DE3241821C2

DE3241821C2 -

Info

Publication number: DE3241821C2
Application number: DE3241821A
Authority: DE
Inventors: Bogdan Dipl.-Ing. 8039 Puchheim De Brakus; Josef Dipl.-Ing. 8000 Muenchen De Ruehfel
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1982-11-11
Filing date: 1982-11-11
Publication date: 1990-09-20
Also published as: DE3241821A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschriebenen Art.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-AS 20 40 793 bekannt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist in einem primären Lastkreis eines Umrichters die Kollektor- Emitterstrecke eines Schalttransistors und in Serie dazu die Primärwicklung eines Stromwandlers angeordnet. Der Stromwandler weist eine zur Rückkopplung in den Steuerkreis des Schalttransistors dienende Sekundärwicklung und eine Tertiärwicklung auf, die zur Gegenkopplung bzw. Einkopplung eines Ausräumstromes zur Entladung der Basis-Emitterkapazität des Schalttransistors dient. In Serie zur Sekundärwicklung und in Serie zur Tertiärwicklung ist jeweils eine Diode angeordnet. Zwei Steuertransistoren, die mit Hilfe von Steuerimpulsen einer Steuerimpulsquelle im Gegentakt ein- und ausgeschaltet werden, legen abwechselnd die Sekundärwicklung mit zugehöriger Diode und die Tertiärwicklung mit zugehöriger Diode an die Steuerstrecke des Schalttransistors. Mit Hilfe eines der beiden Steuertransistoren wird auch eine der Sperrichtung des Schalttransistors entsprechende Gleichspannungsquelle und mit Hilfe des anderen der beiden Steuertransistoren über einen Widerstand eine der Durchlaßrichtung des Schalttransistors entsprechende Hilfsspannungsquelle an die Steuerstrecke des Schalttransistors gelegt.

Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet der Erfindung sind Gleichstromumrichter, Schaltnetzteile und Wechselrichter. Wenn derartige Geräte sehr hohe Ausgangsleistungen erbringen sollten, treten Probleme auf, die sich mit der herkömmlichen Schaltungstechnik nicht befriedigend lösen lassen. Wenn ein Wechselrichter bei einer Eingangsspannung von beispielsweise 40 V eine Ausgangsleistung von beispielsweise 6 kV erbringen soll, müssen die im Lastkreis angeordneten Leistungshalbleiterschalter Ströme von etwa 200 Ampère schalten. Aus bekannten Gründen (kleine Transformatoren) soll die Schaltfrequenz etwa 20 kHz oder mehr betragen und die Schaltverluste sollen so gering wie möglich sein.

Für derartige Anwendungen ist die bekannte Schaltungsanordnung insbesondere deshalb nicht ohne weiteres geeignet, weil bei dem dort vorgesehenen Übertragerelement und der Rückkopplungsschaltung ein vergleichsweise hoher Magnetisierungsstrom erforderlich ist, um ein hinreichend großes Rückkopplungssignal zu gewinnen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine wie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebene Schaltungsanordnung so auszubilden, daß sie für große Ströme geeignet ist und bei hoher Schaltfrequenz geringe Verluste aufweist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 mit den Maßnahmen gelöst, die im Kennzeichen des Anspruches 1 angegeben sind.

Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen ergibt sich, daß zur Rückkopplung eines aus dem im Lastkreis fließenden Strom abgeleiteten Signals in den Steuerkreis des Leistungshalbleiterschalters gebildeten Kapazität nur zwei Wicklungen eines Übertragerelementes erforderlich sind. Da die bei der bekannten Schaltungsanordnung erforderlichen Entkopplungsdioden entfallen und beim Anmeldungsgegenstand die zusätzlichen zum Leistungshalbleiterschalter vorgesehenen Halbleiterschalter Feldeffekttransistoren sind und daher eine vergleichsweise sehr niederohmige Schaltstrecke aufweisen, kommt das Übertragerelement darüberhinaus mit einem besonders geringen Kernquerschnitt aus.

Ein wichtiger Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung besteht daher darin, daß das Übertragerelement außerordentlich einfach ausgebildet werden kann.

