgleichrichter 14 besteht aus einer Diode 26, einem Kondensator 27 und einem Transistor 28. Die Diode 26 isteinersei-ts mit der zweiten Primärwicklung 13 des Transformators 3, anderseits mit der Parallelschaltung des Kondensators 27 und dem Kollektor des Transistors 28, sowie mit einem Eingang der Vergleichsschaltung 15 verbunden.
Die Vergleithsschaltung 15 besteht aus Transistoren 29 und 30 in Differenzverstärkerschaltung. Die Basis des Transistors 29 ist mit dem Ausgang des Spitzenwertgleichrichters 14 und sein Kollektor mit dem Transistor 24 verbunden. Die Basis des Transistors 301iegt an afi der durcheine Zenerdiode 31 bestimmten Vergleiehsspannung.
Der Gleichspannungswandler gemäss der Fig. 3 wirkt folgendermassen:
Die Spannung der erzeugten-Sagezahnschwingung liegt an einem Kondensator 32 an. Der Widerstand 132, der Kondensator 32 und der Uni junction-Transistor 18 bestimmen dabei die Frequenz, mit welcher das Gerät arbeitet. Die Länge dieser Schwingung istT (Fig.-2).
Zum Zeitpunkt 01iegt an der Basis des Transistors 22 eine durch die Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 21, 22 bestimmte Spannurlg,-Solange die Spannung am Kondensator 32 kleiner als die Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 21,
22 ist, leitet die Diode 20 und sperrt Diode 19. Somit sperrt der Transistor 22 des Schmitt-Triggers und der Transistor 21 leitet.
Die mit dem Spannungsteilerausgang 25 verbundene
Verstärkerschaltung aus den Transistoren 33, 34 und 35 sperrt das Halbleiterschaltelement 1, indem die Transistoren 33 und
34 leiten und der Transistor 35 sperrt.
Wenn die Spannung am Kondensator 32 die Schwellenspan nung des Schmitt-Triggers 21,22 erreicht und überschreitet, also zu Beginn des Intervalles q (Fig. 2), wird die Diode 19 leitend. Dadurch ändert der Schmitt-Trigger 21, 22 seinen
Zustand. Der Transistor 22 leitet und der Transistor 21 sperrt.
Als Folge davon sperren die Transistoren 33 und 34 und der
Transistor 35 leitet. Somit wird auch das Halbleiterschalt element 1 zum Schalten veranlasst. Dieses Intervall T, endet gleichzeitig mit der Periode T der Sägezahnschwingung (Fig. 2).
Während der Zeit q ist der Schwellenwert des Schmitt-Triggers
21, 22 niedriger als die Sägezahnspannung, sodass der Zusatz mit Sicherheit erhalten bleibt.
Am Ende der Periode T zur Zeit t, (Fig. 2), zündet der
Unijunction-Transistor 18 und entlädt den Kondensator 32. Da nun die Schwellenspannung des Schmitt-Triggers 21, 22 höher als die Spannung am Kondensator 32 ist, ändert dieser wiederum seinen Zustand. Als Folge davon wird das Halb leiterschaltelement 1 wieder gesperrt. Während des Intervalls Ti steigt der Magnetisierungsstrom linear an und erreicht am Ende den Wert I. Dies bedeutet, dass sich im Transformator magnetische Energie aufgespeichert hat.
In dem mit t beginnenden Intervall tau wird diese magnetische Energie durch die Diode 12 und den Kondensator
8 entladen. (Fig. 2d). An der zweiten Primärwicklung 13 des
Transformators 3 steht die Spannung UA*. Diese wird über die
Diode 26 auf den Kondensator 27 übertragen. Die am
Kondensator 27 anstehende Spannung wird nun in der
Vergleichsschaltung 15 durch die beiden Transistoren 29 und
30 mit der an der Zenerdiode 31 anstehenden Vergleichsspan nung verglichen. Die verstärkte Differenz wird am Kollektor des Transistors 29 ausgekoppelt, mit dem Transistor 24 verstärkt und den Emittern der Transistoren 21 und 22 des
Schmitt-Triggers zugeführt. Damit wird auch die Basisspan nung des Transistors 22 von dieser Spannung abhängig.
Wenn die Emitterspannung des Transistors 22 höher wird, wird auch dessen Basisspannung höher. Dadurch wird die Dauer des
Intervalls q kleiner, mit anderen Worten; das Halbleiterschalt element 1 schaltet weniger lang eingeschaltet.
