DE3323651C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
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- H03H11/00—Networks using active elements
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- H03H11/48—One-port networks simulating reactances
- H03H11/485—Simulating inductances using operational amplifiers
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erhöhung
der Querinduktivität eines Übertragers.
Durch die DE-AS 17 91 025 ist eine veränderbare Impedanz
bekannt, die durch einen steuerbaren, über eine Impedanz
rückgekoppelten Halbleiterverstärker zwischen dessen Ausgang
und Masse dargestellt ist. Diese veränderbare elektronische
Impedanz wird ohne Mitwirkung einer Spule
gebildet und kann auch eine veränderliche Induktivität
darstellen.
Durch die DE-AS 25 48 001 ist eine induktive Reaktanzschaltung
mit hohem Q-Wert und veränderlicher Induktanz
bekannt; die Schaltung besteht aus einer ersten und zweiten
Wicklung, die gegenseitig magnetisch miteinander gekoppelt
sind, einem Operationsverstärker und einem Rückführungswiderstand,
wobei jeweils ein Endpunkt der ersten
und zweiten Wicklung die Reaktanzanschlüsse bilden und
der andere Endpunkt der ersten Wicklung mit dem Ausgang
des Operationsverstärkers verbunden ist, dessen erster
Steuereingang mit einem veränderlichen Anschluß der zweiten
Wicklung und dessen zweiter Steuereingang über den
Rückführungswiderstand mit dem den einen Reaktanzanschluß
bildenden Endpunkt der ersten Wicklung verbunden ist.
Die DE-AS 20 48 369 beschreibt ferner eine Reaktanzschaltung,
die einem Blindwiderstand parallel geschaltet ist
und mit Hilfe eines Stromverstärkerelements einen zusätzlichen
Blindstrom steuerbarer Größe liefert. Dabei liegt
in Reihe mit dem Blindwiderstandselement der Eingang einer
Stromfühlerschaltung, die an ihrem Ausgang einen sich
synchron mit dem Strom im Blindwiderstandselement ändernden
Steuerstrom für den in seiner Verstärkung regelbaren
Stromverstärker liefert. Damit läßt sich der Gesamtblindwiderstand
verändern, und zwar nur verringern.
Ferner ist durch die Veröffentlichung der "Patent Abstracts
of Japan", Nr. 53-1 23 050, eine Schaltungsanordnung
zur Erhöhung der Induktivität eines Übertragers mit zwei
Wicklungen bekanntgeworden, bei der ein dem Strom in der
ersten Wicklung proportionaler Strom mittels einer steuerbaren
Stromquelle verstärkt und dieser verstärkte Strom
in die zweite Wicklung eingespeist wird. Zur Ableitung
des dem Strom in der ersten Wicklung proportionalen
Stroms wird ein gesonderter Übertrager verwendet, der das
Volumen der Schaltungsanordnung wesentlich ausweitet.
Diesen bekannten Schaltungsanordnungen gegenüber besteht
die Aufgabe der Erfindung darin, eine Schaltungsanordnung
zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers anzugeben,
die als Bauteil ein geringes Volumen beansprucht.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen
Merkmale gelöst.
Nähere Ausgestaltungen des Anmeldungsgegenstandes gehen
aus den Unteransprüchen hervor.
Die Erfindung wird nun anhand zweier Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 das Schaltbild eines Übertragers,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung
zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers
mit drei Wicklungen gemäß der Erfindung,
Fig. 3 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung
zur Erhöhung der Querinduktivität eines Übertragers
mit vier Wicklungen gemäß der Erfindung,
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel zu Fig. 2 und
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel zu Fig. 3.
Fig. 1 zeigt einen Übertrager mit zwei Wicklungen, deren
Induktivität mit L₁, L₂ bezeichnet ist. Die magnetische
Kopplung zwischen beiden Wicklungen beträgt
Nach Vernachlässigung der Streuinduktivität,
d. h. bei einem Kopplungsfaktor k=1, läßt
sich der Übertrager mit der folgenden Kettenmatrix beschreiben:
wobei p die komplexe Frequenz σ+j ω ist.