Durch das schnelle Ein- und Ausschalten des im Lastkreis liegenden Leistungshalbleiterschalters ergeben sich Stromänderungsgeschwindigkeiten von der Größenordnung 1A/1ns. Die Erfindung hat den weiteren Vorteil, daß bei den sehr hohen Stromänderungsgeschwindigkeiten, die für Umrichter hoher Leistung erforderlich sind, weder die durch das Übertragerelement verursachten Verluste im Lastkreis noch die von den starken Stromänderungen verursachten Streuerscheinungen untollerierbar groß werden. Außerdem ist die Ansteuerleistung, die die Steuerimpulsquelle zum impulsweisen Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters aufzubringen hat, besonders klein.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Ansprüche 2-8, auf die hiermit zur Verkürzung der Beschreibung ausdrücklich verwiesen wird.

Die durch sie erzielbaren Vortiele ergeben sich aus der weiter unten gegebenen Beschreibung des in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispieles der Erfindung.

Im folgenden sei die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 zeigt einen Gleichstromwandler in einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 zeigt eine Reihe von Zeitdiagrammen zur Veranschaulichung von Strom- und Spannungsverläufen an ausgewählten Punkten der Schaltung gemäß Fig. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung besitzt einen primären Lastkreis, der über eine Drossel L 1, die Primärwicklung eines Transformators U 1, die Emitter-Kollektor-Strecken E-C von sechs mit allen Elektroden parallelgeschalteten Leistungstransistoren T 1 bis T 6 und die Primärwicklung U 2(I) eines Übertragerelementes U 2 zur Rückkopplung verläuft und der von einer mit U _E bezeichneten Eingangsgleichspannungsquelle gespeist ist. Der primäre Lastkreis ist über einen Kondensator C 1 sehr hoher Kapazität abgeblockt, so daß die durch schnelle Stromänderungen verursachten hochfrequenten Stromanteile nicht auf die Eingangsgleichspannungsquelle U _E bzw. die Zuleitungen zurückwirken.

Die Sekundärwicklung des Transformators U 1 speist den Ausgangsstromkreis. Die an ihr auftretende Spannung wird in Gleichrichtern G 8 und G 9 gleichgerichtet und durch ein aus einer Drossel L 2 und einem Kondensator C 2 bestehendes Siebglied geglättet. An den Ausgangsklemmen steht die gewünschte Ausgangsspannung U _A zur Verfügung.

Der primäre Lastkreis wird von den Leistungstransistoren T 1 bis T 6 periodisch ein- und ausgeschaltet, so daß die Eingangsspannung U _E transformierbar wird. Das Ein- und Ausschalten der Leistungstransistoren T 1 bis T 6 wird von einer externen Taktquelle U _TAKT gesteuert, deren Frequenz beispielsweise 20 KHz beträgt. In dem Basis-Emitter-Steuerkreis der Leistungstransistoren T 1 bis T 6 sind niederohmige Halbleiterschalter T 7, T 8 und T 9 wirksam, deren Funktion im einzelnen weiter unten erläutert wird. Diese Halbleiterschalter sind vorzugsweise Leistungs-MOS- Feldeffekttransistoren, wie sie unter der Handelsbezeichung SIPMOS allgemein bekannt sind. Zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren T 7 bis T 9 aus der externen Taktquelle U _TAKT dienen Pufferverstärker J 1 bzw. J 2. Den Feldeffekttransistoren T 7 und T 8, deren zwischen gate- und source- Elektroden G bzw. S liegende Steuerstrecken zueinander parallelgeschaltet sind und die mithin im Gleichtakt ein- und ausgeschaltet werden, sind noch weitere Transistoren T 11 und T 12 vorgeschaltet.

Zur raschen Umsteuerung der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 in den leitenden Zustand dient ein Stromimpuls, der aus einer Hilfsspannungsquelle U _H bezogen wird. In dem entsprechenden Stromkreis liegen ein Kondensator C 4 und ein diesem parallelgeschalteter Widerstand R 1. Ein der Hilfsspannungsquelle U _H parallelgeschalteter Kondensator C 5 dient zur Abblockung.