Während des Intervalls TU wird ferner der Transistor 23 von der an der Wicklung 13 des Transformators 3 anstehenden positiven Spannung durchgesteuert. Dadurch ist die
Emitterspannung dieses Transistors 23 während dieses
Intervalls Null. Die Sägezahnspannung kann somit den Schmitt
Trigger 21, 22 nicht beeinflussen. Der Schmitt-Trigger 21, 22 kann daher seinen Zustand während des Intervalls TU nicht ändern. Nach Ablauf dieses Intervalls r,, in der die magnetische
Energie des Transformators entladen worden ist, sperrt die
Diode 12 wieder und die Spannung an den Wicklungen 2, 5, 11 und 13 wird Null. Da nun die Diode 26 sperrt, bleibt die
Spannung am Kondensator 27 solange erhalten, bis der
Schmitt-Trigger wieder zu einer Zustandsänderung gezwungen wird.
Dann wird das Halbleiterschaltelement 1 wieder leitend.
Gleichzeitig wird der Transistor 28 leitend und die Spannung am Kondensator 27 auf Null abgebaut. Dadurch würde eine
Verzögerung der Regelstrecke, falls das Abbild der Ver braucherspannung inzwischen kleiner geworden wäre, vermieden. Das Gerät ist damit wieder freigesetzt und ein neuer
Vergleich der inzwichen ansteigenden Sägezahnspannung kann beginnen.
Der erfindungsgemässe Gleichspannungswandler ist mit einem Strombegrenzer zum Schutz des Halbleiterschalt elementes 1 in einer speziell auf die Gleichspannungswandler schaltung zugeschnittenen Ausführungsform versehen, welche im Steuergenerator eingebaut ist und dessen Impuls- Pause-
Verhältnis beeinflusst.
In Fig. 4 ist ein Ausschnitt aus Fig. 3 mit dem Spannungs stabilisator mit Transistor 16 und Zenerdiode 17, Halbleiterschaltelement 1, Steuergenerator4 und einem Strombegrenzer 36 dargestellt. Der Strombegrenzer 36 ist zwischen die Transistoren 33 und 34 des Steuergenerators 4 geschaltet und besteht aus einem bistahilen Multivibrator mit den Transistoren 37 und 38, einer Diode 39, Kondensatoren 40 und 41, Widerständen 42, 43 und 44 und Transistoren 45 und 46, nebst einigen nicht näher bezeichneten Widerständen. Die Basis des Transistors 37 des bistabilen Multivibrators steht in Verhindung mit der Anode der Diode 39, deren Kathode an der vom Transistor 16 stabilisierten, denMultivibrator speisenden positiven Eingangsspannung liegt.
Die Anode der Diode 39 ist ferner mit dem Kondensator 40 verbunden, der mit dem Kollektor des im Steuergenerator 4 liegenden Verstärker Transistors 33 verbunden ist. Ferner besteht eine Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors 38 des bistabilen Multivibrators über einen Widerstand mit der Basis des Transistors 34 im Steuergenerator 4. Im Strompfad zwischen Eingangsspannungsquelle und dem Kollektor des Halbleiterschaltelementes l liegt ein Anschluss des Kondensators 41 und der Widerstand 42. Vor und hinter diesem Widerstand 42 liegen die ersten Anschlüsse der Widerstände 43 und 44, deren zweite Anschlüsse mit dem Kondensator 41 und der Basis des Transistors 45 verbunden sind.
Der Kollektor dieses Transistors 45 steht in Verbindung mit der Basis des Transistors 46, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 38 des Multivibrators verbunden ist.
Die Strombegrenzerschaltung 36 wirkt auf folgende Weise: Im normalen Zustand ist der Transistor 38 gesperrt und der Transistor 37 leitend. In diesem Zustand wird der Transistor 34 des Steuergenerators 4 und das Halbleiterschaltelement 1 nicht beeinflusst. Dieser Zustand wird in den Zeitpunkten t2 (Fig. 2) eingeleitet resp. bestätigt. Indem der Transistor 33 des Steuergenerators 4 sperrt, Iädt sich der Kondensator 40 über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 37 auf, wodurch dieser leitend wird, falls er in diesem Moment gesperrt sein sollte.