Die nicht ideale Eigenschaft des Übertragers kommt beim
Parameter A₂₁, der sogenannten Transfer-Admittanz, zum
Ausdruck, wenn dieser Parameter nicht den Wert Null, sondern
einen endlichen Wert hat. Um die Übertragungsqualität
zu verbessern, muß die Transfer-Admittanz A₂₁ verringert
werden. Die Aufgabe der Erfindung ist es also,
die die Querinduktivität beinhaltende Transfer-Admittanz
A₂₁ des Übertragers auf elektronischem Weg zu verringern.
In Fig. 2 wurde der Übertrager um eine dritte Wicklung
ergänzt, deren Induktivität L₃ ist und die mit den anderen
Wicklungen magnetisch gekoppelt ist. Die magnetische
Kopplung bei einem Kopplungsgrad von k=1 beträgt
Der Strom i₁ der Primärwicklung L₁ durchfließt auch
eine Matrixschaltung M, die ebenfalls von dem Sekundärwicklungsstrom
i₂ durchflossen wird. Die Matrixschaltung
bildet die Differenz dieser beiden Ströme und steuert
mit dem Differenzstrom Δ i eine Stromquelle S, die
eine Verstärkung von A=1 aufweist. Dabei ist:
Δ i = A₁i₁ - A₂i₂ (2)
Für die Parameter der Kettenmatrix ergeben sich folgende
Gleichungen:
Für den Übertrager muß A₂₂=1/A₁₁ gelten. Aus den
Gleichungen (3) und (6) ergibt sich:
Nach Gleichung (7) muß das Verhältnis der Stromverstärkungen
dem Übersetzungsverhältnis des Übertragers entsprechen.
Ist die Bedingung (7) erfüllt, gilt für die
Kettenmatrix des Vierpols:
Aus dem Vergleich der Matrizen (1) und (8) sieht man, daß
die Querimpedanz des Übertragers um den Faktor (1+A) zugenommen
hat, wenn vorausgesetzt ist, daß L₁=L₂=L₃
ist. Das entspricht einer ebenso großen Querinduktivitätserhöhung.
Es ist in manchen Anwendungsfällen von Vorteil, wenn die
zur Erhöhung der Induktivität benötigten elektronischen
Schaltkreise von der Primär- und Sekundärwicklung des
Übertragers völlig getrennt sind. In diesem Fall wird das
Steuersignal der Stromquelle S durch die Integration der
von einer zusätzlichen Wicklung L₄ gelieferten Spannung
u₄ gewonnen, wie in Fig. 3 dargestellt ist. Hierzu
dient der Integrator I. Für die Leerlaufspannung u₄
gilt:
u₄ = pM₁₄i₁ + pM₃₄Ai - pM₂₄i₂ (9)
wobei T die Zeitkonstante des Integrators ist.
Aus den Gleichungen (9) und (10) ergibt sich:
Aus dem Vergleich der Gleichungen (11) und (2) ersieht
man:
Die nach Gleichung (6) erforderliche Bindung zwischen
A₁ und A₂ ist hier automatisch erfüllt.
Die Transfer-Admittanz des Vierpols ist Null, wenn
RT=AM₃₄ ist. Das entspricht einer unendlich hohen Querinduktivität.
Die Schaltung ist stabil, wenn TR AM₃₄
ist.
Die Wicklung L₄ kann durch die Wicklung L₃ ersetzt
werden, da beide unbelastet sind.
Praktische Ausführungsbeispiele sind in den Fig. 4 und 5
gezeigt. Dabei bezieht sich die Fig. 4 auf die Fig. 2. In
Fig. 4 liegt die Primärwicklung L₁ mit dem Eingang eines
Operationsverstärkers OP 1 in Reihe. Zwischen seinem
Ausgang und seinem negativen Eingang liegt ein Gegenkopplungswiderstand
R. Sein positiver Eingang bildet eine
Klemme des Schaltungseingangs und ist geerdet. Der Ausgang
dieses Operationsverstärkers ist über einen Widerstand
R₁ mit einem gemeinsamen Punkt verbunden. In
gleicher Weise liegt die Sekundärwicklung L₃ mit dem
Eingang eines zweiten Operationsverstärkers OP 2 in Reihe.
Zwischen seinem Ausgang und seinem negativen Eingang
liegt ein Gegenkopplungswiderstand R′. Die Werte der Widerstände
R und R′ sind untereinander gleich. Sein positiver
Eingang bildet eine Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung.