Es ist ferner eine Gegengleichspannungsquelle U _G vorgesehen, die während der Ausschaltphasen der Taktquelle U _TAKT mit den Basis-Emitter-Strecken der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 verbunden ist. Das Übertragerelemment U 2 besitzt außer der beretis erwähnten Primärwicklung (I), die vorzugsweise ausschließlich aus der durch den entsprechenden Übertragerring hindurchgeführten Zuleitung zu den Emittern der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 besteht, eine Sekundärwicklung (II) in welcher ein Rückkopplungsstrom für die Leistungshalbleiterschalter induziert wird.

Im folgenden sei die Wirkungsweise der dargestellten Schaltung unter Bezugnahme auf die in Fig. 2 gezeigten Zeitdiagramme näher erläutert:

Die externe Taktquelle U _TAKT liefert die in der ersten Zeile von Fig. 2 dargestellten Taktimpulse an die Pufferverstärker J 1. Der Ausschaltphase entspricht eine positive Signalspannung von beispielsweise +12 V, während die Einschaltphase durch Nullpotential gekennzeichnet ist.

Zu Beginn einer Einschaltphase der Taktquelle gelangt der Transistor T 11 durch das an seine Basis angelegte Nullpotential in den leitenden Zustand. Sein Kollektorstrom fließt über die gate-source-Strecken der Feldeffekttransistoren T 7 und T 8, so daß deren drain-source-Strecken niederohmig leitend werden. Hierdurch gelangt ein Steuerstrom aus der Hilfsspannungsquelle U _H zu den Basis-Emitter-Strecken der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6. Da sowohl die drain-source- Strecke des Feldeffekttransistors T 7 als auch die Basis- Emitter-Strecke der Leistungshalbleiterschalter als auch die Primärwicklung U 2 (I) des Übertragerelementes U 2 vergleichsweise niederohmig sind, wird der in dem betreffenden Stromkreis liegende Kondensator C 4 sehr rasch aufgeladen, was einem kräftigen Stromimpuls entspricht. Dieser Stromimpuls ist aus em in der zweiten Zeile von Fig. 2 dargestellten zeitlichen Verlauf des Stromes i _DS ₇ des Feldeffekttransistors T 7 erkennbar. Die vergleichsweise kurz dauernden Stromimpulse, deren Amplitude im dargestellten Ausführungsbeispiel etwa 12 A beträgt, bewirken eine rasche Umsteuerung der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 in ihren leitenden Zustand. Nach dem Abklingen des Stromimpulses, d. h nach dem Aufladen des Kondensators C 4, wird der Stromwert i _DS ₇ von dem Widerstand R 1 bestimmt. Er beträgt im dargestellten Ausführungsbeispiel etwa 0,5 A und dient dazu, die Ansteuerung der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 während der gesamten Ansteuerzeit sicherzustellen, falls die Schaltungsanordnung im Leerlauf arbeitet.

Der gleichzeitig mit dem Feldeffekttransistor T 7 eingeschaltete Feldeffekttransistor T 8 schließt mit seiner drain-source-Strecke einen Rückkopplungskreis für die Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6. Dieser Rückkopplungskreis ist - wie erwähnt - von der Sekundärwicklung U 2 (II) des Übertragerelementes U 2 gespeist. Der betreffende Strom ist mit i _DS ₈ bezeichnet und in der dritten Zeile von Fig. 2 dargestellt. Er ist lastabhängig, was durch die gestrichelten Linien in dem erwähnten Zeitdiagramm angedeutet wird.

Die Basis-Emitter-Ströme i _B sowie die Kollektorströme i _C der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 sind in der fünften bzw. sechsten Zeile von Fig. 2 dargestellt. Sie sind selbstverständlich ebenfalls lastabhängig, was durch die jeweiligen gestrichelten Linien veranschaulicht werden soll.

Zu Beginn der Ausschaltphase, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Spannung der Taktquelle U _TAKT einen positiven Wert annimmt, wird der Transistor T 11 stromlos, während der Transistor T 12 in seinen leitenden Zustand gelangt und mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke die Steuerstrecken G-S der Feldeffekttransistoren T 7 und T 8 kurzschließt, so daß diese nichtleitend werden.