Im Zeitpunkt t1 (Fig. 2) wird der Kondensator 40 über die Diode 39 und den leitenden Transistor 33 des Steuergenerators 4 wieder entladen.
Der Widerstand 42 sorgt für die Überwachung des durch das Halbleiterschaltelement 1 fliessenden Stromes. Wenn nun im neichstfolgenden Intervall q (Fig. 2), in dem das Halbleiterschaltelement 1 leitet, eine bestimmte, vom Widerstand 42 abhängige Spannung durch einen zu hohen, durch diesen Widerstand 42 fliessenden Strom auftritt, wird der Transistor 45 über die Widerstände 42 und 44 leitend gemacht. Der Kondensator 41 verhindert, dass dieser Vorgang von Einschwingerscheinungen beeinflusst wird. In der Folge wird auch der Transistor 46 und der Transistor 38 des Multivibrators leitend. Dadurch wird im Steuergenerator4 auch der Transistor 34 leitend und der Transistor 35 sperrt.
Daher sperrt auch das Halbleiterschaltelement 1 mit einer kleinen Verzögerung für den Rest der Periode T und das Intervall ri wird verkürzt.
Damit wird seine Beschädigung durch Überstrom vermieden.
Die beschriebenen Lösungen erlauben damit, die Funktion der Gleichspannungswandlung, der galvanischen Trennung und der Stabilisierung zu vereinigen, wobei der Aufwand gering gehalten werden kann. Der Wirkungsgrad und die Stabilisierung der Ausgangsgleichspannung sind ausgezeichnet.
The invention relates to a DC voltage converter for generating a stabilized, galvanically separated supply DC voltage from a source fluctuating. DC voltage to be supplied to consumers with a transformer. a comparison circuit, a control generator, a semiconductor switching element and means for rectifying and sieving.
Many electronic circuits must be supplied with direct current. This can be supplied by a mains-fed DC voltage source or for portable devices or, in the case of emergency operation, from batteries. But such voltage sources are often so unstable. that the accuracy of the fed genite is neglected. On the other hand, interference voltages from different connected genites can influence each other, so that sensitive circuits and individual parts can be disturbed or even destroyed.
There is therefore a need for power feeders. which on the one hand emit a stabilized DC voltage and on the other hand ensure complete galvanic separation between the DC voltage source and connected devices
DC-DC converters are known. which supply stabilized DC voltages. In principle, they work in such a way that a primary DC voltage is chopped up and a transformer is supplied with it. On its secondary, possibly ungrounded side, the resulting alternating voltage is removed, rectified and then stabilized with a series or switch controller. Such devices probably have a galvanic separation between input and output voltage, but work with very poor efficiency and require many expensive individual parts.
Stabilized DC voltage converters have also been described which have a control generator on the primary side. which, depending on the size of the secondary DC voltage, is shut down or temporarily not switched through to an amplifier circuit that supplies the transformer. Such devices are used, for example, in electronic flash units. In a further type of stabilized DC voltage converter, the current from the battery to the transformer, which is used for voltage conversion, is chopped up by a semiconductor switching element that is switched by a control generator and the control generator is shut down by a comparison circuit when the output DC voltage exceeds a certain value.
However, these circuits have no recognizable galvanic separation of the input and output DC voltage.
The invention is based on the object of creating a DC voltage converter for generating a stabilized DC voltage to be supplied to consumers, galvanically separated from a source of fluctuating supply DC voltage, with a transformer, a comparison circuit, a control generator, a semiconductor switching element and means for rectifying and sieving.
This object is achieved in that the transformer, which transfers the energy with the help of a first pair of windings from the primary side to the secondary side, transfers an image of the consumer voltage to the primary side in the opposite direction with the help of a second pair of windings and feeds this to the comparison circuit, this consumer voltage the pulse pause ratio of the control generator and this in turn controls the semiconductor switching element in such a way that the load voltage is kept constant.
Embodiments of the subject matter of the invention are explained in more detail below with reference to the drawing. The figures in the drawing show:
Fig. 1 A diagram of the DC voltage converter,
FIG. 2 is a diagram which is valid for the exemplary embodiment in FIG. 1,
Figure 3 is a detailed circuit diagram of the voltage converter.
4 shows a detailed circuit diagram of a current limiter built into the control generator.
