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Ausgleichsschaltkreis für von einer Auf-
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zeichnungs- und Wiedergabevorrichtung für magnetische, digitale Daten
erzeugte Signalwellenformen Beschreibung Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung
zur Aufzeichnung und Wiedergabe von magnetischen, digitalen Daten, und insbesondere
einen Schaltkreis zum Ausgleichen der Wellenform eines Signals, welches durch eine
solche Vorrichtung von einem magnetischen Aufzeichnungsmedium wiedergegeben wird.
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Eine Aufzeichnungs- und Wiedergabevorrichtung der beschriebenen Art
umfaßt einen Magnetkopf, welcher ein binär kodiertes, digitales Signal von einem
Magnetband wiedergibt und das digitale Signal einem Wellenformausgleichsschaltkreis
über einen Verstärker zuführt. Der Ausgleichsschaltkreis dient dazu, die Abschwächung
der hochfrequenten Komponenten des Signals auszugleichen, welche-während des Aufzeichnungs-
oder Wiedergabevorganges auftritt. Für dieses Ausgleichen entfernt der Ausgleichsschaltkreis
einen Randbereich der Wellenform des Eingangssignals, wodurch eine sogenannte "geschmälerte"
Signalwellenform entsteht.
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Das Schmälern einer Signalwellenform in dem Ausgleichsschaltkreis
ist wirkungsvoll, um Interferenzen zwischen Wellenformen zu unterdrücken und damit
die Interferenz, die einer Abnahme in dem Intervall zwischen aufeinanderfolgenden
Magnetflußumkehrungen zuzuordnen ist, welche den zur Signalerfassung zur Verfügung
stehenden Bereich verringert.
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Solche Wellenformenausgleichsschaltkreise jedoch können nicht so ausgestaltet
werden, daß ein Signal unterhalb einer allgemein annehmbaren Grenze geschmälert
wird. Sollte das Eingangssignal auf 60% der Halbwertimpulsbreite einer einzelnen
Wellenform eines Eingangssignals verschmälert werden, würde der Spitzenwert um ungefähr
40% erniedrigt werden. Eine Verschmälerung eines Eingangssignals unter dieses Verhältnis
ist eine Schwierigkeit und ergibt vielmehr eine nicht ausreichende Arbeitsweise,
d.h. dient nur dazu, die Spitzenwerte einzelner Wellenformen zu erniedrigen.
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Ferner wird die Wellenform in diesem Zustand in einem so hohen Maße
kompensiert, daß unerwünschte, falsche Spitzen entstehen.
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Der Erfindung liegt die Zielsetzung zugrunde, für eine Signalwellenform,
die durch eine Vorrichtung zum Aufzeichnen und Wiedergeben magnetischer, digitaler
Daten erzeugt wird, einen Ausgleichsschaltkreis zu schaffen, welcher eine ganz einfache
Ausbildung aufweist, jedoch in wirkungsvoller Weise eine Wellenform mit irgendwelchen
erwünschten Frequenz- und Phaseneigenschaften ohne eine Störung zwischen Koden bei
einzelnen Wellenformen, welche in Abhängigkeit von Magnetflußumkehrungen auftreten.
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Eine weitere Zielsetzung der Erfindung besteht darin, einen allgemein
verbesserten Ausgleichsschaltkreis für eine Signalwellenform zu schaffen, welche
von einer Vorrichtung zum Aufzeichnen und Wiedergeben magnetischer, digitaler Daten
erzeugt wird.
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Eine Vorrichtung zum Ausgleichen der Wellenform eines von einem magnetischen
Aufzeichnungsmedium wiedergegebenen Signals,welche die vorliegende Erfindung enthält,
umfaßt einen Phasenschaltkreis, welcher eine Phase eines durch ihn hindurchgehenden
Signales verändert. Ein Addier-
schaltkreis verarbeitet das wiedergegebene
Signal, dessen Wellenform ausgeglichen werden soll. Ein erster Integrierschaltkreis
integriert ein Ausgangssignal des Addierschaltkreises und ändert eine Integrationszeitkonstante
von diesem. Ein zweiter Integrierschaltkreis integriert ein Ausgangssignal des ersten
Integrierschaltkreises.
