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Flußwandler-Schaltnetzteil
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Die Erfindung betrifft ein Flußwandler-Schaltnetzteil mit einem durch
eine Regelschaltung gesteuerten Schalttransistor, der eine Primärwicklung eines
Transformators periodisch mit einer Eingangsspannung beaufschlagt.
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Für die Stromversorgung typischer Digitalbaugruppen (z.B.
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Personalcomputer, Floppy-Disk) werden bei Spannungen von 5 und 12
V Ströme zwischen 3 und 20 A benötigt. Für diesen Verwendungszweck sind somit Sperrwandler-Schaltnetzteile
ungeeignet, die zwar für höhere Ausgangsspannungen aber nur für Ströme bis ca. 2
A ausgelegt sind.
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Für den vorstehend genannten Anwendungszweck eignen sich die eingangs
genannten Flußwandler-Schaltnetzteile, die aber bisher erheblich teurer als Sperrwandler-Netzteile
sind, da sie einen wesentlich höheren Schaltungsaufwand benötigen. So sind beispielsweise
eine eigene Spannungsversorgung für die Steuerungsschaltung und ein Oszillator zur
Takterzeugung erforderlich.
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Aufgabe der Erfindung ist es, ein preiswertes Flußwandler-Schaltnetzteil
anzugeben, das einen erheblich geringeren Aufwand an Bauteilen aufweist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das eingangs
angeführte Flußandler-Schaltnetzteil eine Schaltungsanordnung für eine Zeitschaltung
besitzt, die neben der Einschaltzeit und Abmagnetisierzeit eine dritte Zeitperiode
erzeugt, die mit dem Abschluß der Abmagnetisierung des Transformators anfängt.
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Hierdurch wird der Vorteil erzielt, daß ein Oszillator nicht mehr
erforderlich ist. Ferner ist man durch die erfindungsgemäße dritte Schaltzeit nicht
mehr darauf festgelegt, ein festfrequentes Tastverhältnis von mindestens 0,5 zu
wählen. Dies ist sonst bei FluBwandler-Schaltnetzteilen erforderlich, da bei Tastverhältnissen
kleiner als 0,5 der Transformator in die Sättigung gefahren wird und damit der Schalttransistor
zerstört wird. Da die erfindungsgemäße dritte Zeitperiode erst nach Ablauf der Abmagnetisierung
beginnt, ist unabhängig vom Tastverhältnis gewährleistet, daß der Transformator
nicht mehr in die Sättigung gefahren werden kann.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen FluB-wandler-Schaltnetzteils
sind in den Unteransprüchen angeführt und werden anhand der folgenden Ausführungsbeispiele
näher erläutert.
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In der dazugehörenden Zeichnung zeigen Fig. 1 ein Prinzipschaltbild,
Fig. 2 ein Impulsdiagramm der Schaltung gemäß Fig. 1, Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel
und Fig. 4 ein Impulsdiagramm des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3.
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In der Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäusen Flußwandler-Schaltnetzteils
dargestellt. Eine Netzwechselspannung U wird mit Hilfe eines Brückengleichrichters
G gleichgerichtet und ergibt eine gleichgerichtete Eingangsspannung UE, die einen
Kondensator CL auflädt.
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Diese Eingangsspannung UE wird mit Hilfe eines Schalttransistors T
periodisch an die Primärwicklung N 1 eines Transformators Tr gelegt. Die Steuerung
des Transistors T
erfolgt durch eine elektronische Steuerschaltung
St.
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Die an der Sekundärwicklung N 4 des Transformators Tr entstehende
Spannung wird mit Hilfe der Dioden DA gleichgerichtet und ergibt die Spannung UE'
die einer Drossel L zugeführt wird. Am Ausgang der Drossel L kann die durch den
Kondensator CA gesiebte Ausgangsspannung UA abgegriffen werden.
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Die gleichgerichtete Netzspannung UE wird während der Flußphase, d.h.
während der Transistor T leitet, von der Primärwicklung N 4 transformiert.
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Der Transformator Tr weist weiterhin eine Entmagnetisierwicklung N
2 auf, womit die während der Flußphase im Transformatorkern aufgebaute Energie in
der Sperrphase über die Diode D 1 in den Ladekondensator CL zurückgespeist wird.
Die Windungszahl der Wicklung N 2 entspricht vorzugsweise derjenigen der Primärwicklung
N 1, wodurch die Entmagnetisierzeit genauso lange wie die Flußzeit dauert.
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Der Transformator Tr weist ferner eine Versorgungswicklung N 3 auf,
die die Betriebsspannung für die Steuerschaltung St während der Flußphase über die
Diode D 3 liefert. In der Sperrphase wird das durch den Widerstand R und den Kondensator
C gebildete RC-Glied aufgeladen mit dessen Hilfe die Schaltfrequenz erzeugt wird.