Der Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 ist
über einen Widerstand R₁′ mit dem gemeinsamen Punkt
verbunden, der an den negativen Eingang eines dritten
Operationsverstärkers OP 3 geführt ist. Zwischen dem Ausgang
des Operationsverstärkers OP 3 und seinem negativen
Eingang liegt ein Gegenkopplungswiderstand R₁′′. Die
Werte der Widerstände R₁, R₁′ und R₁′′ sind untereinander
gleich. Der positive Eingang dieses Operationsverstärkers
ist geerdet. Sein Ausgang ist über einen
Emitterwiderstand R E mit dem Emitter eines in Basisschaltung
betriebenen Transistors T 1 verbunden, dessen
Kollektor über einen Kollektorwiderstand R C an die
dritte Wicklung L₃ angeschlossen ist. Die Basisvorspannung
liefert eine Spannungsquelle U B , während eine
Spannungsquelle U C dem Kollektor des Transistors über
die Wicklung L₃ die Kollektorspannung zuführt.
Die Operationsverstärker OP 1, OP 2 und OP 3 bilden die in
Fig. 2 gezeigte Matrixschaltung M. Am Ausgang des Operationsverstärkers
OP 1 steht die Spannung -i₁R, am Ausgang
des Operationsverstärkers OP 2 herrscht die Spannung
i₂R und am Ausgang des Operationsverstärkers OP 3, d. h.
am Ausgang der Matrixschaltung, tritt die Spannung
(i₁-i₂)R auf. Der die Wicklung L₃ durchfließende
Differenzstrom beträgt:
Mit der Voraussetzung, daß L₁=L₂=L₃ und
A₁=A₂=R/R E ist, haben die Parameter der Kettenmatrix
folgende Werte:
In den Fällen, in denen nicht mit einer geerdeten Eingangswicklung
L₁ gearbeitet werden darf, wird die Ausführung
nach Fig. 5 vorgeschlagen, die auf die Fig. 3 zurückgeht.
Dort ist die vierte Wicklung L₄ geerdet und
mit ihrem nicht geerdeten Ende an den positiven Eingang
eines Operationsverstärkers OP 1 angeschlossen. Dieser
Operationsverstärker ist mit seinem Ausgang über einen
aus zwei Widerständen R₁, R₂ bestehenden Spannungsteiler
mit der Erdklemme und über einen Widerstand R mit
dem negativen Eingang eines weiteren Operationsverstärkers
OP 2 verbunden, wobei der Abgriff des Spannungsteilers
am negativen Eingang des Operationsverstärkers OP 1
liegt. Der positive Eingang des
Operationsverstärkers OP 2 ist geerdet. Der Ausgang des
Operationsverstärkers OP 2 ist über Parallel-RC-Glied
R₃, C mit seinem negativen Eingang und über einen Emitterwiderstand
R E mit dem Emitter eines in Basisschaltung
betriebenen Transistors T 1 verbunden. Der Transistor
T 1 erhält seine Basisspannung von einer Spannungsquelle
U B . Sein Kollektor ist über einen Kollektorwiderstand
R C , die Wicklung L₃ und eine Spannungsquelle U C mit
Erde verbunden.
Am Ausgang des Operationsverstärkers OP 1 steht eine Spannung
u₄, die folgenden Wert hat:
Die Spannung u₅ am Ausgang des Operationsverstärkers
OP 2 hat folgenden Wert:
Der über die Wicklung L₃ fließende Strom i₂ errechnet
sich zu:
Mit den folgenden Werten:
ergibt sich die effektive Verstärkung A* zu:
Die zweite Wicklung L₂ kann als Sekundärwicklung zur
Übertragung beliebiger Signale dienen.
