DE3401516C2

DE3401516C2 - Aktives Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren und einem Operationsverstärker

Info

Publication number: DE3401516C2
Application number: DE19843401516
Authority: DE
Inventors: Karl Dr.-Ing. 7155 Oppenweiler Haug; Gabor C. Prof. Los Angeles Calif. Temes
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1984-01-18
Filing date: 1984-01-18
Publication date: 1986-10-16
Also published as: DE3401516A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein aktives Netzwerk mit alternierend geschalteten Kondensatoren und einem Operationsverstärker, bei dem die Offsetspannung kompensiert ist. Die Aufgabe, dabei eine Ausgangsspannung zu liefern, die in beiden Taktintervallen näherungsweise gleich ist, um einen Operationsverstärker mit geringer Slewrate zu benötigen, wird dadurch gelöst, daß während des zweiten Taktintervalls ein Kondensator zusätzlich parallel zum Rückkopplungszweig geschaltet ist und daß während des ersten Taktintervalls dieser zusätzliche Kondensator so vorgeladen wird, daß sich im zweiten Taktintervall die vorherige Ausgangsspannung einstellt.

Description

Die Erfindung betrifft ein aktives Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren und einem Operationsverstärker, bei dem die Offsetspannung kompensiert ist, wobei in den Eingangszweig vom Eingang des Netzwerks zürn negativen Eingang des Operationsverstärkers und in den Rückkopplungszweig vom Ausgang des Netzwerks zum negativen Eingang des Operationsverstärkers Schalter und Kondensatoren eingebaut sind und die Schalter mit alternierendem Takt angesteuert werden, bei dem in einem ersten Taktintervall ein Integrationskondensator über einen Schalter im Rückkopplungszweig liegt und die Ladungsänderung eines im Eingangszweig liegenden Kondensators eine gleich große Ladungsänderung auf dem Integrationskondensator bewirkt und bei dem während des zweiten Taktintervalls ein weiterer Kondensator parallel zum Rückkopplungszweig zugeschaltet ist(vgL/4/).

Als Grundbaustein eines Switched-Capacitor (SC)-Filters, eines SC-Spannungsverstärkers oder eines DA-Wandlers wird häufig eine Integrator- bzw. Summierschaltung verwendet die aus einem Operationsverstärker, einem Integrationskondensator C₂, einem oder mehreren Kondensatoren Cn, sowie einer Anzahl von MOS-Schaltern besteht F i g. 2 zeigt die Schaltung eines invertierenden Integrators. V_on ist die bei einem realen Operationsverstärker auftretende, in den Eingang transformierte Offsetspannung. Das Verhalten der Schaltung in Fig.2 wird bestimmt von den Taktsignalen Φ\ und Φι (Fig. la und Ib) und den Kapazitätswerten der Kondensatoren. Die sich nicht überlappenden Taktsignale Φ\ und Φι haben die Periodendauer T. Φι entsteht aus Φ\ durch Verschieben um T/2. Mit der steigenden Flanke von Φι werden die Schalter 51 und 52 geschlossen. Als Folge hiervon wird der Kondensator Ci, der vorher entladen war, auf die Spannung V_em{n)— V₀//aufgeladen.

Die Hochzahl bei V„„ zeigt an, welches Taktsignal gerade hoch ist Das Argument η gibt das Zeitintervall te((n-\) T,nT)an.

Die Ladung C\\Van(n)— V₀//], die auf Ci gespeichert, wird liefert ein Strom, der über den Kondensator Ci fließt Da die Differenzladungen auf den Kondensatoren Ci und Ci gleich sein müssen, erhält man

so Q[V_ein\n)- V_olf] + C₂(C V_aas\n)- V_ofr]-[V_aus ²(n-\)- V_off]}=0 (1)

Hieraus ergibt sich mit

V_aJ(n-1)= V„J(n-\): V,_us\n)= V₁J(H-I) - -§-[V^,¹ (n)- V_off] (2)