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Die Schaltfrequenz ist variabel und abhängig von der gleichgerichteten
Netzspannung UE, der Ausgangsspannung UA dem Übersetzungsverhältnis Ü des Transformators
Tr und der Zeitkonstante des RC-Gliedes. Die ersten drei Größen sind zum einen vorgegeben
und erfordern zum anderen bei nichtlückendem Drosselstrom nur ein bestimmtes Tastverhältnis.
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Somit wird die Schaltfrequenz allein durch die Zeitkonstante RC-Gliedes
bestimmt und kann hiermit abgeglichen werden.
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Das Tastverhältnis selbst ist bei nicht lückendem (kontinuierlichen)
Drossel strom in erster Näherung nur vom Verhältnis der Eingangsspannung UE zur
Ausgangsspannung UA abhängig. Vernachläßigt man Diodenabfälle und ohmsche Verluste,
so ergibt sich folgende Gleichung: UA = (tein/(tein + taus)) UE = UE' In der Fig.
2 sind die unterschiedlichen Spannungen sowie der Strom 1L durch die Drossel L dargestellt.
Daraus ist ersichtlich, daß während der Abmagnetisierungszeit tab das RC-Glied über
die Diode D 2 auf -11,3 V geklemmt wird.
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Sobald die Energie im Transformator Tr abgebaut ist, geht die Spannung
UN) auf Null zurück und der Kondensator C wird über den Widerstand R geladen. Der
Nulldurchgang der Spannung URC wird von der Steuerschaltung St erkannt und bewirkt
ein Durchschalten des Transistors T und damit eine neue Flußphase. Diese neue Flußphase
ist also erst möglich, wenn der Transformator Tr keine magnetische Energie mehr
hat. Es wird somit wirksam verhindert, daß der Transformatorkern durch eine Vormagnetisierung
in die Sättigung gefahren wird, was zur Zerstörung des Schalttransistors T führen
würde.
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Der Fig. 2 ist zu entnehmen, daß neben der Einschaltzeit tein und
der Abmagnetisierungszeit tab eine dritte Zeitperiode tRC erzeugt wird, die mit
dem Abschluß der Abmagnetisierung des Transformators Tr beginnt.
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In der Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem als
Steuerschaltung St die integrierte Schaltung TDA 46
01 D verwendet
wird, die beispielsweise im Prinzip in Siemens "Schaltbespiele", Ausgabe 1980/81,
Seiten 194 bis 197 beschrieben ist.
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Das Schaltnetzteil ist für eine Ausgangsspannung von 5 V und einen
Ausgangsstrom von 10 A ausgelegt.
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Die Netzwechselspannung Us wird über das aus der Doppeldrossel Dr
1 und dem Kondensator C 1 bestehende Filter und den NTC-Widerstand dem Brückengleichrichter
G zugeführt.
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Der Schutzleiter SL ist über den Kondensator C 2 an die Schaltung
angekoppelt.
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Die gleichgerichtete Netzspannung lädt den Ladekondensator CL auf
und wird durch den Schalttransistor T periodisch an die Primärwicklung N 1 des Transformators
Tr gelegt. In diesem Strompfad ist eine Sicherung Si eingefügt.
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In der Anlaufphase erfolgt die Spannungsversorgung der Steuerschaltung
St über den Widerstand R 1 und den PTC-Widerstand. Im Regelbetrieb erfolgt die Spannungsversorgung
durch die Wicklung N 3 über die Diode D 3.
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Die Steuerschaltung St hat einen Regel eingang 2, der zur Erkennung
des Nulldurchgangs der Schaltimpulse dient. An diesen Eingang wird die Spannung
URC gelegt, die durch das Zeitschaltglied RC gebildet wird. Wie bei der Fig. 1 beschrieben
ist, beginnt sich diese Spannung von einem negativen Wert ausgehend an aufzubauen,
wenn die Abmagnetisierung des Transformators Tr abgeschlossen ist.
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Die Regelung der sekundärseitigen Ausgangsspannung UA erfolgt mit
Hilfe des Optokopplers OK, bei dem der Strom durch die Sendediode mittels des Regelverstärkers
V geregelt
wird. Mit dem Potentiometer P 2 kann der Regelpunkt
eingestellt werden. Der Optokoppler OK ist über den Widerstand R 13 an den Regeleingang
3 der Steuerschaltung St gelegt.
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Der Operationsverstärker OP übernimmt im Uberlastfall an Stelle des
Regelverstärkers V die Regelung. Den Einsatzpunkt des Uberlastverstärkers bestimmt
die Spannung am Eingang 2 des Operationsverstärkers OP. Sie wird mittels Spannungsteiler
(R 14, P 1) aus der temperaturkompensierten Referenzspannung der Steuerschaltung
St abgeleitet. Diese steht am Anschluß 4 von St zur Verfügung. Der Widerstand R
3 kompensiert den durch unterschiedliche Netzspannungen hervorgerufenen Fehler.