In the schematically illustrated exemplary embodiment according to FIG. 1, the input DC voltage UE is chopped up by a semiconductor switching element 1 in a specific rhythm and fed to a first primary winding 2 of a transformer 3. The semiconductor switching element 1 is controlled by a control generator 4. In a first secondary winding 5, an alternating current generated by chopping the DC input voltage UE is decoupled, rectified by a first diode 6, smoothed by a choke coil 7 and in a capacitor 8 with a relatively high capacitance stored.
A resistor 9 represents the load of the DC voltage converter at which the output DC voltage UA is applied. A diode 10 acts as a freewheeling diode. The transformer 3 also has a second pair of coherent windings, the second secondary winding 11 of which is connected on the one hand via a second diode 12 to the capacitor 8 and on the other hand directly to the other connection of the capacitor 8, which receives the DC output voltage. The capacitor 8 used in the scheme combines the functions of a charging capacitor for the diode 6 when the semiconductor switching element 1 is conducting and a charging capacitor for the diode 12 when the semiconductor switching element 1 is blocked. A second primary winding 13 is connected to a peak value rectifier 14.
On the output side, this is connected to a comparison circuit 15 which influences the control generator 4 via a further line.
The semiconductor switching element 1 can consist of a transistor, a transistor combination in Darlington circuit or, if the control generator 4 is suitably adapted with a quenching circuit, of a controlled rectifier. The mode of operation of this DC-DC converter can be explained as follows with the aid of the diagram in FIG. 2, the states after switching on with the aid of a switch, not shown in FIG. 1, located between the voltage source and semiconductor switching element 1, being shown in a completely steady state:
In the control generator 4 sawtooth vibrations are generated with a fixed frequency f T1. At its output, impulses with a length ri, a part time of T.
The pulse length Tl can be varied with the aid of a direct voltage supplied by the comparison circuit 15, as will be explained later. The semiconductor switching element 1 is controlled in such a way that it conducts during the time TL and blocks during the time T − r (FIG. 2a). The input voltage UE is thus applied to the first primary winding 2 of the transformer 3 during the time t1. The voltage profile on this winding 2 is shown in FIG. 2b. The number of turns of the second secondary winding 11 must be dimensioned so that the duration r ,, of the current pulse, which reduces the magnetic energy of the transformer core in the blocked state of the semiconductor switching element 1 and the diode 6, is shorter than T -ri.
The number of turns of the second primary winding 13 is to be adapted to the control voltages required by the peak value rectifier 14 and the comparison circuit 15. Similar signal forms occur over all windings, their size being proportional to the number of windings and their polarity depending on the direction of the winding. The polarity of the windings is indicated in the drawing by the points drawn. The winding ratio between the first primary winding 2 and the first secondary winding 5 is selected such that the mean value of the pulse-shaped voltage arising across the winding 5 at a current flow angle of e.g. 90-1ssOq corresponds to the output voltage UA.
When dimensioning the number of turns of the first primary winding, it is important to ensure that the magnetizing current l, u does not become too large in order not to endanger the switching semiconductor.
The current flowing through the semiconductor switching element 1 during the time r has the form according to FIG. 2c. It is composed of a part which is discharged from the transformer 3 through the first secondary winding 5 via the diode 6 to the capacitor 8 and charges it to the output voltage UA, as well as from the magnetizing current I, u. This builds up in the main inductance of the transformer 3.
During this time the diode 12 is blocked.
At time t 1, a new cycle begins. In this
The diode 6 begins to block momentarily. In the main inductance of the transformer 3, however, is one at this time
Energy is stored, which is spread over the second secondary winding
11 and the diode 12 on the capacitor 8 begins to degrade. The length of this process is equal to ru according to Fig. 2d and the current strength of the current generated by the magnetic flux is corresponding to the transformation ratio of the transformer 3:
EMI2.1
IN (Fig. 2d) when there is a voltage UA (Fig. 2b) across the second secondary winding 11. The capacitance of the capacitor 8 is dimensioned in such a way that the current flow through the diode 12 does not significantly change the voltage UA across the capacitor 8.
The voltage UA appears transformed onto the second primary winding 13 as voltage UA * and transformed onto the first primary winding 2 as voltage UA **. At the end of the interval z1 at time tu, the current 1D12 has decayed to zero (FIG. 2d) and the voltage on the windings of the transformer 3 is also zero (FIG. 2b). The circuit is ready for the next period.