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Ein Koeffizientenschaltkreis stellt den Pegel eines Ausgangssignals
des zweiten Integrierschaltkreises ein und liefert ein Ausgangssignal von diesem
an den Addierschaltschaltkreis. Der Addierschaltkreis verarbeitet das wiedergegebene
Signal und das Ausgangssignal des Koeffizientenschaltkreises.
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Gemäß der Erfindung schmälert bei einer Aufzeichnungs-und Wiedergabevorrichtung
für magnetische, digitale Daten ein Wellenformausgleichsschaltkreis ein von einem
magnetischen Aufzeichnungsmedium wiedergegebenes Signal, um eine Wellenform des
Signals zu korrigieren. Die Verstärkung und die Phase sind festgelegte Variable
während der Aufzeichnung und der Wiedergabe des digitalen Signals, so daß das wiedergegebene
Signal bei irgendwelchen erwünschten Frequenz- und Phaseneigenschaften ausgeglichen
werden kann, ohne Störung zwischen Koden zwischen einzelnen Wellenformen, welche
bei Magnetflußumkehrungen auftreten Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockdiagramm
eines Wiedergabesystems einer herkömmlichen Vorrichtung für die Aufzeichnung und
Wiedergabe magnetischer, digitaler Daten, Fig. 2 ein Schaltkreisdiagramm eines herkömmlichen
Wellenformausgleichsschaltkreises,
Fig. 3a-3c grafische Darstellungen
von Wellenformen, die die Arbeitsweise des Ausgleichsschaltkreises gemäß Fig. 2
darstellen, Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Wellenformausgleichsschaltkreises
nach der Erfindung, Fig. 5 ein Schaltkreisdiagramm, welches eine praktische Ausführung
des Ausgleichsschaltkreises gemäß Fig. 4 zeigt, Fig. 6a-6d grafische Darstellungen,
die eine Frequenzkennlinie, eine Phasenkennlinie bzw. eine Frequenzkennlinie eines
Teils des Ausgleichsschaltkreises darstellen, Fig. 7 eine grafische Darstellung
einer Frequenzkennlinie, welche bei einem Wellenformausgleichsschaltkreis erforderlich
ist, und Fig. 8-11 Blockdiagramme verschiedener Abwandlungen des Wellenformausgleichsschaltkreises
gemäß Fig. 4.
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Während der Ausgleichsschaltkreis nach der Erfindung für eine Signalwellenform,
welche von einer Vorrichtung zum Aufzeichnen und Wiedergeben, magnetischer, digitaler
Daten erzeugt wird, in einer Vielzahl physikalischer Ausführungsformen in Abhängigkeit
von den Umgebungsverhältnissen und den Verwendungsanforderungen vorliegen kann,
wurde eine beträchtliche Anzahl der hier gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen
hergestellt, geprüft und verwandt, und sie haben alle eine in höchstem Maße zufriedenstellende
Arbeitsweise gezeigt.
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Zur Verständniserleichterung der Erfindung wird kurz auf eine aus
dem Stand der Technik bekannte Vorrichtung zum Aufzeichnen und Wiedergeben magnetischer,
digitaler Daten, insbesondere deren Wiedergabesystem, welches in Fig. 1 gezeigt
ist, bezug genommen. Ein Magnetband 10 trägt ein binär kodiertes, digitales Signal,
welches durch eine Modulo-2-Summe (Berechnung mit exklusivem ODER-Tor) von digitalen
Daten in einem Bit eines erwünschten Binärkodes und digitalen Daten in einem anderen
Bit zwei Bits davorliegend erzeugt worden sein kann. Ein Magnetkopf 12 befindet
sich während der Wiedergabe in Betrieb, um das digitale Signal von dem Magnetband
10 wiederzugeben. Aufgrund der sich aus der Wicklungsweise des Kopfes 12 ergebenden
Eigenheit erscheint die wiedergegebene Signalwellenform als ein positiver Impuls,
wenn sich der Magnetfluß vom Negativen zum Positiven umkehrt, während die Signalwellenform
als ein negativer Impuls erscheint, wenn sich der Magnetfluß vom Positiven zum Negativen
umkehrt. Ein solches Signal wird von einem Wiedergabeverstärker 14 verstärkt und
anschließend mit einem Wellenform-Ausgleichsschaltkreis 16 verarbeitet.
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Der Ausgleichsschaltkreis 16 gleicht die Abschwächung der hochfrequenten
Komponenten aus, welche während des Aufzeichnungs- oder Wiedergabevorganges aufgetreten
ist, wobei das Signal in ein 3-Pegel-Signal umgewandelt wird, welches auf dem Teilansprechsystem
basiert.
