DE3323651C2

DE3323651C2 -

Info

Publication number: DE3323651C2
Application number: DE3323651A
Authority: DE
Inventors: Kalman Dipl.-Ing. 7000 Stuttgart De Szechenyi
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1983-07-01
Filing date: 1983-07-01
Publication date: 1987-07-02
Also published as: DE3323651A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers.

Durch die DE-AS 17 91 025 ist eine veränderbare Impedanz bekannt, die durch einen steuerbaren, über eine Impedanz rückgekoppelten Halbleiterverstärker zwischen dessen Ausgang und Masse dargestellt ist. Diese veränderbare elektronische Impedanz wird ohne Mitwirkung einer Spule gebildet und kann auch eine veränderliche Induktivität darstellen.

Durch die DE-AS 25 48 001 ist eine induktive Reaktanzschaltung mit hohem Q-Wert und veränderlicher Induktanz bekannt; die Schaltung besteht aus einer ersten und zweiten Wicklung, die gegenseitig magnetisch miteinander gekoppelt sind, einem Operationsverstärker und einem Rückführungswiderstand, wobei jeweils ein Endpunkt der ersten und zweiten Wicklung die Reaktanzanschlüsse bilden und der andere Endpunkt der ersten Wicklung mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist, dessen erster Steuereingang mit einem veränderlichen Anschluß der zweiten Wicklung und dessen zweiter Steuereingang über den Rückführungswiderstand mit dem den einen Reaktanzanschluß bildenden Endpunkt der ersten Wicklung verbunden ist.

Die DE-AS 20 48 369 beschreibt ferner eine Reaktanzschaltung, die einem Blindwiderstand parallel geschaltet ist und mit Hilfe eines Stromverstärkerelements einen zusätzlichen Blindstrom steuerbarer Größe liefert. Dabei liegt in Reihe mit dem Blindwiderstandselement der Eingang einer Stromfühlerschaltung, die an ihrem Ausgang einen sich synchron mit dem Strom im Blindwiderstandselement ändernden Steuerstrom für den in seiner Verstärkung regelbaren Stromverstärker liefert. Damit läßt sich der Gesamtblindwiderstand verändern, und zwar nur verringern.

Ferner ist durch die Veröffentlichung der "Patent Abstracts of Japan", Nr. 53-1 23 050, eine Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Induktivität eines Übertragers mit zwei Wicklungen bekanntgeworden, bei der ein dem Strom in der ersten Wicklung proportionaler Strom mittels einer steuerbaren Stromquelle verstärkt und dieser verstärkte Strom in die zweite Wicklung eingespeist wird. Zur Ableitung des dem Strom in der ersten Wicklung proportionalen Stroms wird ein gesonderter Übertrager verwendet, der das Volumen der Schaltungsanordnung wesentlich ausweitet.

Diesen bekannten Schaltungsanordnungen gegenüber besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers anzugeben, die als Bauteil ein geringes Volumen beansprucht.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Nähere Ausgestaltungen des Anmeldungsgegenstandes gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die Erfindung wird nun anhand zweier Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild eines Übertragers,

Fig. 2 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers mit drei Wicklungen gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers mit vier Wicklungen gemäß der Erfindung,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel zu Fig. 2 und

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel zu Fig. 3.

Fig. 1 zeigt einen Übertrager mit zwei Wicklungen, deren Induktivität mit L₁, L₂ bezeichnet ist. Die magnetische Kopplung zwischen beiden Wicklungen beträgt Nach Vernachlässigung der Streuinduktivität, d. h. bei einem Kopplungsfaktor k=1, läßt sich der Übertrager mit der folgenden Kettenmatrix beschreiben: wobei p die komplexe Frequenz σ+j ω ist.

Die nicht ideale Eigenschaft des Übertragers kommt beim Parameter A₂₁, der sogenannten Transfer-Admittanz, zum Ausdruck, wenn dieser Parameter nicht den Wert Null, sondern einen endlichen Wert hat. Um die Übertragungsqualität zu verbessern, muß die Transfer-Admittanz A₂₁ verringert werden. Die Aufgabe der Erfindung ist es also, die die Querinduktivität beinhaltende Transfer-Admittanz A₂₁ des Übertragers auf elektronischem Weg zu verringern.

In Fig. 2 wurde der Übertrager um eine dritte Wicklung ergänzt, deren Induktivität L₃ ist und die mit den anderen Wicklungen magnetisch gekoppelt ist. Die magnetische Kopplung bei einem Kopplungsgrad von k=1 beträgt

Der Strom i₁ der Primärwicklung L₁ durchfließt auch eine Matrixschaltung M, die ebenfalls von dem Sekundärwicklungsstrom i₂ durchflossen wird. Die Matrixschaltung bildet die Differenz dieser beiden Ströme und steuert mit dem Differenzstrom Δ i eine Stromquelle S, die eine Verstärkung von A=1 aufweist. Dabei ist:

Δ i = A₁i₁ - A₂i₂ (2)

Für die Parameter der Kettenmatrix ergeben sich folgende Gleichungen:

Für den Übertrager muß A₂₂=1/A₁₁ gelten. Aus den Gleichungen (3) und (6) ergibt sich:

Nach Gleichung (7) muß das Verhältnis der Stromverstärkungen dem Übersetzungsverhältnis des Übertragers entsprechen. Ist die Bedingung (7) erfüllt, gilt für die Kettenmatrix des Vierpols:

Aus dem Vergleich der Matrizen (1) und (8) sieht man, daß die Querimpedanz des Übertragers um den Faktor (1+A) zugenommen hat, wenn vorausgesetzt ist, daß L₁=L₂=L₃ ist. Das entspricht einer ebenso großen Querinduktivitätserhöhung.

