DE3232360A1 - Digitalfilter zur videosignalverarbeitung mit verbessertem signal/rausch-verhalten - Google Patents

Description

RCA 76,737 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 298,255
vom 31. August 1981

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Digitalfilter zur Videosignalverarbeitung mit verbessertem Signal/Rausch-Verhalten

Die Erfindung bezieht sich auf Digitalfilter und betrifft insbesondere solche Digitalfilter, bei welchen gefilterte Ausgangssignale während stabiler Signalzustände selektiv fixiert werden und zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses der gefilterten Signale Mittelwerte gebildet werden.

Bei einem Fernsehempfänger, in dem das Basisband-Videosignal digital verarbeitet wird, benötigt man zahlreiche Digitalfilter zur Trennung und Filterung der Leuchtdichte- und Farbsignalkomponenten. Als sogenannte FIR-Filter (Finite Impulse Response) bekannte Digitalfilter können aufgebaut werden entweder unter Verwendung eingangsangezapfter oder auch ausgangsangezapfter Schieberegister, wie dies im Kapitel 9 des Buches "Theory and Application of Digital Signal Processing" von Rabiner und Gold (erschienen bei Prentice-HaIl, 1975) beschrieben ist. Dort beschriebene eingangsangezapfte FIR-Filter enthalten eine Mehrzahl von Ein-Takt-Verzögerungs-Verriegelungsgliedern, zwischen denen jeweils ihnen nachgeschaltete Addierglieder liegen. Ein Eingangssignal wird gleichzeitig dem ersten Verzögerungs-Verriegelungsglied und zweiten Eingängen der Addierer über Gewichts-

funktionsschaltungen zugeführt, welche die zugeführten Signale mit Gewichtsfaktoren versehen. Diese gewichteten Signalproben werden so akkumuliert, wenn sie addiert und durch das Register der Verriegelungsglieder verschoben werden, so daß schließlich ein Ausgangssignal am Ausgang des letzten Addiergliedes entsteht. Eingangsangezapfte FIR-Filter sind im allgemeinen vorteilhaft, weil die akkumulierten Datenwörter von Verriegelung zu Verriegelung kontinuierlich durch das Filter laufen, so daß die gefilterten Ausgangsdaten als kontinuierlich getakteter Strom von Wörtern verfügbar sind. In vielen Fällen sind eingangsangezapfte FIR-FiIter jedoch unerwünscht, weil die serielle Datenakkumulation oft eine Erweiterung der Filtergröße in den späteren Stufen des Filters erfordert.

In dem Buch von Rabiner und Gold sind auch ausgangsangezapfte FIR-Filter beschrieben. Bei solchen Filtern werden die Eingangssignale einem seriellen Schieberegister zugeführt, das eine Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen hat. Von diesen abgenommene Signale werden durch eine Mehrzahl von Gewichtsfunktionsschaltungen mit Gewichtsfaktoren versehen, und die gewichteten Signale werden dann parallel durch eine nachfolgend als Addiererbaum bezeichnete baumförmige Anordnung von Addierern in paralleler Weise zusammengefaßt zu einem gefilterten digitalen Ausgangssignal. Durch sinnvolle Auslegung der Zuführung der abgegriffenen Signale zu dem Addiererbaum können mit einer einzigen Gewichtsfunktionsschaltung mehrere ausgangsangezapfte Signale gewichtet werden, und die Addierergrößen können minimal gehalten werden, so daß die Register und der gerätetechnische Aufwand kleiner werden.