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Bei Signalpegeln entsprechend +1, 0 und -1 wird das Signal einem Taktimpuls-Wiedergewinnungsschaltkreis
und einem automatischen Schwellensteuerschaltkreis 20 zugeführt.
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Der Taktimpuls-Wiedergewinnungsschaltkreis 18 erzeugt ein Taktsignal
CLK in Abhängigkeit von Taktsignaldaten, die aus dem Ausgangssignal des Ausgleichsschaltkreises
16 erhalten worden sind. Die Schwellensteuerung 20 kann das Ausgangssignal des Ausgleichsschaltkreises
16 zu dem ursprünglichen binärkodierten Digitalsignal unter Steuerung durch
das
Taktsignal CLK verarbeiten, welches dem Taktimpulswiedergewinnungsschaltkreis 18
zugeführt wird. Für diesen Zweck wandelt die Schwellensteuerung 20 das 3-Pegelsignal
zurück in ein Binärsignal um, in dem die Signalpegel +1 und -1 beide als +1 und
der Signalpegel O zu 0 bestimmt werden. Während einer solchen Identifizierung der
Signalpegel erzeugt die Schwellensteuerung 20 eine Steuerspannung, welche eine geeignete
Zeitkonstante aufweist und irgendeiner Amplitudenänderung bei dem wiedergegebenen
Signal gut folgt, wodurch ein optimaler Schwellenwert eingestellt wird, mit dem
die Signalpegel verglichen werden. Das binärkodierte Digitalausgangssignal von der
Schwellensteuerung 20 wird einer Ausgangsklemme 22 zugeführt.
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Bisher wurde der Wellenform-Ausgleichsschaltkreis 16 durch einen Ausgleichsschaltkreis
von der Art eines Kosinus-Ausgleichsschaltkreises gebildet, wie z.B. der in Fig.
2 dargestellte. Das über eine Eingangsklemme 24 des Ausgleichsschaltkreises einlaufende
Signal wird über einen Anpassungswiderstand 26 einem Verzögerungselement 28 zugeführt,
welches eine Verzögerungszeit t aufweist. Gleichzeitig wird das Eingangssignal an
eine Verstärkungssteuerung 30 gekoppelt. Das Ausgangssignal des Verzögerungselementes
28 wird einem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (op amp)
32 geführt. Wenn dieses als Zeitfunktion f(t) ausgedrückt wird, kann das Eingangssignal
an der Eingangsklemme 24 durch (fest) + t ) dargestellt werden. Da der nicht-invertierende
Eingangsanschluß des op amp 32 offen ist, wird das Signal f(t) von dem op amp 32
zurückgeschickt, um durch das Verzögerungselement 28 hindurchzugehen und es erscheint
als ein reflektiertes Signal f(t - 1f ). Dieses Signal f (t - t ) wird zu dem Eingangssignal
f(t +'kr) an dem Verknüpfungspunkt zwischen dem Anpassungswiderstand 26 und dem
Verzögerungselement 28 addiert.
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Es sei angenommen, daß das Signal f (t) beispielsweise eine einzelne
Wellenform gemäß Fig. 3a darstellt. Dann weist das Eingangssignal f(t + t ) eine
durch gestrichelte Linienführung in Fig. 3b dargestellte Wellenform auf, während
das reflektierte Signal f(t - f ) eine in der gleichen Zeichnung durch die Punkt-Strich
Linie dargestellte Wellenform hat. Die Summe der Signale f(t +t ) und f(t - t )
die an dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 26 und dem Verzögerungselement
26 auftreten, d.h. f(t + t ) + f(t - t ), wird mit K/2 in bezug auf die Amplitude
durch die Verstärkungssteuerung 30 multipliziert, so daß diese mit einer solchen
Wellenform vorliegt, wie es mit durchgezogener Linienführung in Fig. 3b dargestellt
ist. Das Summensignal wird an einen invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
32 gegeben.
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Als Ergebnis liefert der Operationsverstärker 32 ein Ausgangssignal
f(t) - {K2Ff(t + T)J T f(t - t)} ~, dessen Wellenform in Fig. 3c dargestellt ist.
