DE3346745A1 - Geraet zum wiedergeben eines aufgezeichneten digitalen unipolaren signals - Google Patents
Geraet zum wiedergeben eines aufgezeichneten digitalen unipolaren signalsInfo
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Description
10565
VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama, Japan
Gerät zum Wiedergeben eines aufgezeichneten digitalen unipolaren Signals
Die Erfindung bezieht sich auf ein Gerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Ein bekanntes Verfahren zum Übertragen eines digitalen Signals ist das Teileinschwingverfahren
(partial response system). Bei diesem Teileinschwingverfahren wird die Übertragungskennlinie
des Übertragungskanals berücksichtigt. Dabei wird die Amplitude eines codierten Signals festgestellt
(gemessen), dessen codierte Darstellung (digitale Darstellung) von der codierten Darstellung des
übertragenen codierten Signals abweicht und das in weitgehend fehlerfreiem Zustand empfangen wird.
Die codierte Darstellung des empfangenen codierten Signals wird wieder in die ursprüngliche codierte
Darstellung des empfangenen codierten Signals umgesetzt.
Bei einer magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe erfolgt jedoch eine starke Amplitudenverzerrung
im Hochfrequenzbereich. Da ferner der Magnetkopf der Wiedergabeeinrichtung differenzierend wirkt,
erfolgt eine starke Dämpfung im Niederfrequenzbereich, der nahe bei der Frequenz null (Gleichstrom)
liegt. Bei einem herkömmlichen magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät wird daher das
Teileinschwingverfahren zum Aufzeichnen und Wiedergeben
digitaler Signale angewandt. Dabei wird ein digitales Signal in einer codierten Darstellung
aufgezeichnet, die der magnetischen Aufzeich-
nungs- und Wiedergabekennlinie angepaßt ist. Ferner erfolgt die Wiedergabe der digitalen Signale
anhand eines Vergleichs der Amplitude des wiedergegebenen Signals, und zwar unabhängig von Schwankungen
der Amplitude des wiedergegebenen Signals, die hauptsächlich durch eine ungleichmäßige magnetische
Beschichtung, Oberflächenunregelmäßigkeiten auf der magnetischen Schicht und Magnetband-Gleichlauf
Schwankungen verursacht werden, und ferner unabhängig von einer starken Abnahme der Amplitude
des wiedergegebenen Signals, d.h. einem Signalausfall, der hauptsächlich durch Staubteilchen
und dergleichen, die auf der magnetischen Oberfläche haften, verursacht wird.
Bei diesem herkömmlichen magnetischen Aufzeichnungs-
und Wiedergabegerät wird beispielsweise ein analoges Audiosignal, das aufgezeichnet werden
soll, einer Pulscodemodulation (PCM) unterzogen und in ein unipolares digitales Signal moduliert.
Das unipolare digitale Signal wird über einen Umsetzer einem 1-Bit-Verzögerungselement (oder einem
2-Bit-Verzögerungselement) zugeführt, in dem es um eine Bitübertragungsperiode verzögert wird.
Das verzögerte unipolare digitale Signal wird zum Umsetzer zurückgeführt und dort einer Modulo-2-Addition
(Exklusiv-ODER-Verknüpfung) mit dem anschließend zugeführten Eingangsbit unterzogen und
in ein unipolares digitales Signal umgesetzt, das aufgezeichnet werden soll. Dieses unipolare digitale
Ausgangssignal des Umsetzers wird in einem Aufzeichnungsverstärker verstärkt und dann durch
einen magnetischen Aufzeichnungskopf aufgezeichnet .
In der Wiedergabeeinrichtung wird das aufgezeichnete unipolare digitale Signal durch einen magnetischen
Wiedergabekopf vom Magnetband wiedergegeben. Das vom Wiedergabekopf wiedergegebene Signal
hat eine Impulsform, deren Polarität positiv ist, wenn der Aufzeichnungsstrom von negativer zu positiver
Polarität übergeht, und eine negative Polarität, wenn der Aufzeichnungsstrom von positiver
zu negativer Polarität übergeht, und zwar aufgrund des differenzierenden Ubertragungsverhaltens der
Wiedergabeeinrichtung, das hauptsächlich durch
die Wicklung des magnetischen Wiedergabekopfes
bestimmt wird. Das durch den Wiedergabekopf wiedergegebene Signal wird in einem Wiedergabever-
zu negativer Polarität übergeht, und zwar aufgrund des differenzierenden Ubertragungsverhaltens der
Wiedergabeeinrichtung, das hauptsächlich durch
die Wicklung des magnetischen Wiedergabekopfes
bestimmt wird. Das durch den Wiedergabekopf wiedergegebene Signal wird in einem Wiedergabever-
stärker verstärkt und dann einem Entzerrer zugeführt. Der Entzerrer gleicht hochfrequente Komponenten
aus, die während der magnetischen Aufzeichnung und Wiedergabe gedämpft werden. Der Entzerrer
setzt ferner die codierte Darstellung des wiedergegebenen Signals in eine bipolare Darstellung
nach dem Teileinschwingungsverfahren um und führt
das bipolare Signal einer (selbsttätigen) Schwellenwertregelschaltung zu. Die Schwellenwertregelschaltung
setzt das bipolare Ausgangssignal des
Entzerrers in ein unipolares Signal um, indem sie die Amplituden "+1" und "-1" des bipolaren Signals
in die Amplitude "+1" umsetzt und die Amplitude
"0" des bipolaren Signals als Amplitude "0" beibehält. Selbst wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals bei der Durchführung des Vergleichs
"0" des bipolaren Signals als Amplitude "0" beibehält. Selbst wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals bei der Durchführung des Vergleichs
schwankt, erzeugt die Schwellenwertregelschaltung ein Bezugssignal (eine Steuerspannung), das eine
geeignete Zeitkonstante aufweist und den Amplitudenschwankungen folgt, so daß der Amplitudenver-
geeignete Zeitkonstante aufweist und den Amplitudenschwankungen folgt, so daß der Amplitudenver-
gleich mit optimal eingestellten Schwellenwerten
erfolgt. Die Schwellenwertregelschaltung erzeugt daher ein digitales Signal, das in das bei der
Aufzeichnung gebildete ursprüngliche unipolare Signal zurückgeformt ist.
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Bei der Wiedergabe des auf dem Magnetband aufgezeichneten Signals durch den Magnetkopf wird mitunter
eine Verzerrung hoher Frequenzkomponenten des wiedergegebenen Signals und eine Dämpfung der
Amplitude des wiedergegebenen Signals aufgrund von Signalausfällen bewirkt. Für derartige Signalausfälle
gibt es hauptsächlich zwei Gründe. Ein kurzzeitiger oder augenblicklicher Signalausfall,
bei dem die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer verhältnismäßig kurzen Zeit abnimmt,
wird durch Fremdteilchen, z.B. Staubteilchen, die auf der Magnetschicht haften, verursacht. Ein permanenter
Signalausfall, bei dem die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer verhältnismäßig
langen Zeit abnimmt, wird durch eine ungleichmäßig aufgebrachte Magnetschicht und Kratzer
in der Magnetschicht bewirkt.
Wegen der erwähnten Signalausfälle, der Amplitudenschwankungen im wiedergegebenen Signal aufgrund
anderer Ursachen, wie BandgleichiaufSchwankungen,
und des durch den Wiedergabeverstärker erzeugten Rauschens treten im wiedergegebenen Signal Amplitudenschwankungen
mit langer Periode auf, so daß auch die Amplitude der Tonspannung schwankt. Ferner
nimmt die Amplitude des wiedergegebenen Signals aufgrund eines Signalausfallε sehr stark ab.
Die Zeit, während der die Amplitude des wiedergegebenen Signals abnimmt, hängt von den Abmessungen
der Staubteilchen und Kratzer auf der Magnet-
schicht oder der Staubteilchen auf der Oberfläche des Magnetkopfes in dessen Luftspalt und der Lauf<~
geschwindigkeit des Magnetbandes ab. Wenn ein Signalausfall durch kleine Staubteilchen verursacht
wird, kann die Amplitude des wiedergegebenen Signals während einer Zeit abnehmen, die der Dauer
eines Bit entspricht.
Bei dem erwähnten herkömmlichen Aufzeichnungs- und
Wiedergabegerät enthält die Schwellenwertregelschaltung zwei Vergleicher. Das bipolare Signal
wird jeweils einem Eingang der beiden Vergleicher zugeführt. Ferner wird ein Bezugssignal, das durch
Zweiweggleichrichtung des bipolaren Signals und anschließende Glättung durch eine Glättungsschaltung
mit einer durch einen Kondensator und einen ohmschen Widerstand bestimmten Zeitkonstanten gebildet
wird, den beiden anderen Eingängen der beiden Vergleicher zugeführt. Daher kann diese
Schwellenwertregelschaltung einem Signalausfall folgen, bei dem die Amplitude des wiedergegebenen
Signals während einer Zeit abnimmt, die im Vergleich zur maximalen Folgefrequenz (2-Bit-Übertragungsperiode)
des wiedergegebenen Signals hinreichend lang ist. Dagegen kann die bekannte Schwellenwertregelschaltung
nicht einem augenblicklichen Signalausfall folgen, der innerhalb einer 1-Bit-Übertragungsperiode
auftritt.
Außerdem erfolgt die Entzerrung der Kurvenform im Entzerrer unabhängig von der Amplitude des wiedergegebenen
Signals. Bei einem Amplitudenausfall und auch bei einer Wiedergabe mit gleichbleibender
Amplitude kann daher der Vergleich der Amplituden des Eingangsbezugssignals und des bipolaren
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Eingangssignals nicht in der normalen Weise in den beiden erwähnten Vergleichern durchgeführt
werden. Der Hauptgrund hierfür ist die Unbeständigkeit oder Unvereinbarkeit der magnetischen Aufzeichnungs-
und Wiedergabe-Frequenzgänge aufgrund des für das Magnetband verwendeten magnetischen
Materials oder die Unbeständigkeit oder Unvereinbarkeit des Wiedergabefrequenzgangs des Magnetkopfes
in einem Mehrspurmagnetband-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät, bei dem eine gleichzeitige
Aufzeichnung und Wiedergabe in mehreren Spuren des Magnetbandes erfolgt. Dies ist einer der Gründe,
warum ein Codierungsfehler bei dem Amplitudenvergleich in der Schwellenwertregelschaltung auftritt.