Der andere Eingang des Operationsverstärkers OP liegt am Emitter des Schalttransistors
T, wobei der Emitterwiderstand R 4 als Stromfühler eingesetzt ist. Da während der
Flußphase der Ausgangsstrom im Transformator Tr im Verhältnis 1:Ü übersetzt wird,
wird am Emitterwiderstand R 4 exakt der Ausgangsstrom erfaßt. Durch die angegebene
Schaltung wird eine Zerstörung des Schalttransistors durch zu hohe Ströme verhindert.
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Der Ausgang des Operationsverstärkers OP ist über den Widerstand R
5 auf den Regel eingang 3 der Steuerschaltung St gelegt.
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Während der Impulszeit steuert der Anschluß 8 der Steuerschaltung
St über den Widerstand R 2 und den Kondensator C 4 den Koppelkondensator C 3 an.
Dieser Kondensator C 3 dient zur Potentialtrennung zwischen dem Transistor T und
der Steuerschaltung St. Mit der Änderung des Widerstandes R 2 bzw. des Kondensators
C 4 kann der Basisansteuerstrom des Schalttransistors T geändert werden.
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Das RC-Glied R 6/C 6 am Anschluß 4 der Steuerschaltung St bestimmt
die maximale Spannung/Zeit-Fläche während der Einschaltzeit am Transformator. Damit
wird eine Sättigung des Transformatorkerns verhindert.
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In der Fig. 4 ist der typische Spannungsverlauf an den vier Wicklungen
N 1 bis N 4 des Transformators Tr dargestellt.
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Den Ausführungsbeispielen ist zu entnehmen, daß das erfindungsgemäße
-Flußwandler-Schaltnetzteil als quasi freischwingende Schaltung ausgeführt ist und
die Vorteile des nicht synchronisierten Sperrwandlers beinhaltet. Auf den sonst
bei Flußwandlern benötigten Festoszillator kann verzichtet werden, wobei die Begrenzung
des Regelvorganges durch das Tastverhältnis bestimmt wird. Hierdurch erzielt man
einen Freiheitsgrad mehr bei der Regelung. Die Sättigung des Transformatorkerns
und damit die Zerstörung des Schalttransistors wird in sicherer Weise verhindert.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Steuerschaltung ST intern versorgt wird
und somit auf eine externe Spannungsversorgung aus einem zusätzlichen Transformator
oder einem verlustbehafteten Vorwiderstand verzichtet werden kann.
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Dabei ist die Spannung an der Wicklung N 3 des Transformators Tr proportional
zur Netzspannung, wodurch eine Unterspannung über die Versorgungsspannung erkannt
wird, so daß die Steuerschaltung St abschaltet (Unterspannungsschutzschaltung).
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Das erfindungsgemäße Flußwandler-Schaltnetzteil weist damit im Vergleich
zur den bekannten Flußwandler-Schaltnetzteilen einen sehr geringen Aufwand an Bauteilen
auf und bietet somit den Vorteil einer erheblichen Kostenreduzierung. Es ist kurzschluß-,
überlast- und leerlaufsicher und hat bei Leerlauf nur eine Leistungsaufnahme von
3 W.
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Im folgenden ist eine bevorzugte Dimensionierung der Bauelemente des
in der Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispieles angeführt: R 220 kOhm R 1 2,7
kOhm R 2 2,2 Ohm R 3 3,9 MOhm R4 1 Ohm R 5 1 kOhm R6 150 Ohm R 7 100 kOhm R 8 10
kOhm R 9 1,5 kOhm R 10 270 kOhm R 11 27 Ohm R 12 36 Ohm R 13 1 kOhm R 14 10 kOhm
R 15 470 Ohm R 16 680 Ohm R 17 2,7 k0hm R 18 470 kOhm R 19 100 Ohm P 1 10 kOhm P
2 220 Ohm C 1 nF C 1 0,33 pF C 2 3,3 nF C 3 100 pF /16 V C 4 2,2
C
5 2,2 C6 4,7 nF C 7 100 µF / 25 V C 8 10 CL 150 µF / 385 V CA1 10000 µF / 10 V CA2
22 D 1 BA 159 D 2, D 3 1 N 4148 D 4 1 N 4007 DA BYS 28 T BU 508 A OK CNY 17 F1 V
TL 431 OP TAB 1453 St TDA 4601 D Tr AZV 2225 L Drossel 150 µH Dr 1 Entstördrossel
2 x 27 mH Dr 2 Rohrkern 1 Wdg Dr 3 HF-Drossel 1,5 pH G C 2540 -B 250 - C 1000 NTC
K 231 PTC J 29 Si 1,25 A
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