Es hat sich jedoch gezeigt, daß eine optimale Anordnung des Addiererbaums und der Gewichtsfunktionsschaltungen in einem ausgangsangezapften FIR-Filter häufig zur Bildung von Signalwegen unterschiedlicher Länge von einigen der Registerausgangsanzapfungen zum endgültigen Ausgang des Addiererbaumes führen. Beispielsweise müssen Signale von einigen der Aus-

gangsanzapfungen drei oder vier Addierglieder im Addiererbaum durchlaufen, ehe sie zum Filterausgang gelangen, und dabei werden sie den Laufzeitverzögerungen von drei oder vier Addiergliedern unterworfen. Andere Ausgangsanzapfungssignale durchlaufen beispielsweise nur zwei oder drei Addierglieder und sind daher weniger Laufzeitverzögerungen auf ihrem Weg zum Filterausgang unterworfen. Die Differenz zwischen den Laufzeitverzögerungen im längsten und im kürzesten Signalweg im Addiererbaum bestimmt die sogenannte Beruhigungszeit (settling time) des Filters, während derer das Ausgangssignal des Filters nur teilweise vollständig und daher unbrauchbar ist. Wenn in einem digitalen FIR-FiIter mit solchen ungleichen Weglängen beispielsweise ein Videosignal verarbeitet wird, dann tritt im gefilterten Ausgangssignal während der Beruhigungszeit des Filters eine Welligkeit auf. Es ist daher wünschenswert, ein ausgangsangezapftes FIR-Filter zu schaffen, bei welchem eine solche Ausgangssignalwelligkeit vermieden wird.

In einem Filter können die Zahlen, welche die Signalwerte an einem bestimmten Knotenpunkt in einem Filter darstellen, in verschiedener Form vorliegen. Eine Gleitkommadarstellung entspricht der wissenschaftlichen Darstellung, und in dieser wird ein Wert in Gleitkommadarstellung wiedergegeben durch einen Bruch mal einer durch einen Exponenten zu einer Potenz erhobenen Basis. In der wissenschaftlichen Darstellung erhebt der Exponent die Basis 10 zu einer Potenz. In Gleitkommadarstellung erhebt der Exponent eine Basis irgendeiner

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Potenz von 2 (beispielsweise 2=2 oder 2 =16) auf eine Potenz. Der Bruchteil stellt den Bruch der durch diese Zahl repräsentierten Potenz dar. Eine Gleitkommadarstellung bietet einen weiten dynamischen Bereich mit einer vorgegebenen Genauigkeit auf Kosten einer zusätzlichen Wortlänge zum Festhalten des Exponenten.

Die Festkommadarstellung entspricht der Dezimaldarstellung, und wie in dieser wird eine Zahl in Festkommadarstellung durch einen ganzzahligen Teil und einen Bruchteil wiedergegeben,

die durch einen Wurzelpunkt (ein Komma) voneinander getrennt sind (bei der Basis 10 ein Dezimalkomma und bei der Basis 2 ein Binärpunkt). Der durch eine Festkommazahl dargestellte Wert ist die Summe eines ganzen Teiles und eines Bruchteils.

Festkommadarstellung ergibt eine vorgegebene Genauigkeit in einer minimalen Anzahl von- Bits auf Kosten eines begrenzten Dynamikbereiches.

Sieht man ein digitales FIR-Filter vor, welches nicht nach der Gleitkommaarithmetik arbeitet (die ja die Registerlängen vergrößert), dann neigen gerundete und verkürzte Datenwörter zum Entstehen schlecht aufgelöster Datenwörter wegen Änderungen in die niedrigstwertigen Bits der verarbeiteten Daten. Bei einem Fernsehempfänger können Variationen der niedrigstwertigen Bits in einer digitalen Verarbeitungsschaltung zu kleinamplitudigen Störungen im wiedergegebenen Fernsehbild führen. Daher ist es wünschenswert, Mittel zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses der von einem solchen Filter verarbeiteten Signale vorzusehen.