Sodann wird bei der erwähnten Schwellenwertregelschaltung das Bezugssignal durch einen Bezugssignalgenerator
in der Schwellenwertregelschaltung erzeugt. Dieser Bezugssignalgenerator besteht aus
zwei Schaltern, denen gegensinnige Ausgangssignale eines Differenzverstärkers der Schwellenwertregelschaltung
zugeführt werden und deren Schaltzustand durch ein Taktsignal gesteuert wird, aus zwei Dioden,
die die Ausgangssignale der Schalter gleichrichten, und aus einer Glättungsschaltung, die
einen Kondensator und einen ohmschen Widerstand zum Glätten des gleichgerichteten Ausgangssignals
der Dioden aufweist. Bekanntlich haben Dioden jedoch eine nichtlineare Spannungs-Strom-Kennlinie
im Durchlaßbereich, wobei nur im Bereich unterhalb von 0,6 Volt eine weitgehende Linearität besteht.
Wenn daher die Amplitude des wiedergegebenen Signals so eingestellt wird, daß das Bezugssignal
in dem weitgehend linearen Bereich der Diodenkenn-
linie gebildet wird, ist es schwierig, den Amplitudenvergleich durch Amplitudenvergleicher mit
ausreichend hohem Signal/Rausch-Verhältnis (Störabstand) durchzuführen. Wenn dagegen die Amplitude
des wiedergegebenen Signals so eingestellt wird, daß das Bezugssignal im nichtlinearen Bereich der
Kennlinien der Dioden gebildet wird, wird die Amplitude des Bezugssignals um den Durchlaßspannungsabfall
der Dioden verringert. Dies bedeutet, daß die Amplitude des Bezugssignals gegenüber der
des bipolaren Eingangssignals verfälscht wird, so daß es nicht möglich ist, einen genauen Amplitudenvergleich
durchzuführen.
Außerdem hängt die Fehlerrate bei einem magnetischen Mehrspur-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät,
bei dem die Aufzeichnung und Wiedergabe gleichzeitig in mehreren Spuren erfolgt, die parallel
zueinander beispielsweise in Längsrichtung des Magnetbandes verlaufen, bei der Wiedergabe
von den Unterschieden in der Aufzeichnungs- und Wiedergabekennlinie der Spuren und der Kennlinie
des Aufzeichnungskopfes in dem Gerät, in dem die Aufzeichnung tatsächlich erfolgte, und der Kennlinie
des Wiedergabekopfes in einem anderen Gerät, in dem die Wiedergabe erfolgt, ab. Daher müssen
die Amplituden der wiedergegebenen Signale mit äußerster Sorgfalt eingestellt werden. Diese Einstellung
der Amplituden des wiedergegebenen Signals kann beispielsweise durch Einstellung der
Verstärkung eines in der Eingangsstufe des Entzerrers enthaltenen Verstärkers bewirkt werden.
Ferner ist in dem erwähnten magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät ein Glättungskondensator
mit hoher Kapazität in dem Bezugssignalgenerator erforderlich. Darüber hinaus müssen die beiden
Schalter in dem Bezugssignalgenerator Hochpräzisionsschalter sein. Es ist jedoch schwierig, derartige
Hochpräzisionsschalter in Form einer integrierten Schaltung (IC) herzustellen. Es besteht
daher die Schwierigkeit, den Bezugssignalgenerator in Form einer integrierten Schaltung herzustellen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Gerät der gattungsgemäßen Art anzugeben, das eine
Wiedergabe mit höherer Genauigkeit und geringerem Aufwand ermöglicht.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.
Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben .
Bei dem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät wird der Spitzenwert des Ausgangssignals eines Entzerrers
abgetastet und festgehalten, um ein Bezugssignal durch Spannungsteilung des abgetasteten
und festgehaltenen Signals zu erzeugen, und die Amplitude des Bezugssignals mit der Amplitude eines
Signals verglichen, das dem gleichen Bit entspricht und durch Verzögerung des Ausgangssignals
des Entzerrers gebildet wird, um ein unipolares digitales Signal zu erzeugen. Durch das erfindungsgemäße
Wiedergabegerät läßt sich das aufgezeichnete digitale Signal in stabiler Weise auch
dann von einem Aufzeichnungsträger wiedergeben,
wenn ein Signalausfall auftritt, sei es aufgrund einer ungleichmäßig auf dem Aufzeichnungsträger
aufgebrachten Magnetschicht oder aufgrund kleiner Staubteilchen, die am Aufzeichnungsträger haften,
weil es möglich ist, selbst eine augenblickliche Abnahme der Amplitude des wiedergegebenen bipolaren
Signals wiederzugeben, wenn diese augenblickliche Abnahme durch den Signalausfall verursacht
wird. Wenn es sich daher bei dem Aufzeichnungsträger
um ein Magnetband handelt, ist die Magnetbandaustauschbarkeit unter Wiedergabegeräten sichergestellt.
Auch wenn die·Erfindung bei einem Mehrspur-Auf ze ichnungs- und -Wiedergabegerät angewandt
wird, das einen feststehenden Magnetkopf mit mehreren Luftspalten aufweist und die Aufzeichnung
und Wiedergabe der digitalen Signale gleichzeitig in mehreren Spuren durchführt, die in Abtastrichtung
des magnetischen Aufzeichnungsträgers verlaufen, um die Übertragungsbitfrequenz zu verringern,
ist es möglich, Unvereinbarkeiten in den Signalen auszugleichen, die aus mehreren Spuren abgespielt
werden, so daß die Austauschbarkeit der Spuren sichergestellt ist. Das heißt, es ist möglich,
eine Kompatibilität unter mehreren verschiedenen Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten sicherzustellen,
so daß ein Magnetband, das mit dem einen Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät bespielt worden
ist, fehlerfrei durch ein anderes Aufzeichnungsund Wiedergabegerät abgespielt werden kann.
Ferner kann das erfindungsgemäße Wiedergabegerät eine Taktkomponente extrahieren, nachdem ein Spitzenwert
oder Mittelwert des bipolaren Ausgangssignals des Entzerrers konstant geregelt worden ist.
Im Gegensatz zu dem bekannten Wiedergabegerät ist
es daher nicht erforderlich, die Amplitude des wiedergegebenen Signals einzustellen bzw. abzugleichen,
und dennoch kann ein stabiler Amplitudenvergleich durchgeführt werden. Da ferner eine
die Taktkomponente extrahierende Schaltung auch ein Zittern des wiedergegebenen Signals ausgleicht,
ist es auch möglich, ein wiedergegebenes digitales Signal zu erzeugen, in dem das Zittern
beseitigt ist.
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Bei dem erfindungsgemäßen Gerät können ferner
Schwellenwerte so eingestellt werden, daß sie einen Amplitudenbereich begrenzen, in dem das wiedergegebene
unipolare digitale Signal am Ausgang einer Amplitudenvergleichsschaltung wechselstrommäßig
als null betrachtet werden kann, wobei die digitalen Daten in diesem Amplitudenbereich als
logisch "0" diskriminiert werden. Selbst wenn ein Verkettungsphänomen aufgrund von Überschwingungen
und dergleichen in dem Amplitudenbereich auftritt, in dem das bipolare Signal wechselstrommäßig als
null angesehen wird, und zwar aufgrund einer unzureichenden Kurvenformentzerrung im Entzerrer, kann
.*·*, das digitale Signal stabil und genau, unabhängig
von einem derartigen Verkettungsphänomen, wiedergegeben werden.
Praktisch alle Schaltungsanordnungen in dem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät bestehen aus digitalen
Schaltkreisen, so daß die gesamte Schaltung
als monolithische integrierte Schaltung (IC) hergestellt werden kann. Die Herstellung der gesamten
Schaltung in Form einer monolithischen integrierten Schaltung hat den Vorteil, daß die Abmessungen
des Gerätes und seine Kosten verringert und die
Zuverlässigkeit des Gerätes erheblich verbessert werden kann.
Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachstehend anhand der Zeichnung bevorzugter Ausführungsbeispiele
näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer beispielhaften Aufzeichnungseinrichtung, durch die ein digitales
Signal auf einem Magnetband aufgezeichnet wird, das in einem erfindungsgemäßen Wiedergabegerät
abgespielt werden soll,
Fig. 2(A) bis 2(D) den zeitlichen Verlauf von Signalen
zur Erläuterung der Wirkungsweise des Blockschaltbildes nach Fig. 1 und des Ausgangssignals
eines in der Wiedergabeeinrichtung enthaltenen Entzerrers,
Fig. 3 ein Blockschaltbild, das den grundsätzlichen Aufbau eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts
darstellt,
Fig. 4 ein Beispiel des Verlaufs eines wiedergegebenen Signals für den Fall, daß ein Signalausfall
auftritt,
Fig. 5 den Verlauf eines normal wiedergegebenen Signals und eines wiedergegebenen Signals, das
erzeugt wird, wenn ein Signalausfall auftritt, um die beiden Signalverläufe miteinander zu vergleichen,
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts,
Fig. 7(A) bis 7(H) den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemässen
Wiedergabegeräts,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts,
Fig. 9 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Impuls-Spannungs-Umformers in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 8,
Fig. 10(A) und 10(B) den Verlauf von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach
Fig. 9 und
Fig. 11 ein konkretes Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts.
Nach Fig. 1 wird ein aufzuzeichnendes unipolares digitales Signal, wie es in Fig. 2(A) dargestellt
ist, einem Eingangsanschluß 11 zugeführt. Dieses unipolare digitale Signal wird durch Pulscodemodulation
(PCM) beispielsweise eines analogen Audiosignals gebildet. Die in Fig. 2(A) oberhalb des
Signalverlaufs dargestellten Zahlen stellen den Wert der Bits der ursprünglichen Daten dar. Das
digitale Eingangssignal wird über einen Umsetzer 12 einem 1-Bit-Verzögerungselement (oder einem
2-Bit-Verzögerungselement) 13 zugeführt, in dem es um eine Bitübertragungsperiode verzögert wird.