Gleichzeitig wird der Feldeffekttransistor T 9 durch die Taktquelle U _TAKT in seinen leitenden Zustand gesteuert, so daß die Gegenspannung U _G an die Basis-Emitter-Strecken in Sperrichtung beaufschlagt, so daß die in ihnen gespeicherte elektrische Ladung rasch abgeführt wird. Der mit i _DS ₉ bezeichnete Strom des Feldeffekttransistors T 9 ist in der vierten Zeile von Fig. 2 dargestellt.

Durch das Stromloswerden des Feldeffekttransistors T 8 zu Beginn der Ausschaltphase der Taktquelle U _TAKT würde der in der Sekundärwicklung U 2 (II) des Übertragerelementes U 2 noch vorhandene Rückkopplungsstrom eine sehr hohe Selbstinduktionsspannung entwickeln, welcher der Feldeffekttransistor T 8 nicht schutzlos ausgeliefert sein darf. Die parallel zu den Wicklungen des Übertragerelementes U 2 liegenden Gleichrichter G 1 bis G 4 sind für die der genannten Selbstinduktionsspannung entsprechende Stromrichtung durchlässig und bilden daher für die betreffende Stromrichtung einen niederohmigen Kurzschluß, durch den der Feldeffekttransistor T 8 wirksam geschützt wird.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß der zu Beginn der Ausschaltphase der Taktquelle in seinen leitenden Zustand gelangende Transistor T 12 mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in gewissen Grenzen potentialunabhängig ist, so daß er - unabhängig vom augenblicklichen Potential an der Basis der Leistungshalbleiterschalter T 1 bis T 6 5 ein sicheres Sperren der Feldeffekttransistoren T 7 und T 8 herbeiführt.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung sind die Transistoren T 1 bis T 6 dadurch einander parallel geschaltet, daß gleichnahmige Elektroden jeweils unmittelbar miteinander verbunden sind. Das Übertragerelement U 2 besteht aus den beiden Wicklungen U 2 (I) und U 2 (II). Der Verbindungspunkt der beiden Wicklungen U 1 (I) und U 2 (II) liegt an der Emitterverbindung der Transistoren T 1 bis T 6. Parallel zur Serienschaltung der Wicklungen U 2 (1) und U 2 (2) liegt die Serienschaltung der Dioden G 1 bis G 4, die ein polungsabhängiges spannungsbegrenztes Schaltelement bilden. Die Baisverbindung der Transistoren T 1 bis T 6 ist sowohl über die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors T 9 an die Gleichspannung - U _G als auch über die Source-Drain-Strecke des Feldeffekttransistors T 8 an den der Emitterverbindung abgewandten Anschluß der Sekundärwicklung U 2 (II) geführt. Der der Emitterverbindung abgewandte Anschluß der Primärwicklung U 2 (1) liegt an der Spannung - U _E. Die Basisverbindung der Transistoren T 1 bis T 6 ist ferner über die Source-Drain-Strecke des Feldeffekttransistors T 7 und die dazu in Serie liegende, aus dem Widerstand R 1 und dem Kondensator C 4 bestehende Parallelschaltung an die Hilfsspannung + U _H geführt.