Gemäß den Prinzipien der hier zu beschreibenden Erfindung ist ein Digitalfilter zur Verarbeitung digitaler Videosignale in einem Fernsehempfänger vorgesehen . Das Digitalfilter enthält ein serielles Schieberegister mit einer Mehrzahl getakteter Schieberegisterstufen. Der ersten Schieberegisterstufe werden die digitalen Videosignale zugeführt. Von den Registerstufen geht eine Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen aus, mit denen eine Mehrzahl von Gewichtsfunktionsschaltungen gekoppelt ist, um die Signale an diesen Anzapfungen zu gewichten. Mit den Ausgängen der Gewichtsfunktionsschaltungen ist ein Addiererbaum gekoppelt, der ein gefiltertes Digitalsignal liefert. Ein Taktsignalgenerator erzeugt ein Taktsignal, dessen Taktfrequenz in Beziehung zu den digitalen Videosignalen steht. Eine Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung speichert unter Steuerung durch ein Taktsignal aufeinanderfolgende Abtastwerte des vom Addiererbaum gelieferten Videosignals und bildet Mittelwerte. Über eine Koppelschaltung gelangt das vom Taktsignalgenerator erzeugte Takt-

signal zu den Schieberegisterstufen und zu der Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung.

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung werden die gefilterten Ausgangssignale in einer ersten Verriegelungsschaltung durch das Taktsignal verriegelt. Die Ausgangssignale werden dadurch im Register während der Zeit, wo neue Datenwerte vom Schieberegister den Addiererbaum und die Gewichtsfunktionsschaltungen durchlaufen, gehalten. Wenn das Taktsignal das Schieberegister erneut taktet, dann hat sich das Filterausgangssignal beruhigt und kann wiederum in der Verriegelungsschaltung verriegelt werden. Die Signale am Ausgang der Verriegelungsschaltung enthalten somit keine Welligkeit mehr.

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung ist eine zweite Verriegelungsschaltung mit dem Ausgang der ersten Verriegelungsschaltung gekoppelt, und sie wird durch dasselbe Taktsignal wie diese getaktet. Aufeinanderfolgend erzeugte gefilterte Datenwörter werden dabei in den Verriegelungsschaltungen gehalten und die verriegelten Signale von N-Bits werden dem Eingang einer N-Bit-Addierschaltung zugeführt. Diese erzeugt ein Ausgangssignal von N + 1 Bit. Das niedrigstwertige Bit des Ausgangssignals der Addierschaltung wird vernachlässigt, so daß man wiederum ein Ausgangssignal von N-Bit, jedoch mit verbessertem Signal/Rausch-Verhältnis erhält. Da die Verriegelungsschaltungen von demselben Taktsignal verriegelt werden und da ihre Ausgangssignale derselben Addierschaltung zugeführt werden, erscheint in dem N-Bit-Ausgangssignal der Addierschaltung keine Welligkeit.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden digitale ausgangsangezapfte FIR-Filter sowohl für die Demodulierung als auch für die Filterung von Farbgemischsignalen eines digitalen Videosignals benutzt. Die Demodulation erfolgt durch geeignete Taktung der Farbsignalkomponenten in das Schieberegister .des Filters mit Hilfe eines Taktsignals, welches in zeitlicher Beziehung zum Farbsignal steht. Das-

ί selbe Taktsignal, welches für die Demodulation verwendet wird, wird auch zur Verriegelung der demodulierten und gefilterten Ausgangssignale in die Verriegelungsschaltungen benutzt.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Signalverarbeitungssystems für ein digitales Basisbandsignal;

Fig. 2 als Blockschaltbild einen Farbgemischsignaldemodulator und Filterschaltungen gemäß den Primzipien der

Erfindung;
Fig. 3 das Blockschaltbild eines Teiles eines ersten Farb-

gemischsignal-FIR-Filters gemäß der Erfindung; Fig. 4 als Blockschaltbild einen Teil eines zweiten Farbgemischsignal-FIR-Filters nach der Erfindung; Fig. 5 ein Zeigerdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise des Farbgemischsignaldemodulators und der Filterschaltungen nach den Fig. 2, 3 und 4 und

Fig. 6 Kurvenformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltungen nach den Fig. 2, 3 und 4.