Das verzögerte digitale Ausgangssignal des 1-Bit-Verzögerungselements
13 wird zum Umsetzer 12 zurückgeführt und darin einer Modulo-2-Addition (Ex-
V It
klusiv-ODER-Verkniipfung) mit dem folgenden 1-Bit-Eingangssignal
unterzogen, so daß der Umsetzer 12 ein unipolares digitales Signal erzeugt, wie es aufgezeichnet werden soll. Dieses unipolare
digitale Ausgangssignal des Umsetzers 12 ist in Fig. 2(B) dargestellt. Das unipolare digitale Ausgangssignal
des Umsetzers 12 wird dem 1-Bit-Verzögerungselement 13 und einem Aufzeichnungsverstärker
14 zugeführt. Der Aufzeichnungsverstärker 14 erzeugt ein Signal, wie es in Fig. 2(C) dargestellt
ist, und führt dieses Signal einem Aufzeichnungsmagnetkopf 15 zu, der es auf einem Magnetband
16 aufzeichnet. Mit anderen Worten, das in Fig. 2(A) dargestellte digitale Signal wird
in ein Signal mit einer codierten Darstellung umgeformt, wie sie in Flg. 2(C) dargestellt ist,
und zwar nach dem Teileinschwingverfahren, und dann auf dem Magnetband 16Γ aufgezeichnet.
Das mit dem digitalen Signal in der oben beschriebenen Weise bespielte Magnetband 16 wird im allgemeinen
in einem Wiedergabegerät abgespielt, wie es in Fig. 3 als Blockschaltbild dargestellt ist.
Das auf dem Magnetband 16 aufgezeichnete Signal wird durch einen Wiedergabekopf 17 wiedergegeben.
Das wiedergegebene Signal hat einen Impulsverlauf,
der bei einem Übergang des Aufzeichnungsstroms von einem negativen zu einem positiven Wert einen
positiven Wert und bei einem Übergang des Aufzeichnungsstroms von einem positiven zu einem negativen
Wert einen negativen Wert annimmt, und zwar aufgrund des differenzierenden Übertragungsverhaltens der Wiedergabeeinrichtung, das auf dem
differenzierenden Übertragungsverhalten des magnetischen Aufzeichnungskopfes 17 beruht. Das durch
den Wiedergabekopf 17 wiedergegebene Signal wird
in einem Wiedergabeverstärker 18 verstärkt und dann einem Entzerrer 19 zugeführt. Der Entzerrer
19 bewirkt eine Kompensation von Hochfrequenzkomponenten, die während der magnetischen Aufzeichnung
und Wiedergabe gedämpft werden. Der Entzerrer
19 erzeugt das in Fig. 3(D) dargestellte bipolare Signal, um die codierte Darstellung des wiedergegebenen
Signals nach dem Teileinschwingverfahren bzw. einem Pseudo-Mehrstufencode in eine bipolare
Darstellung umzusetzen.
Das bipolare Signal nimmt drei verschiedene Werte an, denen "+1", "0" und "-1" zugeordnet werden
kann, wie es in Fig. 2(D) dargestellt ist, und wird einer (selbsttätigen) Schwellenwertregelschaltung
20 zugeführt. Die Schwellenwertregelschaltung 20 setzt das bipolare Ausgangssignal
des Entzerrers 19 in ein unipolares Signal um, indem sie die Werte "+1" und "-1" des bipolaren
Signals in den Wert "+1" des unipolaren Signals umsetzt und den Wert "0" des bipolaren Signals
als Wert "0" des unipolaren Signals beibehält. Selbst wenn die Amplitude des wiedergegebenen Signals
bei der Diskriminierung der Signal amplitude
schwankt, erzeugt die Schwellenwertregelschaltung
20 ein Bezugssignal (eine Steuerspannung), das
eine geeignete Zeitkonstante aufweist und den Amplitudenschwankungen folgt, so daß der Amplitudenvergleich
mit auf optimale Werte eingestellten Schwellenwerten durchgeführt wird. Die Schwellenwertregelschaltung
20 gibt über einen Ausgangsanschluß 21 ein digitales Signal ab, das in das bei der Aufzeichnung gebildete ursprüngliche unipolare
digitale Signal zurückgeformt ist.
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Aufgrund von Amplitudenschwankungen im wiedergegebenen Signal, die durch Signalausfälle und Bandgleichlaufschwankungen
sowie Rauschen des Wiedergabeverstärkers 18 verursacht werden, hat die Hüllkurve des wiedergegebenen Signals den in Fig.4
dargestellten Verlauf. Dabei sind einer stationären Amplitude E des wiedergegebenen Signals Amplitudenschwankungen
überlagert, die über eine lange Periode auftreten, während mit E die Amplitudenschwankung
der Rauschspannung bezeichnet ist. Ferner nimmt die Amplitude des wiedergegebenen
Signals sehr stark bis auf einen Wert E. ab, wenn ein Signalausfall auftritt. Der Signalausfall kann
bewirken, daß die Amplitude des wiedergegebenen Signals in einer Periode abnimmt, die der eines
Bit entspricht, wie es durch die gestrichelte Linie I in Fig. 5 dargestellt ist. Die durchgezogene
Linie II stellt den Verlauf des bipolaren Signals dar, das erzeugt wird, wenn die Amplitude des wiedergegebenen
Signals stationär bzw. beständig ist.
Erfindungsgemäß ist die Schwellenwertregelschaltung 20 so ausgebildet, daß sie der Wirkung eines
augenblicklichen Signalausfalls zu folgen vermag,
der innerhalb einer Bitübertragungsperiode auftritt.
Nachstehend werden AusfUhrungsbeispiele der Erfindung anhand der Fig. 6 bis 11 beschrieben.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts nach Fig. 6 wird das wiedergegebene
bipolare Ausgangssignal des Entzerrers 19, der in Fig. 3 dargestellt ist, einem Eingangsanschluß 22 zugeführt. Ein möglicher Verlauf des
wiedergegebenen bipolaren Signals a ist in Figur 7(A) für den Fall dargestellt, daß die Amplitude
bei der Wiedergabe beständig ist. Wenn dagegen
•'.V
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ein Signalausfall auftritt, hat das wiedergegebene bipolare Signal b den in Fig. 7(B) als durchgezogene
Linie dargestellten Verlauf. Das bipolare Eingangssignal a oder b wird über einen Trennverstärker
23 einer Taktkomponentenextrahierschaltung 24, Schaltern SW- und SWp sowie einer Verzögerungsschaltung
28 zugeführt. Der Trennverstärker 23 hat einen niedrigen Ausgangswiderstand, um Kondensatoren
C. und Cp über die Taktkomponentenextrahierschaltung
24, die Verzögerungsschaltung 28 und die Schalter SW1 und SW? hinreichend aufzuladen.
Bei dem Trennverstärker 23 kann es sich jedoch auch um einen herkömmlichen Verstärker mit
einer vorbestimmten Verstärkung handeln.
Die Taktkomponentenextrahierschaltung 24 besteht aus einer Zweiweg-Gleichrichterschaltung und einem
Resonanzkreis. Als Zweiweg-Gleichrichterschaltung können die verschiedensten Gleichrichterschaltungen
verwendet werden, z.B. ein Brückengleichrichter mit Dioden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel
ist die Zweiweg-Gleichrichterschaltung so ausgebildet, daß sie die Amplitude des bipolaren
Eingangssignals a oder b mit positiven und negativen Schwellenwerten vergleichen und eine unipolare
Impulsfolge erzeugen kann, indem sie eine Periode (Zeitspanne), in der das bipolare Eingangssignal
a oder b größer als der positive Schwellwert, und eine Periode, in der das bipolare Eingangssignal
a oder b kleiner als der negative Schwellwert ist, als logischen Wert "0" betrachtet. Diese unipolare
Impulsfolge wird dem Resonanzkreis zugeführt. Bei dem Resonanzkreis, der in der Taktkomponentenextrahierschaltung
24 enthalten ist, kann es sich um einen LC-Schwingkreis handeln. Bei Verwendung
einer integrierten Schaltung als Resonanzkreis, kann auch ein Gyrator, Bandpaßfilter oder dergleichen
verwendet werden, sofern die erforderliche Gute Q erzielbar ist. Das den Resonanzkreis
anregende 'Signal kann eine unipolare Impulsfolge, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel, oder eine
analoge Spannung sein, die durch Zweiweggleichrichtung gebildet wird.
Die Taktkomponente einer Bitübertragungsperiode, die aus dem bipolaren Eingangssignal a oder b in
der Taktkomponentenextrahierschaltung 24 abgeleitet wird, wird einem Taktgenerator 25 zugeführt,
in dem die Taktkomponente in ein Taktsignal mit einer vorbestimmten Folgeperiode (I-Bit-Übertragungsperiode)
umgesetzt wird. Der Taktgenerator besteht aus einer Vergleichsschaltung, die einen
Ausgangsanschluß Q für eine positive Phasenlage und einen Ausgangsanschluß Q für eine gegensinnige
Phasenlage aufweist, und aus einem Kondensator C3.
Der Kondensator C„ bewirkt eine Integration und
Einstellung der Phasenlage, so daß die positiven und negativen Spitzenwerte (+1 und -1) im bipolaren
Ausgangssignal des Trennverstärkers 23 mit einer Vorderflanke (Q) und einer Rückflanke (Q)
im Ausgangstaktsignal des Taktgenerators 25 zusammenfallen. Das an einem Ausgangsanschluß Q des
Taktgenerators 25 auftretende Taktsignal wird einem Takteingang CK eines durch zwei dividierenden
Frequenzteilers 26 zugeführt. Dagegen wird das am Ausgangsanschluß Q des Taktgenerators 25 auftretende
Taktsignal c, das in Fig. 7(C) dargestellt ist, einem Takteingang CK eines D-Flipflop
31 (Verzögerungs-Flipflop) und dem Takteingang CK eines D-Flipflop 32 zugeführt.
Da die maximale Folgefrequenz des bipolaren Eingangssignals
a oder b zwei BitUbertragungsperioden entspricht, dividiert der Frequenzteiler 26 die
Frequenz des Ausgangssignals der Taktkomponentenextrahierschaltung
24, deren Resonanzfrequenz auf eine BitUbertragungsperiode eingestellt ist, durch
zwei. Am Ausgangsanschluß Q des Frequenzteilers 26 tritt daher ein Steuersignal d gemäß Fig. 7(D)
auf, das eine 2-Bit-Übertragungsperiode aufweist.