During the interval ru, the voltage UA * is transmitted from the second primary winding 13 to the peak value rectifier 14 and stored there. This voltage with the value UA * is fed to the comparison circuit 15 and compared with a comparison voltage. The comparison circuit outputs a signal to the control generator 4, which causes the latter to vary the length of the partial cycle zl in such a way that the output voltage UA remains constant.
FIG. 3 shows the circuit diagram of the voltage converter, the control generator 4, the peak value rectifier 14 and the comparison circuit 15 of FIG. 1 being shown in detail, which are described below. The supply voltage for these units is supplied from the voltage source with the voltage UE via a stabilizer circuit with a transistor 16 and a Zener diode 17.
The control generator contains a unijunction transistor 18 as an oscillator. It delivers a sawtooth voltage. The unijunction transistor 18 controls a Schmitt trigger composed of transistors 21 and 22 via diodes 19 and 20, the anodes of which are connected to one another. The interconnected connections of the diodes 19 and 20 are connected to the second primary winding 13 of the transformer 3 via a transistor 23. The emitters of the transistors 21 and 22 of the Schmitt trigger are connected to the output of the comparison circuit 15 via a transistor 24. The output signal of the control generator 4 is coupled out at a voltage divider 25 and amplified by the transistors 33, 34 and 35.
The peak value rectifier 14 consists of a diode 26, a capacitor 27 and a transistor 28. The diode 26 is on the one hand with the second primary winding 13 of the transformer 3, on the other hand with the parallel connection of the capacitor 27 and the collector of the transistor 28, and with an input the comparison circuit 15 connected.
The sliding circuit 15 consists of transistors 29 and 30 in a differential amplifier circuit. The base of the transistor 29 is connected to the output of the peak value rectifier 14 and its collector to the transistor 24. The base of the transistor 301 is connected to the equivalent voltage determined by a Zener diode 31.
The DC / DC converter according to FIG. 3 acts as follows:
The voltage of the generated sawtooth oscillation is applied to a capacitor 32. The resistor 132, the capacitor 32 and the Uni junction transistor 18 determine the frequency with which the device operates. The length of this oscillation is T (Fig. 2).
At time 01, a voltage determined by the threshold voltage of Schmitt trigger 21, 22 is present at the base of transistor 22 - as long as the voltage on capacitor 32 is lower than the threshold voltage of Schmitt trigger 21,
22 is, the diode 20 conducts and blocks diode 19. Thus, the transistor 22 of the Schmitt trigger blocks and the transistor 21 conducts.
The connected to the voltage divider output 25
Amplifier circuit from the transistors 33, 34 and 35 blocks the semiconductor switching element 1 by the transistors 33 and
34 conduct and the transistor 35 blocks.
When the voltage across the capacitor 32 reaches the threshold voltage of the Schmitt trigger 21, 22 and exceeds it, ie at the beginning of the interval q (FIG. 2), the diode 19 becomes conductive. As a result, the Schmitt trigger 21, 22 changes its
Status. The transistor 22 conducts and the transistor 21 blocks.
As a result, the transistors 33 and 34 and the block
Transistor 35 conducts. The semiconductor switching element 1 is thus also caused to switch. This interval T 1 ends simultaneously with the period T of the sawtooth oscillation (FIG. 2).
During the time q is the threshold of the Schmitt trigger
21, 22 lower than the sawtooth voltage, so that the addition is definitely retained.
At the end of the period T at time t, (Fig. 2), the ignites
Unijunction transistor 18 and discharges the capacitor 32. Since the threshold voltage of the Schmitt trigger 21, 22 is now higher than the voltage on the capacitor 32, this in turn changes its state. As a result, the semiconductor switching element 1 is blocked again. During the interval Ti, the magnetizing current increases linearly and at the end reaches the value I. This means that magnetic energy has been stored in the transformer.
In the interval tau beginning with t, this magnetic energy is passed through the diode 12 and the capacitor
8 discharged. (Fig. 2d). At the second primary winding 13 of the
Transformer 3 has the voltage UA *. This is via the
Transfer diode 26 to capacitor 27. The on
Capacitor 27 pending voltage is now in the
Comparison circuit 15 through the two transistors 29 and
30 compared with the comparison voltage applied to the Zener diode 31. The amplified difference is coupled out at the collector of transistor 29, amplified with transistor 24 and the emitters of transistors 21 and 22 of the
Schmitt triggers supplied. The base voltage of the transistor 22 is thus also dependent on this voltage.