Es ist in manchen Anwendungsfällen von Vorteil, wenn die zur Erhöhung der Induktivität benötigten elektronischen Schaltkreise von der Primär- und Sekundärwicklung des Übertragers völlig getrennt sind. In diesem Fall wird das Steuersignal der Stromquelle S durch die Integration der von einer zusätzlichen Wicklung L₄ gelieferten Spannung u₄ gewonnen, wie in Fig. 3 dargestellt ist. Hierzu dient der Integrator I. Für die Leerlaufspannung u₄ gilt:

u₄ = pM₁₄i₁ + pM₃₄Ai - pM₂₄i₂ (9) wobei T die Zeitkonstante des Integrators ist.

Aus den Gleichungen (9) und (10) ergibt sich:

Aus dem Vergleich der Gleichungen (11) und (2) ersieht man:

Die nach Gleichung (6) erforderliche Bindung zwischen A₁ und A₂ ist hier automatisch erfüllt.

Die Transfer-Admittanz des Vierpols ist Null, wenn RT=AM₃₄ ist. Das entspricht einer unendlich hohen Querinduktivität. Die Schaltung ist stabil, wenn TR AM₃₄ ist.

Die Wicklung L₄ kann durch die Wicklung L₃ ersetzt werden, da beide unbelastet sind.

Praktische Ausführungsbeispiele sind in den Fig. 4 und 5 gezeigt. Dabei bezieht sich die Fig. 4 auf die Fig. 2. In Fig. 4 liegt die Primärwicklung L₁ mit dem Eingang eines Operationsverstärkers OP 1 in Reihe. Zwischen seinem Ausgang und seinem negativen Eingang liegt ein Gegenkopplungswiderstand R. Sein positiver Eingang bildet eine Klemme des Schaltungseingangs und ist geerdet. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers ist über einen Widerstand R₁ mit einem gemeinsamen Punkt verbunden. In gleicher Weise liegt die Sekundärwicklung L₃ mit dem Eingang eines zweiten Operationsverstärkers OP 2 in Reihe. Zwischen seinem Ausgang und seinem negativen Eingang liegt ein Gegenkopplungswiderstand R′. Die Werte der Widerstände R und R′ sind untereinander gleich. Sein positiver Eingang bildet eine Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 ist über einen Widerstand R₁′ mit dem gemeinsamen Punkt verbunden, der an den negativen Eingang eines dritten Operationsverstärkers OP 3 geführt ist. Zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers OP 3 und seinem negativen Eingang liegt ein Gegenkopplungswiderstand R₁′′. Die Werte der Widerstände R₁, R₁′ und R₁′′ sind untereinander gleich. Der positive Eingang dieses Operationsverstärkers ist geerdet. Sein Ausgang ist über einen Emitterwiderstand R _E mit dem Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistors T 1 verbunden, dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand R _C an die dritte Wicklung L₃ angeschlossen ist. Die Basisvorspannung liefert eine Spannungsquelle U _B, während eine Spannungsquelle U _C dem Kollektor des Transistors über die Wicklung L₃ die Kollektorspannung zuführt.

Die Operationsverstärker OP 1, OP 2 und OP 3 bilden die in Fig. 2 gezeigte Matrixschaltung M. Am Ausgang des Operationsverstärkers OP 1 steht die Spannung -i₁R, am Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 herrscht die Spannung i₂R und am Ausgang des Operationsverstärkers OP 3, d. h. am Ausgang der Matrixschaltung, tritt die Spannung (i₁-i₂)R auf. Der die Wicklung L₃ durchfließende Differenzstrom beträgt:

Mit der Voraussetzung, daß L₁=L₂=L₃ und A₁=A₂=R/R _E ist, haben die Parameter der Kettenmatrix folgende Werte:

In den Fällen, in denen nicht mit einer geerdeten Eingangswicklung L₁ gearbeitet werden darf, wird die Ausführung nach Fig. 5 vorgeschlagen, die auf die Fig. 3 zurückgeht. Dort ist die vierte Wicklung L₄ geerdet und mit ihrem nicht geerdeten Ende an den positiven Eingang eines Operationsverstärkers OP 1 angeschlossen. Dieser Operationsverstärker ist mit seinem Ausgang über einen aus zwei Widerständen R₁, R₂ bestehenden Spannungsteiler mit der Erdklemme und über einen Widerstand R mit dem negativen Eingang eines weiteren Operationsverstärkers OP 2 verbunden, wobei der Abgriff des Spannungsteilers am negativen Eingang des Operationsverstärkers OP 1 liegt. Der positive Eingang des Operationsverstärkers OP 2 ist geerdet. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 ist über Parallel-RC-Glied R₃, C mit seinem negativen Eingang und über einen Emitterwiderstand R _E mit dem Emitter eines in Basisschaltung betriebenen Transistors T 1 verbunden. Der Transistor T 1 erhält seine Basisspannung von einer Spannungsquelle U _B. Sein Kollektor ist über einen Kollektorwiderstand R _C, die Wicklung L₃ und eine Spannungsquelle U _C mit Erde verbunden.