Gemäß Fig. 1 empfängt eine Antenne 10 ein Fernsehsignal, das nacheinander von einem Tuner 12, Zwischenfrequenzschaltungen 14 und einem Videodetektor 16 verarbeitet wird, die in üblieher Weise aufgebaut sind. Das demodulierte Videosignal am Ausgang des Detektors 16 wird einem Eingang eines Analog/Digital-Konverters 20 zugeführt, welcher das Videosignal mit der vierfachen Farbträgerfrequenz (4f ) abtastet und digitale

SC

Abtastwerte des Videosignals mit dieser Rate erzeugt. Jeder digitale Abtastwert, oder jedes Wort, kann beispielsweise 8 Bit enthalten, die parallel zur Verfügung stehen. In einem 8-Bit-System wird das analoge Videosignal auf einen von 256 diskreten Pegeln quantisiert. Der 4f -Abtasttakt für den

** SC

A/D-Konverter 20 wird von einem Taktgenerator 22 erzeugt, der ein Signal in Phasen- und Frequenzsynchronismus mit dem Farbsynchronsignal des analogen Videosignals erzeugt, welches vom Videodetektor 16 geliefert wird.

Das digitalisierte Videosignal, welches der A/D-Konverter liefert, gelangt zu einem Eingang eines Digitalkammfilters 24, wie es etwa in dem Artikel "Digital Television Image Enhancement" von John P. Rossi in 84 SMPTE, 545-51 (1974) beschrieben ist. Das Kammfilter 24 liefert getrennte Leuchtdichte- und Farbsignale Y bzw. C. Die Leuchtdichtesignale Y werden einer Farbsignalverarbeitungsschaltung 26 zugeführt, die sich durch ein vom Betrachter kontrollierbares Kontraststeuersignal einstellen läßt und ein verarbeitetes Leuchtdichtesignal erzeugt, welches den Eingängen eines D/A-Konverters 28 zugeführt wird. Das nun in analoger Form vorliegende Leuchtdichtesignal wird durch ein Tiefpaßfilter 30 zur Entfernung von Abtastfrequenzkomponenten gefiltert, und ein verarbeitetes Leuchtdichtesignal Y¹ wird einem Eingang einer Matrixschaltung 60 zugeführt.

Das abgetrennte Farbsignal C wird dem Eingang eines Farbverstärkers 32 zugeführt, der das Farbsignal entsprechend einem vom Betrachter bestimmbaren Farbsättigungssteuersignal ver-

.20 stärkt und das verstärkte Farbsignal dem Eingang einer digitalen Farbanhebungsschaltung 34 zuführt. Die Schaltung 34 ist ein Digitalfilter, welches die Eigenschaften des an diesem Punkt vorhandenen Farbsignals im Sinne einer Kompensation von Ubertragungseigenschaften der Zwischenfrequenzschaltungen 14 modifiziert. Die Zwischenfrequenzschaltungen setzen die Farbträgerfrequenz im allgemeinen auf die untere Frequenzflanke des ZF-Durchlaßbandes um, so daß die Farbseitenbänder einen Frequenzabfall von 6 dB pro Oktave aufweisen. Die Farbanhebungsschaltung 34 kompensiert diesen Frequenzabfall und verleiht dem Farbsignal einen im wesentlichen flachen Amplitudenverlauf über der Frequenz. Wenn die ZF-Schaltungen 14 so ausgelegt sind, daß sie eine praktisch flache Amplitudenkennlinie über der Frequenz für Farbsignale aufweisen, dann kann die Farbanhebungsschaltung 3 4 ersetzt werden durch ein Farbbandpaßfilter, dessen Übertragungskennlinie um die Farbträgerfrequenz herum liegt.

Die angehobenen oder bandpaßgefilterten Farbsignale gelangen dann zu einem Eingang eines I-Q-Demodulators 40, welcher das Farbsignal in seine Basisbandkomponenten des I- und Q-Farbgemischsignals demoduliert. Das demodulierte Signal I wird einem Eingang eines I-FIR-Filters 42 und das demodulierte Signal Q einem Eingang eines Q-FIR-Filters 44 zugeführt. Der Durchlaßbereich des I-Filters reicht von 0 bis etwa 1,5 MHz, derjenige des Q-Filters von O bis 0,5 MHz. Die I- und Q-FiI-ter entfernen hochfrequente Störungen, die im Farbsignal aufgrund der großen Bandbreite der vorangehenden Schaltungen enthalten sind.