As the emitter voltage of the transistor 22 becomes higher, the base voltage thereof also becomes higher. This will increase the duration of the
Interval q smaller, in other words; the semiconductor switching element 1 switches on for a shorter period of time.
During the interval TU, the transistor 23 is also turned on by the positive voltage applied to the winding 13 of the transformer 3. This is the
Emitter voltage of this transistor 23 during this
Interval zero. The sawtooth voltage can thus control the Schmitt
Do not affect triggers 21, 22. The Schmitt trigger 21, 22 can therefore not change its state during the interval TU. After this interval r ,, in which the magnetic
Energy of the transformer has been discharged, blocks the
Diode 12 again and the voltage on windings 2, 5, 11 and 13 becomes zero. Since now the diode 26 blocks, the remains
Voltage on capacitor 27 received until the
Schmitt trigger is again forced to change the state.
Then the semiconductor switching element 1 becomes conductive again.
At the same time, the transistor 28 becomes conductive and the voltage on the capacitor 27 is reduced to zero. This would make a
Delay in the controlled system, if the image of the consumer voltage had become smaller in the meantime, avoided. The device is then released again and a new one
Comparison of the now increasing sawtooth voltage can begin.
The DC voltage converter according to the invention is provided with a current limiter to protect the semiconductor switching element 1 in an embodiment specially tailored to the DC voltage converter circuit, which is built into the control generator and whose pulse-pause
Affects ratio.
In Fig. 4 a section from Fig. 3 with the voltage stabilizer with transistor 16 and Zener diode 17, semiconductor switching element 1, control generator 4 and a current limiter 36 is shown. The current limiter 36 is connected between the transistors 33 and 34 of the control generator 4 and consists of a bistable multivibrator with the transistors 37 and 38, a diode 39, capacitors 40 and 41, resistors 42, 43 and 44 and transistors 45 and 46, along with some unspecified resistances. The base of the transistor 37 of the bistable multivibrator is connected to the anode of the diode 39, the cathode of which is connected to the positive input voltage which is stabilized by the transistor 16 and feeds the multivibrator.
The anode of the diode 39 is also connected to the capacitor 40, which is connected to the collector of the amplifier transistor 33 located in the control generator 4. Furthermore, there is a connection between the collector of the transistor 38 of the bistable multivibrator via a resistor to the base of the transistor 34 in the control generator 4. In the current path between the input voltage source and the collector of the semiconductor switching element 1 there is a connection of the capacitor 41 and the resistor 42 This resistor 42 has the first connections of the resistors 43 and 44, the second connections of which are connected to the capacitor 41 and the base of the transistor 45.
The collector of this transistor 45 is connected to the base of transistor 46, the collector of which is connected to the base of transistor 38 of the multivibrator.
The current limiter circuit 36 acts as follows: In the normal state, the transistor 38 is blocked and the transistor 37 is conductive. In this state, the transistor 34 of the control generator 4 and the semiconductor switching element 1 are not influenced. This state is initiated or respectively at times t2 (FIG. 2). approved. Since the transistor 33 of the control generator 4 blocks, the capacitor 40 charges up via the emitter-base path of the transistor 37, which makes it conductive if it should be blocked at this moment.
At time t1 (FIG. 2) the capacitor 40 is discharged again via the diode 39 and the conductive transistor 33 of the control generator 4.
The resistor 42 ensures that the current flowing through the semiconductor switching element 1 is monitored. If now in the next following interval q (Fig. 2), in which the semiconductor switching element 1 conducts, a certain voltage, dependent on the resistor 42, occurs due to an excessively high current flowing through this resistor 42, the transistor 45 is switched via the resistors 42 and 44 made conductive. The capacitor 41 prevents this process from being influenced by transient phenomena. As a result, the transistor 46 and the transistor 38 of the multivibrator also become conductive. As a result, transistor 34 in control generator 4 also becomes conductive and transistor 35 blocks.
Therefore, the semiconductor switching element 1 also blocks with a small delay for the remainder of the period T and the interval ri is shortened.
This prevents it from being damaged by overcurrent.
The solutions described make it possible to combine the function of DC voltage conversion, galvanic isolation and stabilization, whereby the effort can be kept low. The efficiency and stabilization of the DC output voltage are excellent.