In der Fig. 3c läßt sich erkennen, daß die Wellenform des Ausgangssignals des Operationsverstärkers
32 eine sogenannte verschmälerte Fassung der Eingangswellenform darstellt, deren
Randbereich nunmehr nicht vorliegt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 32 wird
einer Ausgangsklemme 34 zugeführt.
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Somit ist die Verschmälerung der Eingangswellenform erfolgreich, um
eine Störung zwischen Wellen zu unterdrücken, wodurch eine Störung aufgrund einer
Abnahme des Flußumkehrintervalls verringert wird, welche den Bereich zur Signalerfassung
verringern würde. Jedoch ist der aus dem Stand der Technik bekannte Wellenform-Ausgleichsschaltkreis
nicht vollkommen zufriedenstellend aufgrund der vorhergehend erörterten Probleme.
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Es wird nun auf die Fig. 4 bis 7 bezug genommen, um im einzelnen einen
Wellenformausgleichsschaltkreis zu be-
schreiben, der die Erfindung
aufweist, welche eine bemerkenswerte Lösung für jene Probleme darstellt.
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Es wird auf die Fig. 4 und 5 bezug genommen, die einen Ausgleichsschaltkreis
in der Form eines Blockdiagrammes und eine praktische Ausführung als Schaltkreisdiagramm
zeigen. Der Ausgleichsschaltkreis weist eine Eingangsklemme 40 auf, an die ein Eingangssignal
Vi gelegt wird, welches ein Signal sein kann, welches durch die Wiedergabe eines
Digitalsignals mittels eines Magnetkopfes (dieser ist nicht dargestellt) von einem
Magnetband erhalten wird. Das Eingangssignal V. wird an einen primären Phasenschaltkreis
42 gekoppelt, welcher eine Übertragungsfunktion G1(s) aufweist. Wie es in Fig. 5
gezeigt ist, besteht der primäre Phasenschaltkreis 42 aus einem Widerstand 420 mit
einem Widerstandswert R1, einem veränderbaren Widerstand 422 mit einem Widerstandswert
VR1, einem Kondensator 424 (Kapazität C1) welcher mit dem veränderbaren Widerstand
422 als Integrationsschaltkreis zusammenarbeitet, einem Operationsverstärker 426
und einem Widerstand 428, der einen Widerstandswert R2 aufweist und zwischen einem
Ausgangsanschluß und einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 426
verbunden ist. Das über die Eingangsklemme 40 eingegebene Signal V. wird dem invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 426 über den Widerstand 420 und einem nicht-invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 426 über den veränderbaren Widerstand 422 zugeführt.
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Die Übertragungsfunktion G1(s) des primären Phasenschaltkreises 42
ergibt sich somit zu: s (s) = 1 1/T1 (1) 1 s + 1tT
wobei sich für
die Integrationszeitkonstante ergibt T1 VR3 . C3.
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Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 426 in dem primären Phasenschaltkreis
42 wird einem Integrationsschaltkreis 44 zugeführt, welcher eine Übertragungsfunktion
G2(s) aufweist. Der Integrationsschaltkreis 44, wie er in Fig. 5 gezeigt ist, umfaßt
einen veränderbaren Widerstand 440 mit einem Widerstandswert VR2 und einen Kondensator
442, welcher mit einem Anschluß an Masse liegt und mit seinem anderen Anschluß mit
der Verbindung zwischen dem veränderbaren Widerstand 440 und einem nicht-invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers 46 verbunden ist. Der Kondensator 442 hat eine
Kapazität C2 Die Übertragungsfunktion G2 (s) ergibt sich zu: G2(s) - 1 + sT2 (2)
mit der Integrationszeitkonstanten T2 = VR2 C2.
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Der Integrationsschaltkreis 44 liefert ein Eingangssignal mit einem
solchen Verlauf, daß es im wesentlichen im niederen Frequenzbereich flach bleibt,
jedoch im Bereich hoher Frequenzen oberhalb einer speziellen Abschneidefrequenz
abgeschwächt wird, welche durch die Integrationszeitkonstante T2 bestimmt wird.
Der Ausgang des Integrators 44 wird einer Impedanzumwandlung an dem Operationsverstärker
46 ausgesetzt, welcher die Funktion eines Spannungsfolgers hat. Das Ausgangssignal
des Operationsverstärkers 46 wird in einem Addierschaltkreis 48 behandelt, damit
von jenem ein Ausgangssignal von einem Koeffizientenschaltkreis 50 subtrahiert wird.