Dagegen wird ein Steuersignal d mit der zum Steuersignal d gegensinnigen Phasenlage am Ausgangsanschluß
Q des Frequenzteilers 26 erzeugt. Das Steuersignal 5 steuert das Schalten des Abtast- und
Halteschalters SVL und eines Multiplexschalters SW4. Das Steuersignal d steuert das Schalten des
Abtast- und Halteschalters SW? und eines Multiplexschalters
SW3. Der eine Kontakt des Schalters SW. und der eine Kontakt des Schalters SW _ sind
mit dem Ausgangsanschluß des Trennverstärkers 23 verbunden. Ferner ist der andere Kontakt des
Schalters SW1 mit dem einen Kontakt des Schalters
SW3 und der andere Kontakt des Schalters SW _ mit
dem einen Kontakt des Schalters SW. verbunden. Der andere Kontakt des Schalters SW0 und der andere
Kontakt des Schalters SW4 sind mit einem Eingangsanschluß
des Trennverstärkers 27 verbunden, der einen hohen Eingangswiderstand aufweist. Ein
Verbindungspunkt zwischen den Schaltern SW. und SW3 ist über einen bidirektionalen Kondensator C. ,
der sich sowohl auf positive als auch auf negative Spannungen auflädt und entlädt, mit Masse verbunden.
Außerdem ist ein Verbindungspunkt zwischen den Schaltern SW2 und SW4 über einen bidirektionalen
Kondensator C_ mit Masse verbunden.
Die Schalter SVL bis SW. sind elektronische Schalter und so ausgebildet und steuerbar, daß sie abwechselnd betätigt werden und sowohl positive als
auch negative Spannungen durchlassen. Es ist daher möglich, die Kondensatoren C, und C„ sowohl auf
positive als auch auf negative Spannungen aufzuladen und zu entladen. Diese Ausbildung ist gewählt,
weil das bipolare Eingangssignal nicht immer abwechselnd die Werte "+1" und "-1" oder die
Werte "+1", "0" und "-1" annehmen kann. Das heißt,
die Ausbildung ist so gewählt, daß die Erfindung auch dann anwendbar ist, wenn das Signal in eine
codierte Darstellung umgesetzt worden ist, in der das bipolare Signal ständig den Wert "+1" und "+1"
oder den Wert "-1" und "-1" nacheinander aufweist.
Ein anderer Grund für diese Ausbildung besteht darin, daß die Signalspannung, die durch die
Schalter SW. bis SW abgetastet und in den Kondensatoren C1 und Cp festgehalten (gespeichert) wird,
einen leicht positiven oder negativen Wert annimmt, und zwar selbst in einem Bereich, in dem
das Signal wechselstrommäßig praktisch null sein sollte, wenn der Verlauf des wiedergegebenen Signals
aufgrund einer Nebensymbolstörung eine Überschwingung aufweist.
Der Zweck der Entzerrung des Verlaufs des digitalen Signals besteht nicht in einer korrekten Wiedergabe
der Kurvenform des gesendeten Signals oder der Kurvenform des aufgezeichneten Signals. Vielmehr
besteht der Zweck der Kurvenformentzerrung in der Bildung eines optimalen Verlaufs des empfangenen
Signals, so daß die ausgesendeten codierten Signale richtig diskriminiert werden können.
Das Teileinschwingverfahren bzw. der Pseudo-
. - 25 -
Mehrstufencode wird in an sich bekannter Weise zur zwangsläufigen Ausnutzung der Nebensymbolstörung
angewandt, und die Polarität der kleinen Spannung in dem Bereich, in dem die abgetastete
und festgehaltene Signalspannung wechselstrommäßig
praktisch gleich null sein sollte, liegt in den meisten Fällen nicht fest.
Nachstehend wird der Abtast- und Haltebetrieb der Schalter SW1 bis SW. und der Kondensatoren C. und
Cp beschrieben. Es sei angenommen, daß die Schalter SW- bis SW4 geschlossen (eingeschaltet) sind,
wenn die Steursignale d und d den logischen Wert "0" aufweisen, und daß die Schalter SW1 bis SW4
geöffnet (ausgeschaltet) sind, wenn die Steuersignale d und d den logischen Wert "1" aufweisen.
Mit dieser Annahme ist während einer Bitübertragungsperiode, in der das Steuersignal d den logischen
Wert "0" und das Steuersignal d den logisehen Wert "1" aufweist, der Schalter SW. eingeschaltet
und der Schalter SWp ausgeschaltet. Der
Kondensator C1 lädt sich daher auf das bipolare
Ausgangssignal a oder b des Trennverstärkers 23 auf. Da ferner der Schalter SW3 ausgeschaltet und
der Schalter SW4 eingeschaltet ist, wird der Spitzenwert
des bipolaren Signals a oder b aus der unmittelbar vorausgehenden Bitübertragungsperiode,
auf den der Kondensator Cp aufgeladen war, unter Entladung dieses Kondensators über den Schalter
SW4 dem Trennverstärker 27 zugeführt.
Außerdem ist während einer Bitübertragungsperiode, in der das Steuersignal d den logischen Wert "1"
und das Steuersignal d den logischen Wert "0" aufweist, der Schalter SW1 ausgeschaltet und der
Schalter SW? eingeschaltet. Der Kondensator C?
wird daher auf das bipolare Signal a oder b aufgeladen. Da ferner der Schalter SW3 eingeschaltet
und der Schalter SW. ausgeschaltet ist, wird der Kondensator C. , der in der unmittelbar vorausgehenden
Bitübertragungsperiode auf den Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b aufgeladen wurde,
über den Schalter SW„ entladen, wobei dieser Spitzenwert dem Trennverstärker 27 zugeführt wird.
Danach wiederholt sich die beschriebene Wirkungsweise abwechselnd für den Fall, daß das Steuersignal
d den logischen Wert "0" und das Steuersignal d den logischen Wert "1" und daß das Steuersignal
d den logischen Wert "1" und das Steuersignal d den logischen Wert "0" aufweist in ähnlicher Weise
abwechselnd.
Bei einem positiven Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b, der den logischen Wert "1" darstellt,
geht der logische Wert des Steuersignals d von "0" auf "1" über, und bei einem negativen
Spitzenwert des bipolaren Signals a oder b, der den logischen Wert "1" darstellt, geht das Steuersignal
d von "1" auf 11O" über. Der Schalter SW.
wird daher vor dem Auftreten des positiven Spitzenwertes des bipolaren Signals a oder b eingeschaltet,
so daß der Kondensator C1 auf die vor dem positiven Spitzenwert des bipolaren Signals
a oder b vorhandene Spannung aufgeladen wird. Im Anschluß an den positiven Spitzenwert des bipolaren
Signals a oder b wird der Schalter SW. ausgeschaltet
und der Schalter SW„ eingeschaltet, so
daß die positive Spitzenspannung, auf die sich der Kondensator CL aufgeladen hat, bestrebt ist,
sich über den Schalter SWQ zu entladen. Da jedoch
der Schalter SW4 ausgeschaltet ist und der Trennverstärker
27 einen hohen Eingangswiderstand aufweist, gibt es für die positive Spitzenspannung,
auf die sich der Kondensator C- aufgeladen hat, keine Entladestrecke. Mit anderen Worten, über
den Trennverstärker 27 fließt nur ein äußerst schwacher Strom, und der Kondensator C. bleibt
auf die positive Spitzenspannung aufgeladen. Die positive Spitzenspannung des bipolaren Signals
a oder b wird daher wegen des niedrigen Ausgangswiderstands des Trennverstärkers 27 weitgehend
verlustfrei über den Trennverstärker 27 einem veränderbaren Widerstand VFL zugeführt.
In ähnlicher Weise bleibt der Kondensator C_ auf
die negative Spitzenspannung des bipolaren Signals a oder b aufgeladen, so daß diese negtive Spitzenspannung
über den Trennverstärker 27 dem veränderbaren Widerstand VFL zugeführt wird. Die Schalter
SW1 und SW _ werden so gesteuert, daß der eine eingeschaltet
ist, während der andere ausgeschaltet ist, und umgekehrt. Das heißt, sie werden gegensinnig
ein- und ausgeschaltet. Auch der Schalter SW3 wird gegensinnig zum Schalter SW. und der
Schalter SW4 gegensinnig zum Schalter SW_ ein-
und ausgeschaltet. Die positive Spitzenspannung, auf die der Kondensator C. aufgeladen bleibt, und
die negative Spitzenspannung, auf die der Kondensator Cp aufgeladen bleibt, werden daher abwechselnd
über den Trennverstärker 27 dem veränderbaren Widerstand VR1 zugeführt. Über einen verstellbaren
Abgriff des veränderbaren Widerstands VR wird ständig ein Bezugssignal e abgegriffen, das
in Fig. 7(E) dargestellt ist. Dieses Bezugssignal e wird durch Spannungsteilung der positiven oder
negativen Spitzenspannung des bipolaren Signals a oder b in jeder Bitübertragungsperiode gebildet.
Mit anderen Worten, die in jeder Bitübertragungsperiode
aus dem bipolaren Eingangssignal a oder b abgetastete und festgehaltene Spannung wird
durch den veränderbaren Widerstand VR. heruntergeteilt und über den Abgriff als Bezugssignal e
abgenommen. Das Bezugssignal e wird dem umkehrenden Eingang eines Vergleichers 29 und dem nichtumkehrenden
Eingang eines Vergleichers 30 als Schwellenwert zugeführt, der zur Codediskriminierung
des bipolaren Signals a oder b verwendet wird. Das Spannungsteilerverhältnis des veränderbaren
Widerstands VR- wird durch eine Öffnungsrate im Augendiagramm (Augenmuster) bestimmt, das durch
die Kurvenformentzerrung gebildet wird, doch kann der veränderbare Widerstand VR1 auch durch einen
Belastungskreis mit festen ohmschen Widerständen ersetzt werden, wenn das optimale Spannungsteilerverhältnis
bekannt ist.
Das in der Verzögerungsschaltung 28 verzögerte bipolare Signal a oder b wird dem nichtumkehrenden
Eingang eines Vergleichers 29 und dem umkehrenden Eingang eines Vergleichers 30 zugeführt.
Die Verzögerungsschaltung 28 dient zum Ausgleich einer Zeitverzögerung des Bezugssignals e, das
am Abgriff des veränderbaren Widerstands VR1 auftritt,
nachdem das bipolare Ausgangssignal a oder b des Trennverstärkers 27 einer Signalverarbeitung
unterworfen wurde, die das Abtasten und Festhalten (Speichern) umfaßt. Die Verzögerungsschaltung 28
ist daher so ausgelegt, daß sie das Signal um etwa die Hälfte einer Bitübertragungsperiode verzögert.