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Querinduktivität
eines Übertragers, dadurch gekennzeichnet,
- a) daß der durch die Primärwicklung (L₁) fließende Strom (i₁) und der durch die Sekundärwicklung (L₂) fließende Strom (i₂) so von einer Schaltung (M bzw. L₄, I) verarbeitet wird, daß diese den Differenzstrom (Δ i) dieser beiden Ströme bildet, und
- b) daß dieser Differenzstrom (Δ i) eine steuerbare Stromquelle (S) steuert, der eine dritte Übertragerwicklung (L₃) parallel geschaltet ist und die diese Wicklung (L₃) speist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltung durch eine Matrixschaltung
(M) gebildet ist, der der Primärwicklungsstrom (i₁)
und der Sekundärwicklungsstrom (i₂) unmittelbar zugeführt
werden.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltung durch eine vierte Übertragerwicklung
(L₄) oder ersatzweise durch die dritte Übertragerwicklung
(L₃) und einen durch die vierte bzw. dritte
Übertragerwicklung gesteuerten steuerbaren Integrator
(I) gebildet ist, dessen Ausgang den Differenzstrom
(Δ i) liefert.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß
- a) die der Eingangsklemme abgewandte Seite der Primärwicklung (L₁) mit dem invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers (OP 1, Fig. 4), dessen Ausgang über einen ersten Widerstand (R) auf diesen Eingang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang an Masse liegt, verbunden ist,
- b) die entsprechende Seite der Sekundärwicklung (L₂) mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers (OP 2), dessen Ausgang über einen zweiten Widerstand (R′) auf diesen Eingang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang die entsprechende Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung darstellt, verbunden ist,
- c) der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP 1) über die Reihenschaltung eines dritten Widerstandes (R 1) und eines vierten Widerstandes (R 1′) mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (OP 2) verbunden ist,
- d) an den Verbindungspunkt dieser Widerstände (R 1, R 1′) der invertierende Eingang eines dritten Operationsverstärkers (OP 3), der über einen fünften Widerstand (R 1′′) auf den Ausgang rückgekoppelt ist und dessen nicht invertierender Eingang auf Masse liegt, angeschlossen ist,
- e) der Ausgang des dritten Operationsverstärkers (OP 3) über einen sechsten Widerstand (R E ) mit dem Emitter eines NPN-Transistors (T 1) verbunden ist, dessen Basis über eine Gleichspannungsquelle (U B ), deren Minuspol an Masse liegt, und dessen Kollektor über einen siebten Widerstand (R C ) mit der einen Klemme der dritten Übertragerwicklung (L₃) verbunden ist, deren andere Klemme über eine Gleichspannung (U C ), deren Minuspol an Masse liegt, mit Masse verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß
- a) die vierte Wicklung (L₄) mit einer Klemme an Masse gelegt und mit der anderen Klemme mit dem nicht invertierenden Eingang eines ersen Operationsverstärkers (OP 1, Fig. 5), dessen invertierender Eingang einerseits über einen ersten Widerstand (R₂) auf den Ausgang rückgekoppelt und andererseits über einen zweiten Widerstand (R₁) an Masse gelegt ist, verbunden ist,
- b) der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OP 1) über einen dritten Widerstand (R) mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers (OP 2) verbunden ist, bei dem dieser Eingang über eine Parallelschaltung aus einem vierten Widerstand (R₃) und einem Kondensator (C) auf dessen Ausgang rückgekoppelt ist und bei dem der nicht invertierende Eingang an Masse gelegt ist,
- c) der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (OP 2) über einen fünften Widerstand (R E ) mit dem Emitter eines NPN-Transistors (T 1) verbunden ist, dessen Basis an eine Gleichspannungsquelle (U B ) angeschlossen ist, deren Minuspol an Masse liegt,
- d) der Kollektor des Transistors (T 1) über einen sechsten Widerstand (R C ) mit der dritten Wicklung (L₃) verbunden ist, deren andere Klemme über den Pluspol einer Gleichspannungsquelle (U C ) an Masse gelegt ist.
Priority Applications (1)
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DE19833323651 DE3323651A1 (de) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | Schaltungsanordnung zur erhoehung der querinduktivitaet eines uebertragers |
Applications Claiming Priority (1)
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DE19833323651 DE3323651A1 (de) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | Schaltungsanordnung zur erhoehung der querinduktivitaet eines uebertragers |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Families Citing this family (2)
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Family Cites Families (3)
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US3539826A (en) * | 1967-09-01 | 1970-11-10 | Ibm | Active variable impedance device for large signal applications |
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SE378954B (de) * | 1974-11-15 | 1975-09-15 | Ericsson Telefon Ab L M |
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1983
- 1983-07-01 DE DE19833323651 patent/DE3323651A1/de active Granted
Also Published As
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DE3323651A1 (de) | 1985-01-17 |
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