Der Ausgang des Addierschaltkreises 48 wird ferner einem Integrationsschaltkreis
52 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion G3(s) ist. Das Ausgangssignal
des
Integrationsschaltkreises 52 wird über einen weiteren Integrationsschaltkreis 54,
der eine Übertragungsfunktion F4(s) aufweist, dem Koeffizientenschaltkreis 50 zugeführt,
während es an einer Ausgangsklemme 56 als ein Ausgangssignal VO geführt wird.
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Wie es in Fig. 5 gezeigt ist, ist der usgang des Operationsverstärkers
46 mit einem Widerstand 482 mit einem Widerstandswert R3 verbunden, welcher wiederum
mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 580 verbunden ist.
Eine Parallelschaltung aus einem veränderbaren Widerstand 484 mit einem Widerstandswert
VR3 und einem Kondensator 52 mit einer Kapazität C3 ist zwischen einem Ausgang und
dem 3 invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 480 verbunden. Man sieht,
daß der Operationsverstärker 480, der Widerstand 482 und die erwähnte Widerstand-Kondensator-Parallelschaltung
den Addierschaltkreis 48 und den Integrationsschaltkreis 42 in Kombination bilden.
Deshalb kann die Übertragungsfunktion G3(s) des Integrationsschaltkreises 52 ausgedrückt
werden durch VR3 1 G3 (s) = R3. 1 + s.T3 (3) 3 Mit der Integrationszeitkonstanten
T3= VR3 * C3.
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Ferner ist ein Widerstand 540 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers
480 und einem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 58 verbunden
und weist einen Widerstandswert R4 auf. Ein Kondensator 542 mit einer Kapazität
C4 ist mit einem Anschluß mit Masse und mit dem anderen Anschluß mit der Verbindung
zwischen dem Widerstand 540 und dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
58 verbunden. Der Widerstand 540 und der Kondensa-
tor 542 dienen
in Kombination als Integrationsschaltkreis 54. Ein Ausgang des Operationsverstärkers
58 ist mit dessen nicht-invertierenden Eingang und mit dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 580 über einen veränderbaren Widerstand 500 mit einem
Widerstandswert von VR4 verbunden. In diesem Schaltkreis dient der Operationsverstärker
58 als ein Spannungsfolger, während- der veränderbare Widerstand 500 zusammen mit
dem Widerstand 482 den Koeffizientenschaltkreis 50 bildet. Deshalb kann die Übertragungsfunktion
G4(s) des Integrationsschaltkreises 54 und die Übertragungsfunktion K des Koeffizientenschaltkreises
50 durch die folgenden Gleichungen dargestellt werden: G4(s) = 1 + (4) 4 mit der
Integrationszeitkonstanten T4 = R4 C4, und R3 (5) VR4 Aus dem Vorhergehenden folgt,
daß die Übertragungsfunktion G (s) des gesamten Ausgleichsschaltkreises, der in
den Fig. 4 und 5 gezeigt ist, erhalten wird als:
mit G4(s) (s) Gleichung 6 gibt die Mittenfrequenz fO, Q und die
Verstärkung A bei der Mittenrequenz f0 wie folgt:
mit R1 1 R2 Die mit dieser Ausführungsform erzielbare Frequenzcharakteristik ist
durch die durchgezogene Kurve I in Fig. 6a dargestellt, welche durch die Gleichungen
(7) bis (9) erhalten wird. Für die Halbwertsimpulsbreite ergibt sich 1/(VR3 C3).
In Fig. 6a bedeutet fL eine Abschneidefrequenz, die durch die Integrationszeitkonstante
T4 bestimmt ist und gleich einer Abschneidefrequenz fL der Frequenzcharakteristik
des Integrationsschaltkreises 54 ist, die in Fig. 6c angegeben ist. Die Frequenzcharakteristikkurve
I bleibt bei dieser Ausführungsform im wesentlichen im Bereich niederer Frequenzen
unterhalb des Abschneidepegels # fL flach und ihre Verstärkung A' ergibt sich durch
mit K' = VR3 /R3, k = K'K + 1 und G2(s) = 1.