Wenn diese Verzögerungszeit fest eingestellt werden kann, kann die Verzögerungsschaltung 28 daher
durch Ladungsübertragungselemente ersetzt werden, z.B. einen Eimerkettenspeicher (BBD) und ein Ladungsverschiebeelement
(CCD). Ferner kann die Verzögerungsschaltung 28 als Phasenschieber mit einem Operationsverstärker und einem Kondensator ausgebildet
sein. Es ist jedoch zweckmäßig, die Verzögerungsschaltung 28 so auszulegen, daß sie keine
Kurvenformverzerrung im verzögerten bipolaren Signal bewirkt.
Der Vergleicher 29 vergleicht die Amplitude des bipolaren Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung
28 mit der Amplitude des Bezugssignals e.
Der Vergleicher 29 erzeugt ein Signal mit dem logischen Wert "1", wenn das bipolare Signal größer
als das Bezugssignal e ist, und ein Signal mit dem logischen Wert "0", wenn das bipolare Signal
kleiner als das Bezugssignal e ist. Das Ausgangssignal des Vergleichers 29 wird einem Dateneingang
und einem Löscheingang des Flipflop 31 zugeführt.
-**· Auch der Vergleicher 30 vergleicht die Amplitude
des bipolaren Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 28 mit der Amplitude des Bezugssignals
e. Der Vergleicher 30 erzeugt ein 1-Signal, wenn das bipolare Signal kleiner als das Bezugssignal
e ist, und ein 0-Signal, wenn das bipolare Signal größer als das Bezugssignal e ist. Das Ausgangssignal
des Vergleichers 30 wird einem Dateneingang und einem Löscheingang des Flipflop 32 zugeführt.
Ein bipolares Signal f, das in Fig. 7(F) dargestellt
ist, wird durch die Verzögerungsschaltung 28 erzeugt, wenn das bipolare Signal b dem Eingang
22 zugeführt wird. In diesem Falle hat das Bezugs-
signal e den durch die durchgehende Linie in Fig. 7(E) dargestellten Verlauf. In Fig. 7(E) ist der
Verlauf des bipolaren Signals f als gestrichelte Linie dargestellt. In diesem Falle wird das in
Fig. 7(G) dargestellte Signal erzeugt, wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 jeweils
eine ODER-Schaltung durchlaufen haben.
Das am Ausgang Q des Taktgenerators 25 auftretende Taktsignal c wird dem Takteingang der Flipflops
31 und 32 zugeführt. Da die Flipflops 31 und 32 jeweils so ausgebildet sind, daß sie die Eingangssignale festhalten bzw. speichern, die ihrem Dateneingang
zugeführt werden, wenn der logische Wert des Taktsignals 5 von "0" auf "1" übergeht,
behalten die Ausgangssignale der Flipflops 31 und
32 den logischen Wert "1" über zwei Bitübertragungsperioden bei, wenn ein Signal, das den logischen
Wert "1" über zwei Bitübertragungsperioden beibehält, den Dateneingängen der Flipflops 31
und 32 zugeführt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die den Dateneingängen der Flipflops
31 und 32 zugeführten Signale jedoch auch den Löscheingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt.
Infolgedessen werden die Flipflops 31 und 32 jeweils in einem Zustand gelöscht, in dem die Ausgangssignale
der Vergleicher 29 und 30 den logischen Wert "0" annehmen, so daß digitale Signale,
die durch Impulsfolgen gebildet sind, in Form des gewünschten einen Bits gebildet werden. In Fig.
7(G) sind die Positionen bzw. Zeitpunkte, die den Vorderflanken (ansteigenden Flanken) des Taktsignals
c entsprechen, unter dem Signalverlauf angedeutet.
■ · Λ
- 31 -
Die unipolaren digitalen Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 werden jeweils einer logischen
Schaltung 33 zugeführt. Bei dieser logischen
Schaltung 33 kann es sich um eine ODER-Schaltung
handeln. Wenn die logische Schaltung 33 als ODER-Schaltung ausgebildet ist, enthält deren digitales Ausgangssignal in einer Periode, in der der logische Wert "1" ist, ein Zittern. Dies erklärt sich dadurch, daß die Zeitpunkte eines Übergangs der
Schaltung 33 zugeführt. Bei dieser logischen
Schaltung 33 kann es sich um eine ODER-Schaltung
handeln. Wenn die logische Schaltung 33 als ODER-Schaltung ausgebildet ist, enthält deren digitales Ausgangssignal in einer Periode, in der der logische Wert "1" ist, ein Zittern. Dies erklärt sich dadurch, daß die Zeitpunkte eines Übergangs der
Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 von "0"
auf "1" durch das Taktsignal c des Taktgenerators 25 und die Zeitpunkte eines Übergangs der Ausgangssignale
31 und 32 von "1" auf "0" durch die
Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 gesteuert werden, die den logischen Wert "0" annehmen
und die Flipflops 31 und 32 löschen. Dagegen
dämpft der Resonanzkreis in der Taktextrahierschaltung 24 das in dem bipolaren Eingangssignal
enthaltene Zittern. Daher ist es wünschenswert,
Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 gesteuert werden, die den logischen Wert "0" annehmen
und die Flipflops 31 und 32 löschen. Dagegen
dämpft der Resonanzkreis in der Taktextrahierschaltung 24 das in dem bipolaren Eingangssignal
enthaltene Zittern. Daher ist es wünschenswert,
daß das durch die logische Schaltung 33 erzeugte
und am Ausgangsanschluß 34 auftretende digitale
Signal lediglich durch die Taktsignale c und c
des Taktgenerators 25 diskriminiert wird.
und am Ausgangsanschluß 34 auftretende digitale
Signal lediglich durch die Taktsignale c und c
des Taktgenerators 25 diskriminiert wird.
Wenn daher die logische Schaltung 33 aus einer
ODER-Schaltung mit zwei Eingängen und einem monostabilen Multivibrator besteht, der durch die Vorderflanke
(Anstiegsflanke) eines Ausgangssignals
der ODER-Schaltung ausgelöst wird, gibt der monostabile Multivibrator ein digitales Signal h, wie es in Fig. 7(H) dargestellt und in dem das Zittern unterdrückt ist, über den Ausgangsanschluß 34 ab. Dieses digitale Signal h hat einen Kurvenverlauf, bei dem die logischen Werte "1" und "0" den Werten des ursprünglichen digitalen Signals entsprechen.
der ODER-Schaltung ausgelöst wird, gibt der monostabile Multivibrator ein digitales Signal h, wie es in Fig. 7(H) dargestellt und in dem das Zittern unterdrückt ist, über den Ausgangsanschluß 34 ab. Dieses digitale Signal h hat einen Kurvenverlauf, bei dem die logischen Werte "1" und "0" den Werten des ursprünglichen digitalen Signals entsprechen.
Selbst wenn daher das dem Eingangsanschluß 22 zugeführte bipolare Signal b einen augenblicklichen
Signalausfall aufweist, der beispielsweise durch kleine Staubteilchen, die auf dem Magnetband haften,
und dergleichen verursacht wird, werden die Spitzenwerte des Signalverlaufs, der eine geringere
Amplitude aufgrund des Signalsausfalls aufweist, abgetastet und festgehalten. Das abgetastete
und festgehaltene Signal wird zur Bildung des Bezugssignals e einer Spannungsteilung unterzogen,
und dann wird die Amplitude des bipolaren Signals f mit der Amplitude des Bezugssignals e
in den entsprechenden Bitpositionen verglichen. Daher ist es möglich, ein genau reproduziertes
digitales Signal h durch Steuerung der Impulsbreite und Impulsposition des unipolaren digitalen
Signals zu erzeugen, das durch Verwendung des aus der Taktkomponente abgeleiteten Taktsignals c gebildet
wird.
Wenn die logische Schaltung 33 aus einem monostabilen Multivibrator besteht, der durch eine Rückflanke
ausgelöst wird, dann sollten die Q-Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 der logischen
Schaltung 33 zugeführt werden. Ferner könnte die logische Schaltung 33 aus einer ODER-Schaltung
und einem D-Flipflop bestehen, so daß die logische Schaltung 33 freizügig hergestellt werden kann.
Wenn die logische Schaltung 33 aus einer ODER-Schaltung und einem D-Flipflop besteht, kommt man
mit einer geringeren Anzahl von Verknüpfungsgliedern bzw. Toren in der logischen Schaltung 33 aus.
In dem in Fig. 8 dargestellten Blockschaltbild des zweiten AusfUhrungsbeispiels des erfindungs-
gemäßen Wiedergabegeräts sind diejenigen Teile, die mit den in Fig. 6 dargestellten übereinstimmen,
mit gleichen Bezugszahlen versehen, so daß ihre Beschreibung entfallen kann. Das bipolare
Signal a oder b wird vom Eingangsanschluß 22 über eine ■Wechselstrom-Dämpfungsschaltung einem Verstärker
36 in einer Amplitudenregelschaltung 35
zugeführt. Diese Dämpfungsschaltung weist einen ohmschen Widerstand R., einen Kondensator C und
einen veränderbaren ohmschen Widerstand FL· auf. Das im Verstärker 36 verstärkte bipolare Signal
wird einem Spitzenwertdetektor 37 zugeführt, der die positiven und negativen Spitzenwerte des bipolaren
Signals feststellt und die Amplitude des bipolaren Signals mit voreingestellten positiven
und negativen Schwellenwerten vergleicht. Der Spitzenwertdetektor 37 erzeugt einen unipolaren
negativen Puls, der während einer Periode, in der das bipolare Eingangssignal größer als der positive
Schwellenwert, und während einer Periode, in der das bipolare Eingangssignal kleiner als
der negative Schwellenwert ist, den logischen Wert "0" und während aller übrigen Perioden den logisehen
Wert "1" annimmt, und zwar bei jedem Spitzenwert des bipolaren Eingangssignals.
Der negative Ausgangspuls des Spitzenwertdetektors 37 wird einem Puls/Spannungs-Umformer 38 als Spitzenwertsignal
zugeführt. Dort wird der negative Puls in eine Spannung mit einem Betrag umgeformt,
der von der Anzahl der Impulse pro Zeiteinheit abhängt. Die Ausgangsspannung des Puls/Spannungs-Umformers
38 wird einem veränderbaren ohmschen Widerstand Rp als Steuerspannung zugeführt, um
den Widerstandswert des Widerstands R2 zu steuern.