Die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung haben die Form einer Treppenkurve (F i g. Ic). Bei einem idealen Operationsverstärker mit V₀//= 0 ist die Ausgangsspannung V_aus zum Zeitpunkt η gleich der Ausgangsspannung Vjuj zum Zeitpunkt n—\ plus der mit dem Faktor — CiICi bewerteten Eingangsspannung V_em zum Zeitpunkt n. Eine solche Schaltung stellt einen zeitdiskreten, invertierenden Integrator dar. Die beim realen Operationsverstärker vorhandene Offsetsp?nnung Vc& wird bei der -Scheltung in F i g. 2 mitintegriert! De die Schaltung in F i g. 2 nur eine Teilschaltung eines komplexeren Systems ist, erzeugt die beim Operationsverstärker auftretende Offsetspannung V₀//am Ausgang des Gesamtsystems eine Offsetspannung. Eine weitere Quelle für die am Ausgang des Gesamtsystems auftretende Offsetspannung sind die parasitären Ladungen, die von den Taktspannungen Φ\ und Φι über die Streukapazitäten der Schalter (Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazität) in das Netzwerk eingekoppelt werden.

Bei der von Gregorian 121 vorgeschlagenen Schaltung (F i g. 3) wird die Auswirkung der Offsetspannung des Operationsverstärkers eliminiert. Bei dieser Schaltung fließt im Zeitintervall 1, in dem das Taktsignal Φι hoch ist

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λ- \te(0, T/2)), Die Differenzladung Ci Vä}(n)tan den Kondensator Q, und man erhält anstatt Gleichung (2):

V_aJ(n)~ V<J{n-1) - -g- Vefc'taJ (3)

: Ein Vergleich mit Gleichung (2) zeigt, daß V_onnicht mitintegriert wird. Ein Nachteil der Schaltung in F i g. 3 ist,

daß im Zeitintervall 2 (te(772, T))£$v Operationsverstärker auf 1 gegengekoppelt ist und damit V_aus in diesem Intervall auf die Offsetspannung des Operationsverstärkers zurückgeht, die typischerweise bei 10 mV liegt (F i g. Id). Im anschließenden Zeitintervall 1 muß die Ausgangsspannung wieder auf die normale Signalspannung einschwingen, die einige Volt betragen kann. Deshalb wird für die Schaltung in F i g. 3 ein Operationsverstärker mit kurzer Anstiegszeit benötigt

; Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Netzwerk der eingangs genannten Art anzugeben, das die

/ Offsetspannung kompensiert und gleichzeitig eine Ausgangsspannung liefert, die in beiden Taktintervallen

näherungsweise gleich ist, so daß die Anstiegszeit des Operationsverstärkers länger sein kann, als es bisher nötig war.

·■,■■;; Die Aufgabe wird gelöst wie im Kennzeichen des Anspruchs 1 beschrieben. Die Unteransprüche geben

; vorteilhafte Weiterbildungen an.

Ausführungsformen der Erfindung sind in den Fig.4 bis 10 und 12 dargestellt Zusätzlich zu den Schaltelementen eines nicht Offset-kompensierten Integrators (Fig.2) werden bei der erfindungsgemäßen Lösung der

ι Aufgabe zwei Kondensatoren d und d, wobei C» bei einer Schaltungsvariante (F i g. 4) auch entfallen kann,

, sowie maximal fünf weitere MOS-Schalter benötigt Im Zeitintervall 1 arbeiten die Schaltungen in den F i g. 4 bis

8 als Integrator, wobei Ci den Integrationskondensator darstellt Das Übertragungsverhalten der Schaltung wird

;: in diesem Zeitintervall beim invertierenden Integrator durch Gleichung (3) dargestellt (F i g. 4,5 und 6). Beim

, nichtinvertierenden Integrator (F i g. 7 und 8) erhält man als Übertragungsverhalten

jf V_aas\n)= V_aus\n-1) + -g- Vaftn-1) (4)

Die Gleichungen (3) und (4) zeigen, daß die Offsetspannung V_o/r des Operationsverstärkers nicht mitintegriert wird. Zusätzlich zur Integratorfunktion wird bei der erfindungsgemäßen Lösung der Aufgabe im Zeitintervall 1 der Kondensator C₃ auf die Differenzspannung zwischen Ausgang und Eingang aufgeladen (F i g. 4,5 und 8) bzw. Cj wird auf die Ausgangsspannung (F i g. 6 und 7) aufgeladen.