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So erhält man A1 = T (11) k Man sieht aus Gleichung (9), daß der Frequenzgang
I einer fortschreitenden Änderung ausgesetzt ist, wenn die Zeitkonstante T2 größer
wird, wie es durch die gestrichel, Linienführung II und eine Strich-Punkt-Linie
III in Fig. 6a gezeigt ist. Die in Fig. 6d gezeigten Kurven stellen eine fortschreitende
Änderung der Charakteristik der Übertragungsfunktion Go(s) in Übereinstimmung mit
der Integra tionszeitkonstanten T2 dar. Der Widerstandswert VR4 des veränderbaren
Widerstandes 500 kann eingestellt werden 7 um, wie man aus Gleichung (7) entnehmen
kann, die Mittenfrequenz f zu verändern, wie es erwünscht sein kann, um eine gewisse
Frequenzcharakteristik für Ausgleichszwecke einzustellen. Eine andere Möglichkeit
für eine solche veränderbare Mittenfrequenz fg besteht darin, entweder einen der
Widerstände 540 und Kondensatoren 486 und 542 so auszubilden, daß der Widerstandswert
R4 oder die Kapazitäten C3 oder C4 gesteuert bzw. eingestellt werden können.
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Wenn man die Mittenfrequenz fO veränderbar macht, so wird Q auch veränderbar,
wie es aus der Gleichung (8) folgt, wobei Q über den Widerstandswert VR3 des veränderbaren
Widerstandes 484 aufgrund der unveränderten Bandbreite durch Verwendung eines vorbestimmten
Wertes für die Frequenz fg einstellbar ist, wie es erwünscht ist.
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Die der beschriebenen und dargestellten Ausführungsform zueigene Phasencharakteristik
ist in Fig. 65 angegeben.
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Die Kurve zeigt, daß die Phasencharakteristik so bestimmt werden kann,
daß eine Linearität in einem erwünschten Frequenzbereich erzielt wird.
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Auf diese Weise sind die Widerstandswerte VR1, VR2, VR3 und VR4 der
veränderbaren Widerstände 422,440,484 und 500 frei für eine Einstellung, um irgendeine
erwünschte Frequenz-und Phasencharakteristik zu erzielen, welche für den Ausgleich
optimal sind.
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Es sei angenommen, daß die auszugleichende Ausgleichscharakteristik,
welche zum Ausgleichen der Wellenform eines wiedergegebenen Signals erforderlich
ist, dargestellt wird durch G(s), dann wird diese Charakteristik G(s) ausgedrückt
durch: G(s) = R(s) G(s) = R(s) | (12) worin R(s) die Ubertragungsbandbreite ist,
welche zur Übertragung eines wiedergegebenen Signals ohne Störung zwischen den Koden
erforderlich ist, und worin H(s) die Charakteristik eines Signals ist, welches durch
Aufzeichnen und Wiedergeben eines Digitalsignals mittels eines Magnetkopfes und
eines Magnetbandes erhalten wird.
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Es wird auf die Fig. 7 bezug genommen, in der die durch die Gleichung
(12) angegebene Beziehung grafisch dargestellt ist. Die Strich- Punkt-Linie IV in
Fig. 7 stellt die ideale Tiefpass-Charakteristik für eine Abschneidefrequenz f1
(Kreisfrequenz kll 2 ~1). Die ideale Tiefpass-Charakteristik IV wird eine sinusoidale
Dämpfungscharakteristik als Übertragungscharakteristik, welche praktisch gesehen
eine störende Wechselwirkung zu Null werden läßt. Wo das Verhältnis einer Kreisfrequenz
#x zu der Kreisfrequenz #1, welches in Fig. 7 gezeigt ist nämlich 6Ex/oo1 als eine
Konstante K1 angenommen wird, wird eine volle Kosinus-Dämpfung -Charakteristik erhalten,
wenn K1 = 1 ist. Dies wird in hohem Maße für die Grundbandbreite-Übertragung verwendet.
Bezüglich der Kreisfrequenz W1 wird die Übertragungsbandbreite
R(s)
auf die sinusoidale Charakteristik abgeschnitten. Mit der Bedingung K1< 1 kann
die Bandbreite R(s) wegen der Abnahme der Kreisfrequenz c3 schmaler gemacht werden,
während die Dämpfungs -Charakteristik scharf anwächst, so daß ein Überschwingen
bei einer einzelnen Wellenform erheblich wird, welches bei der Flußumkehr während
der Wiedergabe auftritt. Dennoch wird keine Störung zwischen den Koden zwischen
unterschiedlichen Spitzenpegeln beobachtet. Die Summe der Winkelfrequenzen fiJ1
1 und QJx ist x hier # 2 Somit wird die Bandbreite R(s) oder der Koeffizient K1
durch die Signalcharakteristik H(s) bestimmt und dies bestimmt wiederum die Ausgleichscharakteristik
G(s) aufgrund der Gleichung (12). Es ergibt sich, daß die Ausgleichscharakteristik
durch Aufstellen einer Beziehung G (s) = G(s) mittels Gleichung (6) erhalten wird.