Am Ausgang des Operationsverstärkers OP 1 steht eine Spannung u₄, die folgenden Wert hat:

Die Spannung u₅ am Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 hat folgenden Wert:

Der über die Wicklung L₃ fließende Strom i₂ errechnet sich zu:

Mit den folgenden Werten: ergibt sich die effektive Verstärkung A* zu:

Die zweite Wicklung L₂ kann als Sekundärwicklung zur Übertragung beliebiger Signale dienen.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers, dadurch gekennzeichnet,

a) daß der durch die Primärwicklung (L₁) fließende Strom (i₁) und der durch die Sekundärwicklung (L₂) fließende Strom (i₂) so von einer Schaltung (M bzw. L₄, I) verarbeitet wird, daß diese den Differenzstrom (Δ i) dieser beiden Ströme bildet, und
b) daß dieser Differenzstrom (Δ i) eine steuerbare Stromquelle (S) steuert, der eine dritte Übertragerwicklung (L₃) parallel geschaltet ist und die diese Wicklung (L₃) speist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung durch eine Matrixschaltung (M) gebildet ist, der der Primärwicklungsstrom (i₁) und der Sekundärwicklungsstrom (i₂) unmittelbar zugeführt werden.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung durch eine vierte Übertragerwicklung (L₄) oder ersatzweise durch die dritte Übertragerwicklung (L₃) und einen durch die vierte bzw. dritte Übertragerwicklung gesteuerten steuerbaren Integrator (I) gebildet ist, dessen Ausgang den Differenzstrom (Δ i) liefert.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

a) die der Eingangsklemme abgewandte Seite der Primärwicklung (L₁) mit dem invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers (OP 1, Fig. 4), dessen Ausgang über einen ersten Widerstand (R) auf diesen Eingang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang an Masse liegt, verbunden ist,
b) die entsprechende Seite der Sekundärwicklung (L₂) mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers (OP 2), dessen Ausgang über einen zweiten Widerstand (R′) auf diesen Eingang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang die entsprechende Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung darstellt, verbunden ist,
c) der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP 1) über die Reihenschaltung eines dritten Widerstandes (R 1) und eines vierten Widerstandes (R 1′) mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (OP 2) verbunden ist,
d) an den Verbindungspunkt dieser Widerstände (R 1, R 1′) der invertierende Eingang eines dritten Operationsverstärkers (OP 3), der über einen fünften Widerstand (R 1′′) auf den Ausgang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang auf Masse liegt, angeschlossen ist,
e) der Ausgang des dritten Operationsverstärkers (OP 3) über einen sechsten Widerstand (R _E) mit dem Emitter eines NPN-Transistors (T 1) verbunden ist, dessen Basis über eine Gleichspannungsquelle (U _B), deren Minuspol an Masse liegt, und dessen Kollektor über einen siebten Widerstand (R _C) mit der einen Klemme der dritten Übertragerwicklung (L₃) verbunden ist, deren andere Klemme über eine Gleichspannung (U _C), deren Minuspol an Masse liegt, mit Masse verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß

a) die vierte Wicklung (L₄) mit einer Klemme an Masse gelegt und mit der anderen Klemme mit dem nicht invertierenden Eingang eines ersen Operationsverstärkers (OP 1, Fig. 5), dessen invertierender Eingang einerseits über einen ersten Widerstand (R₂) auf den Ausgang rückgekoppelt und andererseits über einen zweiten Widerstand (R₁) an Masse gelegt ist, verbunden ist,
b) der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP 1) über einen dritten Widerstand (R) mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers (OP 2) verbunden ist, bei dem dieser Eingang über eine Parallelschaltung aus einem vierten Widerstand (R₃) und einem Kondensator (C) auf dessen Ausgang rückgekoppelt ist und bei dem der nicht invertierende Eingang an Masse gelegt ist,
c) der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (OP 2) über einen fünften Widerstand (R _E) mit dem Emitter eines NPN-Transistors (T 1) verbunden ist, dessen Basis an eine Gleichspannungsquelle (U _B) angeschlossen ist, deren Minuspol an Masse liegt,
d) der Kollektor des Transistors (T 1) über einen sechsten Widerstand (R _C) mit der dritten Wicklung (L₃) verbunden ist, deren andere Klemme über den Pluspol einer Gleichspannungsquelle (U _C) an Masse gelegt ist.