Gleichzeitig wird Ct auf die Eingangsspannung aufgeladen (F i g. 5,7 und 8) oder C» wird entladen (F i g. 6). Im anschließenden Zeitintervall 2 wirkt C3 als Integrationskondensator, der näherungsweise auf die Ausgangsspannung aufgeladen wird, die im vorangehenden Zeitintervall vorhanden war. Als Ausgangsspannung V_aus erhält man also in diesem Zeitintervall eine Spannung, die im Gegensatz zur bisher bekannten Lösung (Fig. Id) nur geringfügig von der Ausgangsspannung im Zeitintervall 1 abweicht Die Ladungsbilanz in diesem Zeitintervall ergibt z. B. bei der Schaltung in F i g. 4:

Ci[V_aas\n)-V_ein\n)\+QV_cin\n)=C₃[V_am\n)-V_o„] (5)

* _Ί Wird Ci = Ci gewählt, wie in F i g. 4 angegeben, so erhält man aus Gleichung (5):

V,_m\n)= V_am ^x(n)+ V_om (6)

d. h. die Ausgangsspannung im Zeitintervall 2 ändert sich gegenüber dem Zeitintervall 1 nur um die sehr kleine "■ Spannung V_Off(Fig. Ie).

Bei den Schaltungen in den F i g. 4 bis 8 wird die Offsetspannung des Operationsverstärkers nicht mitintegriert

t Unkompensiert bleiben jedoch die parasitären Ladungen, die durch die Taktspannungen Φ\ und Φι über die so

;, Streukapazitäten der Schalter (Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazität) eingekoppelt werden und ebenfalls zu

' einer Offsetspannung am Ausgang der Schaltung führen. Diese Takteinkopplung kann mit Hilfe einer von

Martin /3/ vorgeschlagenen Methode eliminiert werden. Hierbei wird ein Zusatznetzwerk, bestehend aus Schaltern und Kondensatoren, mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers verbunden, welches durch Takteinkopplung die gleichen parasitären Ladungen erzeugt, wie das mit dem negativen Eingang verbundene Hauptnetzwerk. In der Veröffentlichung /3/ wird die Offsetspannung des Operationsverstärkers nach der Methode von Gregorian 121 kompensiert Die in /3/ vorgeschlagene Methode der Kompensation der Takteinkopplung kann mit der erfindungsgemäßen Kompensation der Offsetspannung des Operationsverstärkers nach Anspruch 1 kombiniert werden. Fig.9 zeigt eine Schaltung, bei der beide parasitäre Effekte kompensiert werden. Dieses Netzwerk entsteht aus der Schaltung in F i g. 4 durch Hinzufügen eines Hetzwerkes nach /3/, welches die Takteinkopplung kompensiert

Die Anwendung der Erfindung ist nicht auf SC-Filter beschränkt Sie ist ebenso bei SC-Spannungsverstärkern und bei DA-Wandlern einsetzbar. F i g. 10 zeigt eine Schaltung, die als Grundbaustein für Spannungsverstärker und DA-Wandler benötigt wird. Diese Schaltung beinhaltet die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe: C3 wird im Zeitintervall lauf die Ausgangsspannung V„_us aufgeladen. Im Zeitintervall 2 wirkt C₃ als Integrationskondensator, der die Ausgangsspannung näherungsweise auf dem Wert V«,,¹ hält.