Claims

1. Schaltungsanordnung für einen Umrichter mit wenigstens einem Leistungshalbleiterschalter (T 1, ... T 6), dessen gesteuerte Strecke in einem primären Lastkreis angeordnet ist,
mit einer Steuerimpulsquelle (U _TAKT) zum impulsweisen Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters (T 1, ... T 6) und damit zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung (U _E) in eine transformierbare Wechselspannung,
mit einem zur Rückkopplung eines aus dem im primären Lastkreis fließenden Strom abgeleiteten Signals in den Steuerkreis des Leistungshalbleiterschalters (T 1, ... T 6) dienenden Übertragerelement (U 2), desen Primärwicklung (U 2 (I)) im primären Lastkreis angeordnet ist und der eine in einem Rückkopplungspfad liegende Sekundärwicklung (U 2 (II)) aufweist,
mit einem ersten Halbleiterschalter (T 7), der durch die Steuerimpulsquelle (U _TAKT) steuerbar ist mittels dessen eine der Durchlaßrichtung der Steuerstrecke des Leistungshalbleiterschalters (T 1, ... T 6) entsprechende Hilfsspannungsquelle (U _H) an die Steuerstrecke des Leistungshalbleiterschalters (T 1, ... T 6) anschaltbar ist, mit einem zweiten Halbleiterschalter (T 9), der von der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) im Gegentakt zum ersten Halbleiterschalter (T 7) aus- und einschaltbar ist und mittels dessen die Steuerstrecke des Leistungshalbleiterschalters (T 1, ... T 6) zur Beseitigung von elektrischer Ladung der von ihr gebildeten Kapazität zu Beginn der von der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) bestimmten Ausschaltphasen mit einer Gleichspannungsquelle (U _G) verbindbar ist, deren Polarität der Sperrichtung der Steuerstrecke des Leistungshalbleiterschalters entspricht, dadurch gekennzeichnet,
daß ein dritter, gleichzeitig mit dem ersten Halbleiterschalter (T 7) von der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) ein- und ausschaltbarer Halbleiterschalter (T 8) in Rückkopplungspfad vorgesehen ist,
daß nach dem Ausschaltzeitpunkt des dritten Halbleiterschalters (T 8) ein Stromzweig (G 1-G 4) einen niederohmigen Kurzschluß für die Sekundärwicklung (U 2 (II)) des Übertragerelements (U 2) bildet und
daß die Halbleiterschalter (T 7, T 8, T 9) Feldeffekttransistoren sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragerelement (U 2) einen Ringkern aufweist, und als Primärwicklung (U 2 (I)) eine durch den Kern hindurchlaufende Zuleitung des Lastkreises dient.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in den von dem ersten Halbleiterschalter (T 7) einschaltbaren von der Hilfsspannungsquelle (U _H) gespeisten Steuerstromkreis des Leistungshalbleiterschalters (T 1 bis T 6) ein Kondensator (C 4) zur zeitlichen Begrenzung eines von der Hilfsspannungsquelle (U _H) gelieferten überhöhten Steuerstromes eingefügt ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C 4) von einem Widerstand (R 1) zur wertmäßigen Begrenzung des von der Hilfsspannungsquelle (U _H) an die Steuerstrecke (BE) des Leistungshalbleiterschalters (T 1 bis T 6) gelieferten Stromes nach Abklingen des durch die Aufladung des Kondensators (C 4) bewirkten Stromimpulses überbrückt ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

- daß zwei weitere Transistoren (T 11 und T 12) vorgesehen sind, deren Basiselektroden mit der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) verbunden sind und die von letzterer (U _TAKT) im Gegentakt in ihren leitenden bzw. nichtleitenden Zustand steuerbar sind,
- daß die Emitter-Kollektor-Strecke des ersten weiteren Transistors (T 11), der während der Einschaltphase der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) seinen leitenden Zustand innehat, die Steuerelektrode (G) des dritten Halbleiterschalters (T 8) mit der Hilfsspannungsquelle (U _H) verbindet,
- und daß der zweite weitere Transistor (T 12), der während der Ausschaltphasen der Steuerimpulsquelle (U _TAKT) seinen leitenden Zustand innehat, mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke die Steuerstrecke (G-S) des dritten Halbleiterschalters (T 8) überbrückt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstrecke (G-S) des ersten Halbleiterschalters (T 7) derjenigen des dritten Halbleiterschalters (T 8) parallelgeschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromzweig für den niederohmigen Kurzschluß ein polungsabhängig spannungsbegrenzendes Schaltelement (G 1 bis G 4) ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungshalbleiterschalter (T 1, ... T 6) mit einem Anschluß seiner Steuerstrecke am Verbindungspunkt der beiden Wicklungen (U 2 (I), U 2 (II)) des Übertragerelementes (U 2) liegt und mit dem anderen Anschluß seiner Steuerstrecke einerseits über die Source-Drain-Strecke des den dritten Halbleiterschalter bildenden Feldeffekttransistors (T 8) an das freie Ende der Sekundärwicklung (U 2 (II)) des Übertragerlementes (U 2) und andererseits über die Source-Drain-Strecke des den ersten Halbleiterschalter bildenden Feldeffekttransistors (T 7) an den einen Pol oder Hilfsspannungsquelle (U _H) und über die Drain-Source-Strecke des den zweiten Halbleiterschalter bildenden Feldeffekttransistors (T 9) an den einen Pol der Gegengleichspannungsquelle (U _G) geführt ist.