Die Phasencharakteristik, welche durch die in Fig. 7 gezeigte Beziehung geschaffen
wird, muß von einer Übertragungsstörung bis zu der Kreisfrequenz C3 frei sein, so
lange K1 = 1ist, und dieses wird ohne weiteres in übereinstimmung mit der Erfindung
erreicht. Dies trägt in hohem Maße zu einer Verbesserung des für die Signalerfassung
erforderlichen Abstandes bei.
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Zusammenfassend sieht man, daß die Erfindung einen Wellenformausgleichsschaltkreis
angibt, bei dem sowohl die Verstärkung als auch die Phase einstellbar sind, um die
erwünschte Frequenz- und Phasencharakteristik ohne weiteres zu erhalten, so daß,
wenn das Eingangssignal eine einzelne Welle ist, ihre Halbwertimpulsbreite ungefähr
1/3 bis 1/4 ohne irgendeine wesentliche Abnahme des Spitzenwertes schmaler gemacht
werden kann.Zusätzlich kann die Wellenform optimal ausgeglichen werden ohne Störung
zwischen den Koden zwischen einzelnen Wellenformen während der Flußumkehrungen selbst
bei irgendeiner erwünschten Bedingung,
bei der K1 < 1 ist, damit
eine Anpassung an irgendwelche Wiedergabecharakteristiken erhalten wird. Ferner
können dort, wo ein Magnetkopf mehrere Spuren aufweist und binär kodierte Digitalsignale
spurweise aufgezeichnet und wiedergegeben werden sollen, die unterschiedlichen Wiedergabecharakteristiken
der verschiedenen Spuren ohne weiteres ausgeglichen werden bzw. eine Anpassung an
diese erfolgen. Dies sorgt für einen Ausgleich der Zerstörung von Charakteristiken,
welche von der immer weiter zunehmenden Spurdichte herkommt.
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Verschiedene Abwandlungen sind für den Durchschnittsfachmann möglich,
nachdem er die Lehre der vorliegenden Offenbarung aufgenommen hat, ohne von dem
Erfindungsgedanken abzuweichen. Beispielsweise, wie es Fig. 8 zeigt, kann die Übertragungsfunktion
Go(s) der Gleichung (6) dadurch erhalten werden, daß die Stellung des binären Phasenschaltkreises
42 und des Integrationsschaltkreises 44, wie sie Fig. 4 und. 5 zeigt, umgekehrt
werden. Der Integratorschaltkreis 44 kann sogar weggelassen werden, wie es Fig.
9 zeigt. Ferner kann gemäß Fig. 10 die Eingangsklemme 40 direkt mit dem Addierschaltkreis
48 verbunden werden und der primäre Phasenschaltkreis 42 kann zwischen dem Integrationsschaltkreis
52 und eine Ausgangsklemme 56 geschaltet werden. Ferner kann, wie es Fig. 11 zeigt,
der Integrationsschaltkreis 44 zwischen den primären Phasenschaltkreis 42 und die
Ausgangsklemme 56 in Fig. 10 geschaltet werden.
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Da der wesentliche Grundgedanke darin liegt, die Integrationszeitkonstanten
T1, T2 und T3 zu verändern, können die veränderbaren Widerstände 422, 440 und 484
durch feste Widerstände ersetzt werden, wenn die Kondensatoren 424,442 und 486 mit
veränderbaren Kapazitäten versehen sind.
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Der Koeffizientenschaltkreis 50 kann einen veränderbaren Subtraktionskreis
oder einen Verstärker mit verderbarem Verstärkungskoeffizienten statt des Widerstandes
500 umfassen, obgleich ein fester Widerstand statt des Widerstandes 500 erforderlich
ist, welcher mit dem Rechenschaltkreis 48 zu verbinden ist. Ferner kann der Koeffizientenschaltkreis
50 mit einem festen Koeffizienten versehen sein.