Bei manchen Anwendungen ist es zweckmäßig, mehr als zwei Taktsingale für die Steuerung der Transistorschalter zu verwenden, so daß die Periodendauer r des zeitdiskreten Systems in mehr als zwei Taktintervalle

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unterteilt wird (Anspruch 3). Da bei SC-Schaltungen die Einschwingzeit in den einzelnen Taktintervallen ψ

prinzipiell kleiner als die Dauer eines Taktintervalls sein muß, muß man bei Schaltungen, die mit höherer B-

Taktfrequenz arbeiten sollen, gegebenenfalls die Einschwingzeit verringern. Beispielsweise kann man bei einer -!ζ-

Kettenschaltung von Filterstufen zweiten Grades bei Verwendung eines 3-Phasen-Taktes (F i g. 11, a, b, c, d) die ^

Schaltung so ändern, daß in den einzelnen Taktintervallen die Gesamtschaltung in nicht zusammenhängende ■'t

Teilschaltungen zerfällt, die jeweils aus nur einem Operationsverstärker und den mit diesem Operationsverstär- S?¹

ker verbundenen Kondensatoren bestehen. Die Einschwingzeiten der Teilschaltungen sind geringer als die der %

Gesamtschaltung. F i g. 12 zeigt ein Bandpaßfilter vom Grad 4, bei dem die oben beschriebene Reduzierung der ϊΐ

Einschwingzeit erreicht wird. |i

ίο |i

Literaturangabe '"

/1/ R. Gregorian »High resolution switched-capacitor D/A convenor«, Microelectronics J, 1981,12, pp. 10-13, |ϊ

111 R. Gregorian, »An offset-free switched-capacitor biquad«, Microelectronics J, 1982,13, pp. 37 - 40. i-

r

/3/ K. Martin, »New clock feedthrough cancellation technique for analogue switched-capacitor circuits«, Elec- i|

tronics Letters, 1982,18, pp. 39-49. f-

/4/ K. K. K. Lam and M. A. Copeland, »Noise-cancelling switched-capacitor (S_c)filtering technique«, Electronics
ί

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

■•'■'ι

Claims

34 Ol 516 Patentansprüche:

1. Aktives Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren und einem Operationsverstärker mit kompensierter Offsetspannung, bei dem in den Eingangszweig vom Eingang des Netzwerks zum negativen Eingang des

5 Operationsverstärkers und in den Rückkopplungszweig vom Ausgang des Netzwerks zum negativen Eingang des Operationsverstärkers Schalter und Kondensatoren eingebaut sind und die Schalter mit alternierendem Takt (Φ1.Φ2) angesteuert werden, bei dem in einem ersten Taktintervall ein Integrationskondensator (C₂) über einen Schalter im Rückkopplungszweig liegt und die Ladungsänderung eines im Eingangszweig liegenden Kondensators (Ci) eine gleich große Ladungsänderung auf dem Integrationskondensator bewirkt

ίο und bei dem während des zweiten Taktintervalls (Φ2) ein weiterer Kondensator (C3) parallel zum Rückkopplungszweig zugeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrationskondensator (Q) in dem zweiten Taktintervall (2) abgeschaltet ist oder kurzgeschlossen wird, und daß in dem ersten Taktintervall (1) der Kondensator (C₃), der zusätzlich parallel zum Rückkopplungszweig liegt, so vorgeladen wird, daß sich in dem zweiten Taktintervall (2) zusammen mit der vom Kondensator (C]), der im Eingangszweig liegt, und eventuell von weiteren, mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers verbundenen Kondensatoren, stammenden Ladung sich näherungsweise die vorherige Ausgangsspannung einstellt

2. Aktives Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in beiden Taktintervallen (1,2) ein Kompensationsnetzwerk mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist, das so gestaltet ist, daß die Takteinkopplung über die Streukapazitäten am Operationsverstärker kompensiert sind.

3. Aktives Netzwerk nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere alternierende Talttsi gnale verwendet werden und die in Anspruch 1 erwähnten Taktintervalle (1) und/oder (2) in mehrere Taktintervalle aufgespalten sind.