Der Puls/Spannungs-Umformer 38 kann einen einfachen Schaltungsaufbau aufweisen, wie er beispielsweise
in Fig.9 dargestellt ist. Nach Fig. 9 ist ein Eingangsanschluß 43 mit der Basis eines PNP-Transistors
Q1 und dessen Kollektor mit der Basis eines NPN-Transistors Q„ verbunden. Der Kollektor
des Transistors Q1 ist ferner über eine Parallelschaltung
aus einem Kondensator C4 und einem ohmschen
Widerstand Rc mit Masse verbunden. Der Emit-
ter des Transistors Q» ist mit der Anode einer Diode D über einen Ausgangsanschluß 44 als offener
Emitterausgang verbunden. Die Kathode der Diode D ist mit Masse verbunden. Der ohmsche Innenwiderstandswert
der Diode D ändert sich mit dem Verlauf der Spannung-Strom-Kennlinie der Diode in Durchlaßrichtung
und bildet den veränderbaren Widerstand Rp, der in Fig. 8 dargestellt ist.
Der Kondensator C4 ist ein Lade- und Entladekondensator.
Die Entladezeitkonstante des Kondensators C4 wird durch die Kapazität des Kondensators
C. und den Widerstandswert des Widerstands Rc be-4
5
stimmt. Wenn diese Entladezeitkonstante zu klein gewählt wird, ändert sich der Innenwiderstandswert
der Diode D von Augenblick zu Augenblick, und dies hat eine unerwünschte Welligkeit der Ausgangsspannung
des Verstärkers 36 zur Folge. Wenn die Entladezeitkonstante dagegen zu groß gewählt wird,
ändert sich die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Anzahl der negativen Eingangsimpulse, die
dem Eingangsanschluß 43 zugeführt werden, extrem langsam, so daß sich nicht die gewünschte Puls/
Spannungs-Umformerkennlinie erzielen läßt. Unter Berücksichtigung dieser Umstände ist die Entladezeitkonstante
so gewählt, daß sie beispielsweise etwa das Zehnfache der maximalen Folgeperiode der
negativen Eingangsimpulse beträgt.
ft * + * r·
- 35 -
Das Spitzenwertsignal (der· negative Puls), das
dem Eingangsanschluß 43 zugeführt wird, weist normalerweise den logischen Wert "1" auf und nimmt
den logischen Wert "0" nur dann an, wenn der Spit- · zenwert festgestellt wird, wie es in Fig. 10(A)
dargestellt ist. Wenn der logische Wert des Spitzenwert signals "1" ist, wird der Transistor Q1
ausgeschaltet (gesperrt), dagegen wird er eingeschaltet, wenn der logische Wert des Spitzenwert-
signals "0" ist. Wenn der Transistor Q1 eingeschaltet
ist, fließt von einem Eingangsanschluß, fim, der mit einer Betriebsspannung +V verbunden ist,
ein Strom über den Emitter und Kollektor des Transistors Q1 durch den Widerstand R5, und der Kondensator
C. lädt sich auf den Mittelwert des Kollektorstroms des Transistors Q1 auf. Die Ladespannung
des Kondensators C4 hat den in Fig. 10(B) dargestellten Verlauf. Diese Ladespannung wird
der Basis des Transistors Q_ zugeführt, so daß über den Emitter des Transistors Qp ein Strom
durch die Diode D fließt. Demzufolge ändert sich der Durchlaßspannungsabfall der Diode D in einem
Bereich von beispielsweise 0,2 Volt bis 1 Volt annähernd linear. Die durch die Dämpfungsschaltung
aus dem veränderbaren Widerstand R2 und dem Widerstand
R1 bewirkte Dämpfung ändert sich in Abhängigkeit
von diesem Innenwiderstand der Diode D mit deren Spannungsabfall in Durchlaßrichtung ebenfalls
etwa linear. Nach Fig. 8 sperrt der Kondensator C den Gleichstrom. Die Amplitudenregelschaltung
35 bewirkt daher eine derartige Regelung, daß die positiven und negativen Spitzenwerte
des bipolaren Eingangssignals a oder b konstant werden. Das Ausgangssignal der Amplitudenregelschaltung
35 wird der Taktkomponentenextrahier-
- 36 -
schaltung 24, den Schaltern SW., SW_ und der Verzögerungsschaltung
28 zugeführt. Bei dem herkömmlichen Gerät muß die Amplitude des wiedergegebenen
Signals bei Wiedergabe mit stationärer bzw. beständiger Amplitude nachgestellt bzw. abgeglichen
werden, und zwar wegen der Unterschiede in der magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabe-Amplitudenkennlinie,
die von dem für das Magnetband verwendeten magnetischen Material abhängen, oder wegen der Unterschiede in der Aufzeichnungs- und
Wiedergabe-Amplitudenkennlinien des Magnetkopfes in dem Mehrspur-Magnetband-Aufzeichnungs- und
-Wiedergabegerät. Und zusätzlich muß ein Abgleich im Hinblick auf einen Signalausfall erfolgen,
wie es bereits erwähnt wurde. Aufgrund der Verwendung der Amplitudenregelschaltung 35 entfällt
jedoch ein Amplitudenabgleichvorgang bezüglich des wiedergegebenen Signals bei Wiedergabe mit
stationärer bzw. beständiger Amplitude. Ferner kann die Taktkomponente in äußerst stabilem Zustand
abgeleitet werden, weil der Taktkomponentenextrahierschaltung 24, der aus den Schaltern SW1
bis SW. und den Kondensatoren C, und Cp gebildeten
Abtast- und Halteschaltung sowie den Vergleichern 29 und 30 über die Verzögerungsschaltung 28 das
bipolare Signal mit konstanter Amplitude zugeführt wird. Mithin können stabile Taktsignale erzeugt
und auch ein stabiler Amplitudenvergleich durchgeführt werden.
Das bipolare Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 28 wird einer Diskriminierungssteuerschaltung
39 zugeführt, in der das digitale Signal selbst dann richtig diskriminiert und wiedergegeben
wird, wenn die Kurvenformentzerrung schlecht
ist. Die Diskriminierungssteuerschaltung 39 enthält einen ohmschen Widerstand R3, einen veränderbaren
ohmschen Widerstand VR2 und einen ohmschen
Widerstand R4, die in Reihe zwischen einem Eingangsanschluß
für eine negative Betriebsspannung -V und einem Eingangsanschluß für eine positive
Betriebsspannung +V liegen, sowie Vergleicher 40 und 41. Die Widerstände R3, R4 und VR_ bilden
eine Schwellenwerterzeugungsschaltung. Von einem ^ 10 Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R4
und VR„ wird eine positive Schwellenspannung +L.
abgenommen und dem umkehrenden Eingang des Vergleichers 40 zugeführt. An einem Verbindungspunkt
zwischen den Widerständen R3 und VRp wird eine
negative Schtfellenspannung -Lp abgenommen und
dem nichtumkehrenden Eingang des Vergleichers 41 zugeführt.
Der Vergleicher 40 vergleicht das bipolare Ausgangssignal f der Vergleicherschaltung 28, das
beispielsweise in Fig. 7(F) dargestellt ist und dem nichtumkehrenden Eingang des Vergleichers
40 zugeführt wird, mit der Amplitude der positiven Schwellenspannung +L-, die in Fig. 7(F) dargestellt
ist. Wie Fig. 7(F) zeigt, enthält das bipolare Signal f eine augenblickliche Abnahme der
Signalamplitude, die durch den augenblicklichen
Signalabfall bewirkt wird. Der Vergleicher 40 erzeugt ein Signal, das während einer Periode,
in der die Amplitude des bipolaren Signals f grosser als die positive Schwellenspannung +L. ist,
den logischen Wert "1" und während der übrigen Perioden den logischen Wert "0" hat. Das Ausgangssignal
des Vergleichers 40 wird dem Löscheingang des Flipflop 31 zugeführt.
- 38 -
Dagegen vergleicht der Vergleicher 41 die Amplitude des bipolaren Signals f, das seinem nichtumkehrenden
Eingang zugeführt wird, mit der negativen Schwellenspannung L„ nach Fig. 7(F). Der Vergleicher
41 erzeugt während einer Periode, in der das bipolare Signal f kleiner als die Schwellensp^xinung
-L» ist, ein Signal mit dem logischen Wert "1" und während der übrigen Perioden ein
Signal mit dem logischen Wert "0". Das Ausgangssignal des Vergleichers 41 wird dem Löscheingang
des Flipflop 32 zugeführt.
Die Taktzeitpunkte, in denen das wiedergegebene bipolare Signal a oder b extrahiert bzw. abgeleitet
wird, wird durch die Taktsignale des Taktgenerators 25 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der
Taktkomponentenextrahierschaltung 24 bestimmt.
Die Taktzeiten jedes Bits werden durch Vergleichen des Signals f mit dem Bezugssignal e in Zeitpunkten,
die den positiven und negativen Spitzenwerten des Signals f entsprechen, bestimmt. Mit anderen
Worten, das Signal f kann während anderer Perioden als der Periode (dem Datendiskriminierungszeitschlitz),.in
der jedes Bit gebildet wird, jede beliebige Form annehmen. Somit kann, da die (selbsttätige) Amplitudenregelschaltung 45 einen
konstanten Amplitudengang aufweist, die Abnahme im Hochfrequenzbereich des wiedergegebenen Signals
aufgrund eines Signalausfalls nicht wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel kompensiert werden.
Selbst wenn jedoch die Amplitude aufgrund eines Signalsausfalls abnimmt, treten Spitzen in den
Zeitpunkten auf, wo sie auftreten sollten. Wie Versuche gezeigt haben, wird die Fehlerrate nicht
erhöht, selbst wenn ein Abfall im Hochfrequenzbereich vorhanden ist.
«I #
ψ Λ +, * Λ % οι, * *
- 39 -
Andererseits wird die Kurvenformentzerrung, die im Entzerrer 19 nach Fig. 3 durchgeführt wird,
generell zur Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses im Diskriminierungspunkt durchgeführt,
so daß der Codierungsfehler minimal wird. Wegen der Übertragungskennlinie bei der Aufzeichnung
und Wiedergabe oder beim Aussenden und Empfangen kann jedoch ein Überschwingen auftreten, wenn
das Signal-Rausch-Verhältnis im Diskriminierungspunkt
auf ein Maximum eingestellt wird. Wenn daher eine derartige Kurvenformentzerrung durchgeführt
wird, tritt ein Verkettungsphänomen aufgrund der Überschwingung in einem Bereich auf, in dem die
Amplitude des bipolaren Signals a oder b wechselstrommäßig null sein sollte, so daß es schwierig
wird, die Amplitude des bipolaren Signals, die den logischen Wert "0" darstellt, zu diskriminieren.
Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Schwellenspannungen +L1 und -L„ in den positiven und
negativen Bereichen, in denen die Amplitude des bipolaren Signals als wechselstrommäßig null diskriminiert
wird, durch den veränderbaren Widerstand VR? so eingestellt, daß zwangsläufig der logische
Wert "0" diskriminiert wird. Das heißt, bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Ausgangssignale
der Vergleicher 40 und 41 jeweils den Löscheingängen der Flipflops 31 und 32 zugeführt,
so daß die Flipflops 31 und 32 an ihrem Ausgang Q jeweils ein 0-Signal erzeugen, und zwar
unabhängig von den Eingangsdaten, wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 40 und 41 den logischen
Wert "0" annehmen. Mithin können selbst dann, wenn das Verkettungsphänomen aufgrund der
Überschwingung in einem Bereich auftritt, in dem das bipolare Signal wechselstrommäßig null sein
sollte, die den logischen Wert "0" darstellenden digitalen Signale durch Nachstellung des veränderbaren
Widerstands VR2 richtig erzeugt werden.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel kann der logische Wert des bipolaren Signals in anderen Perioden
als derjenigen Periode, in der die Diskriminierung erfolgt, grundsätzlich als "0" angenommen
werden. In der Praxis können jedoch die Zeitpunkte, in denen die Spitzenwerte auftreten, aufgrund
der Nebensymbolstörung verschoben sein, und aus diesem Grunde sind die Flipflops 31 und 32 so
ausgelegt, daß sie nur dann kippen, wenn ihnen ein Signal zugeführt wird, das größer als ein
vorbestimmter Schwellenwert ist.
Bei diesem Ausführungsbeispiel kann das digitale Signal h daher selbst dann genau wiedergegeben
werden, wenn das bipolare Eingangssignal einer unvollkommenen Kurvenentzerrung unterzogen worden
ist.
Fig. 11 zeigt ein konkretes Schaltbild des zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Wiedergabegeräts
nach Fig. 8. In Fig. 11 sind diejenigen Bauteile, die den in Fig. 8 dargestellten entsprechen,
mit den gleichen Bezugszahlen versehen, so daß sie nicht erneut beschrieben werden. Das
wiedergegebene bipolare Ausgangssignal des (nicht dargestellten) Entzerrers wird einem Eingangsanschluß
50 und von dort einem Anschlußstift (2) einer integrierten Schaltung (IC) 58 über einen
veränderbaren ohmschen Widerstand 51, einen Kon-
densator 52 und eine RC-Schaltung 53 zugeführt. Die RC-Schaltung 53 besteht aus ohmschen Widerständen
54 und 57, einem Kondensator 56 und einem veränderbaren ohmschen Widerstand 55. Der veränderbare
Widerstand 55, der Kondensator 56 und der Widerstand 57 liegen in Reihe zwischen dem
Anschlußstift (i) und einem Anschlußstift (l) der IC 58. Ein Halbleiterchip vom Typ RPT82, der von
der Precision Monolithics Incorporated (USA) hergestellt wird, kann als IC 58 verwendet werden.Der
Chip RPT82 ist eine monolithische integrierte
.ν**» Schaltung, die in entzerrenden Zwischenverstärkern
in Fernsprechleitungen verwendet wird, und zwar in dem sogenannten T-1-PCM-Übertragungssystem, das
in den USA seit 1961 angewandt wird. Da die Übertragungsfrequenz des Τ-1-Systems 1,544 Mb/s beträgt
und der Chip RPT82 mit dieser Übertragungsfrequenz arbeitet, muß der Schaltungsaufbau geringfügig
abgewandelt werden, bevor der Chip RPT82 für die magnetische Aufzeichnung und Wiedergabe
verwendet werden kann.
Die IC 58 bildet eine Verstärkungsregel- und Taktgeneratorschaltung
42, die in Fig. 8 dargestellt ist. Die (automatische) Verstärkungsregel- und
Taktgeneratorschaltung 42 enthält den Verstärker 36, den Spitzenwertdetektor 37, den Puls-Spannung
s-Umformer 38, die Taktkomponentenextrahierschaltung 24 und den Taktgenerator 25. Ein NPN-Transistor
Q in der IC 58, dessen Basis und Kollektor mit dem Anschlußstift(T) der IC 58 verbunden
sind, ist ein veränderbarer Widerstand, der dem veränderbaren Widerstand R„ nach Fig. 8 und
der Diode D nach Fig. 9 entspricht. Die RC-Schaltung
53 bildet einen äußeren Schaltungsteil, der
den Widerstand R1 und den Kondensator C nach
1 ο
Fig. 8 aufweist. Außerdem ist der Kondensator C3 in der IC 58 eingebaut, weil der Kondensator
C3 des Taktgenerators 25 eine kleine Kapazität in der Größenordnung von 12 pF aufweist. Eine
Parallelschaltung aus einer Spule 59, einem Kondensator 60 und einem ohmschen Widerstand 61, die
zwischen einem Anschlußstift (l4) der IC 58 und einem Betriebsspannungsanschluß für 4,3 Volt
liegt, bildet den Resonanzkreis in der Taktkomponentenextrahierschaltung 24.
An den Anschlußstiften (ll) und (Γ2) der IC 58 abgegebene
Signale werden jeweils einem Vergleicher 62 zugeführt, der sie in Impulse umformt. Die
Ausgangsimpulse des Vergleichers 62 werden J-K-Flipflops 63 und 64 als ein Signal zugeführt,
das dem zuvor beschriebenen Signal vom Ausgang Q des Taktgenerators 25 entspricht. Ein Chip vom
Typ SN74LS109, der von der Firma Texas Instruments Inc. (USA) hergestellt wird, kann für die Flipflops
63 und 64 verwendet werden. Das Signal vom Ausgang Q des Flipflop 63 wird einer Treiber-IC
zugeführt, bei der es sich um einen Chip vom Typ D169 handeln kann, der von der Firma Siliconix,
Inc. (USA) hergestellt wird. Das Signal vom Ausgang Q des Flipflop 63, das der IC 65 zugeführt
wird, wird in dem Maße verstärkt, wie es zur Aussteuerung einer IC 70 erforderlich ist, die vier
Feldeffekttransistoren (FETs) 66 bis 69 enthält, und in seiner Frequenz durch zwei dividiert. Die
IC 65 entspricht daher dem durch zwei dividierenden Frequenzteiler 26 nach Fig. 8.
Die FETs 66 bis 69 der IC 70 entsprechen den Schaltern SW1 bis SW4 nach Fig. 8. Als IC 70 kann
beispielsweise der von der Firma Signetics Corp. (USA) hergestellte Chip vom Typ SD5000 verwendet
werden. Die Schaltzustände der FETs 66 und 69 werden durch das Q-Ausgangssignal der IC 65 und die
Schaltzustände der FETs 67 und 68 durch das Q-Ausgangssignal der IC 65 gesteuert. Das Ausgangssignal
der IC 70 wird dem veränderbaren Widerstand VR über einen Operationsverstärker 71 zugeführt,
der einen dem Trennverstärker 27 entsprechenden Spannungsfolger bildet. Das durch den veränderbaren
Widerstand VR- in der Spannung heruntergeteilte
Signal wird den Operationsverstärkern (Vergleiehern bzw. Komparatoren) 29 und 30 in einer IC
zugeführt.
Als IC 72 kann beispielsweise der von der Firma Harris Semiconductor Products Division (USA) hergestellte
Chip HA4905 verwendet werden, der die Vergleicher 29, 30, 40 und 41 aufweist. Außerdem
wird das an einem Anschlußstift (δ) der IC 58 auftretende Ausgangssignal des Verstärkers 36
einem Operationsverstärker 75 über eine Filterschaltung
zugeführt, die einen Kondensator 73 und einen ohmschen Widerstand 74 aufweist. Das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 75 wird der IC 70 zur Steuerung der Schalter zugeführt,
und das verstärkte Ausgangssignal wird dem nichtumkehrenden Eingang des Operationsverstärkers
71 und der Verzögerungsschaltung 28 über einen ohmschen Widerstand 76 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung
28 besteht aus Kondensatoren 77 und 79 und einer Spule 78. Das verzögerte Ausgangssignal
der Verzögerungsschaltung 28 wird der IC 72 zugeführt.
Die Ausgangssignale der Vergleicher 29 und 30 in der IC 72 werden jeweils dem Anschluß D der
Flipflops 31 und 32 über ohmsche Widerstände und 81 zugeführt. Außerdem werden die Ausgangssignale
der Vergleicher 40 und 41 jeweils dem Löscheingang CLR der Flipflops 31 und 32 über ohmsche
Widerstände 82 und 83 zugeführt. Außerdem wird, da der Löscheingang CLR des Flipflop 64
auf Masse liegt, ein durch Umkehrung der Phasenlage des dem Voreinstellungseingang P des Flipflop
64 zugeführten Ausgangssignals des Operationsverstärkers 62 gebildetes Signal am Ausgang Q~ des
Flipflop 64 erzeugt. Das Q-Ausgangssignal des Flipflop 64 wird den Takteingängen der Flipflops
31 und 32 zugeführt. Das Flipflop 64 entspricht daher einer Umkehrstufe, so daß das Q-Ausgangssignal
des'Flipflop 64 dem Q-Ausgangssignal des zuvor beschriebenen Taktgenerators 25 entspricht.
Die Q-Ausgangssignale der Flipflops 31 und 32 werden einer ODER-Schaltung 84 mit zwei Eingängen
zugeführt, und das Ausgangssignal dieser ODER-Schaltung 84 wird dem Auslöseeingang eines monostabilen
Multivibrators 85 zugeführt. Die logische Schaltung 33 wird durch die ODER-Schaltung 84 und
den monostabilen Multivibrator 85 gebildet, und der monostabile Multivibrator 85 hat einen Kondensator
86 mit einer Kapazität in der Größenordnung von 1500 pF zur Bestimmung der Zeitkonstante.
Das zuvor beschriebene digitale Signal h wird am Ausgang der logischen Schaltung 33 abgenommen.
Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. So können die
Schalter SW. bis SW. als elektronische Schalter
.::.O" .·..:: Ό·.:- 33467A5
ausgebildet sein, die eingeschaltet werden, wenn der logische Wert der Steuersignale d und 3 "0"
ist, und die ausgeschaltet werden, wenn der logische Wert der Steuersignale d und d "1" ist. In
diesem Falle sollten die Verbindungen der Ausgänge Q und Q des Frequenzteilers 26 mit den Eingängen
der elektronischen Schalter gegenüber der bei den zuvor beschriebenen AusfUhrungsbeispielen
angewandten Verbindung vertauscht werden- Im allgemeinen werden Feldeffekttransistoren als elektronische
Schalter verwendet, wie es in Fig. 10 dargestellt ist, wenn die elektronischen Schalter
sowohl mit positiven als auch mit negativen Signalen betrieben werden sollen. Die elektronischen
Schalter können jedoch auch aus Dioden und bipolaren Transistoren hergestellt sein. Bei Ausbildung
der elektronischen Schalter in Form einer integrierten Schaltung ist es vorteilhaft, Transistoren,
Dioden und dergleichen zu verwenden, doch sind hier Vorspannungen erforderlich. Bei Herstellung
der Schalter SW. bis SW4 aus Transistoren und Dioden können die komplementären Ausgangssignale
d und d des Frequenzteilers 26 nicht nur zur Steuerung der Schalter SW1 bis SW4, sondern
auch zur Bildung einer Vorspannung oder eines Vorstroms verwendet werden.
Die Amplitudenrege!schaltung 35 kann so ausgebildet
sein, daß sie den positiven oder negativen Spitzenwert oder den Mittelwert des bipolaren
Eingangssignals a oder b konstant hält. Wenn der Wiedergabeverstärker 18 als begrenzender Verstärker
ausgebildet ist, wird das Ausgangssignal als unipolares Signal und nicht als bipolares Signal
wiedergegeben. Wenn dann das unipolare Signal
ein digitales Signal, z.B. ein Signal ohne Rückkehr zu null und ohne Taktkomponente, ist, sollten
eine Differenzierschaltung und eine Zweiweggleichrichterschaltung in Reihe mit einer Eingangsstufe
und einer Ausgangsstufe des Entzerrers 19 geschaltet und die Frequenz zur Bildung einer Taktkomponente
verdoppelt werden, bevor dieses unipolare Signal dem Eingangsanschluß 22 zugeführt wird,
um die Erfindung anzuwenden.
Ferner kann der Frequenzteiler 26 als R-S-Flipflop
(rücksetzbares und setzbares Flipflop), als D-Flipflop (Verzögerungsflipflop) und dergleichen
Schaltungen ausgebildet sein, die eine Frequenzteilung durch zwei ermöglichen. Außerdem können
die veränderbaren Widerstände VR. und VR- durch feste Widerstände ersetzt werden.
Bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist das wiedergegebene Signal ein bipolares Signal,
weil die Erfindung auf ein Teileinschwingsystem (bei einem Pseudo-Mehrstufencode) angewandt wird,
bei dem die Werte 1, 0, -1 vorgesehen sind. Die Erfindung kann jedoch auch bei einem Partialeinschwingsystem
verwendet werden, bei dem beispielsweise die Werte 1, -1, 1 oder 1, 2, 1 verwendet
werden, so daß das wiedergegebene Signal ein unipolares Signal ist.
Außerdem kann als Aufzeichnungsträger, von dem das aufgezeichnete Signal abgetastet und wiedergegeben
wird, nicht nur ein magnetischer Aufzeichnungsträger, z.B. ein Magnetband oder eine Magnetplatte
oder Magnetfolie, sondern auch ein optischer Aufzeichnungsträger verwendet werden, von
dem das aufgezeichnete Signal optisch abgetastet wird.
Weitere Abwandlungen der beschriebenen Ausführungsbeispiele liegen ebenfalls im Rahmen der
Erfindung.
- Leerseite -
Claims (6)
- Poienicnrwälie **ieW u. ReiclielParkstraße 13
BCOO Frankfurt a.M.110565 VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama, JapanPatentansprücheΛ1Λ Gerät zur Wiedergabe eines auf einem Aufzeichnungsträger aufgezeichneten digitalen unipolaren Signals und zum Feststellen der Signalamplitude des wiedergegebenen unipolaren Signals, um ein gewünschtes unipolares digitales Signal zu erzeugen, wobei das aufgezeichnete unipolare Signal dadurch gebildet wird, daß das gewünschte unipolare digitale Signal über einen Umsetzer (12) und eine Verzögerungseinrichtung (13) geleitet, das verzögerte Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung zum Umsetzer zurückgeführt und in dem Umsetzer eine Modulo-2-Addition durchgeführt wird, wobei das Wiedergabegerät eine Wiedergabeeinrichtung (17) zum Wiedergeben des aufgezeichneten unipolaren Signals von dem Aufzeichnungsträger, einen Entzerrer (19) zum Entzerren des Kurvenverlaufs des wiedergegebenen Ausgangssignals der Wiedergäbeeinrichtung, eine Taktkomponentenextrahierschaltung (24) zum Extrahieren einer Taktkomponente, deren Periode gleich einer Bitübertragungsperiode des aufgezeichneten unipolaren Signals ist, aus dem Ausgangssignal des Entzerrers, einen Taktsignalgenerator (25), dem die Taktkomponente aus der Taktkomponentenextrahierschaltung zugeführt wird, um ein oder mehrere Taktsignale zu erzeugen, die phasensynchron mit der Taktkomponente sind, und einen Steuersignalgenerator (26), dem die Taktkom-ponente zurr, Erzeugen eines oder mehrerer Steuersignale augeführt wird, aufweist, gekennzeichnet durch: eine Abtast- und Halteschaltung (SW1-SVZ4, C1, C2, 66-70), der das Ausgangssignal des Entzerrers(19) und das eine oder die Steuersignale zum Abtasten und Festhalten eines Spitzenwertes des Ausgangssignals des Entzerrers in jeder Bitübertragungsperiode in Abhängigkeit von dem oder den Steuersignalen zugeführt wird; einen veränderbaren Widerstand (VR ) zur Spannungsteilung des Ausgangssignals der Abtast- und Halteschaltung und zum Erzeugen eines Bezugssignals; eine Verzögerungsschaltung (28) zum Verzögern des Ausgangssignals des Entzerrers in dem Maße, daß das Ausgangssignal des Entzerrers und das Bezugssignal zeitlich zusammenfallen; eine Vergleichsschaltung (29, 30) zum Vergleichen der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung mit der Amplitude des Bezugssignals und zum Erzeugen eines unipolaren Impulssignals; und eine das wiedergegebene digitale Signal erzeugende Schaltung (31 - 33) zum Steuern der Impulsbreite und der Impulsposition des durch die Vergleichsschaltung erzeugten unipolaren Impulssignals durch das eine oder die Taktsignale und zum Erzeugen eines wiedergegebenen unipolaren digitalen Signals. - 2. Gerät nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß es eine Amplitudenregelschaltung (35) zum Konstanthalten des Spitzenwertes oder eines Mittelwertes des Ausgangssignals des Zerrers und zum Abgeben eines Ausgangssignals an die Taktkomponentenextrahierschaltung, die Abtast- und Halteschaltung und die Verzögerungsschaltung als das Ausgangssignal des Entzerrers aufweist.
- 3. Gerät nach Anspruch 2,dadurch gekennzeichnet, daß die das wiedergegebene digitale Signal erzeugende Schaltung aufweist: eine erste Impulssignalbildungsschaltung (29, 30) zum Vergleichen der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung der Amplitudenregelschaltung mit der Amplitude des Bezugssignals und zur Bildung eines ersten Impulssignals; eine Schwellenwerterzeugungsschaltung (R3. R4 > VR_) zum Erzeugen vonSchwellenwerten, die einen Bereich begrenzen, in·*"** dem die Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung wechselstrommäßig als null angesehen wird; eine zweite Impulssignalbildungsschaltung (40, 41) zum Vergleichen des einen der von der Schwellenwerterzeugungsschaltung erzeugten Schwellenwerte mit der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung und zum Vergleichen des anderen der von der Schwellenwerterzeugungsschaltung erzeugten Schwellenwertes mit der Amplitude des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung und zur Bildung eines zweiten Impulssignals; und eine Schaltungsanordnung (31, 32, 33) zum Steuern der Impulsbreite und der Impulsposition des ersten Impulssignals durch das eine oder die Taktsignale und das zweite Impulssignal und zum Erzeugen des wiedergegebenen unipolaren digitalen Signals.
- 4. Gerät nach Anspruch 2,dadurch gekennzeichnet,daß die Amplitudenregelschaltung aufweist: eine Wechselstrom-Dämpfungsschaltung mit einem veränderbaren ohmschen Widerstand (R?), dessen Widerstandswert durch ein äußeres Steuersignal verändert wird, einem ohmschen Widerstand (R1) und einem Gleichspannungs-Sperrkondensator (C ); einenVerstärker (36) zum Verstärken des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung; einen Detektor (37) zum Feststellen des Mittel- oder Spitzenwertes des Verstärkerausgangssignals; und eine Steuersignalerzeugungsschaltung (38) zum Erzeugen des externen Steuersignals, das den Widerstandswert des veränderbaren Widerstands in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Detektors so ändert, daß der Mitteloder Spitzenwert des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung einen konstanten Wert annimmt.
- 5. Gerät nach Anspruch 3,dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung aufweist: ein erstes und ein zweites D-Flipflop (31, 32), denen das Impulssignal über ihren Löscheingang, das erste Impulssignal über ihren Dateneingang und das eine oder die Taktsignale des Taktsignalgenerators über ihren Takteingang zugeführt wird; und eine logisehe Schaltung (33) zur Bildung mindestens einer ODER-Verknüpfung der Ausgangssignale des ersten und zweiten Flipflop.
- 6. Gerät nach Anspruch 4,dadurch gekennzeichnet, daß die das externe Steuersignal erzeugende Schaltung aufweist: einen ersten Transistor (Q1) mit einer Basis, der das Ausgangssignal des Detektors zugeführt wird, wobei der erste Transistor eingeschaltet (durchgesteuert) wird, wenn der Mitteloder Spitzenwert des Ausgangssignals der Dämpfungsschaltung festgestellt wird; einen zweiten Transistor (Q„) mit einem Kollektor, der mit einem Anschluß einer Betriebsspannungsquelle und einem Emitter des ersten Transistors verbunden ist, wo-bei der zweite Transistor eine Basis aufweist, die mit einem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist; und eine Parallelschaltung (C., R5), die zwischen Masse und einem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und der Basis des zweiten Transistors verbunden ist und einen Kondensator (C.) und einen ohmschen Widerstand (R5) aufweist, wobei das externe Steuersignal über einen Emitter des zweiten Transistors erzeugt wird.
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