Die gefilterten Signale I und Q werden durch D/A-Konverter 46 bzw. 48 in Ananlogsignale umgewandelt, und diese werden dann durch Tiefpaßfilter 50 und 52 zur Entfernung von Abtastfrequenzkomponenten gefiltert. Die resultierenden Signale I¹ und Q¹ gelangen zu einer Matrixschaltung 60, wo sie mit dem Signal I¹ zu Ausgangssignalen R, G und B matriziert werden. Die Matrixschaltung kann beispielsweise eine Widerstandsmatrix sein.

Der Taktgenerator 22 nach Fig. 1 erzeugt Taktsignale, wie sie beispielsweise in Fig. 6 dargestellt sind. Ein am Ausgang des Videodetektors 16 erzeugtes Farbvideosignal enthält eine Farbsynchronsxgnalkomponente von näherungsweise 3,58 MHz. Zwei Zyklen dieses Farbsynchronsignals 260 sind in Fig.6a gezeigt. Der Taktgenerator 22 enthält eine oder mehrere Phasensynchronisierschleifen, die aufgrund des Farbsynchronsignals 260 ein phasenrichtiges Abtastsignal von 4f erzeugt.

SO

Wenn die Phasenlage dieses Abtastsignals der Frequenz 4f mit der O°-Phasenlage des Farbsynchronsignals 260 übereinstimmt, dann erscheint es in der Art der Schwingungsform 262 gemäß Fig. 6b. Das analoge Videosignal kann dann längs seiner Farbdifferenzsignalachsen R-Y und B-Y abgetastet werden, wie es durch die Phasenbeziehungen des Farbsynchronsignals und der Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y in Fig. 5 dargestellt ist, und. es läßt sich leicht bei den veranschaulichten Winkeln des Farbsynchronsignals 260 von O⁹, 90°, 180° und 270° demodulieren.

In den hier veranschaulichten Beispielen sei angenommen, daß der Taktsignalgenerator eine phasenverschobene Version der Schwingungsformen 262 erzeugt, wie es durch die Schwingungsform 264 in Fig. 6c gezeigt ist. Die Schwingungsform 264 ist ebenfalls ein Abtastsignal der Frequenz 4f , die

se

in der Phase gegenüber dem Farbsynchronsignal um 57° verschoben ist, so daß sie phasengleich mit den Achsen der Farbgemischsignale I und Q ist, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Dann kann eine digitale Codierung und Farbdemodulierung längs der I- und Q-Achsen erfolgen, so daß man die Vorteile der größeren Bandbreite des I-Signals (1,5 MHz gegenüber 0,5 MHz für die Farbdifferenzsignale) ausnutzt. Einer der Impulse der Schwingungsform 264 wird vom Taktsignalgenerator 22 zum I-Q-Demodulator 40, dem I-FIR-Filter 42 und dem Q-FIR-FiIter 44 zur Farbdemodulation und Filterung geführt. Speziell gelangen die I-Takt-Impulse zum Demodulator und zum I-FIR-Filter 42, wie dies die Kurvenform 262 in Fig. 6d zeigt. Die I-Takt-Impulse sind mit ihren Vorderflanken mit dem 57°-Winkel des Farbsynchronsignals 260 ausgerichtet, welches zur Zeitsteuerung des Demodulators und I-Filters benutzt wird. Die Q-Takt-Impulse der Kurvenform 6c werden zum Demodulator geführt und filtern das Q-Farbgemischsignal, wie dies in Fig. 6e mit der Kurvenform 268 veranschaulicht ist. Die Vorderflanken der Q-Takt-Impulse gemäß Fig. 6e sind mit dem 147°-Winkel des Farbsynchronsignals ausgerichtet, um Demodulator und Q-Filter zeitlich richtig zu steuern. Als Taktsignalgenerator 22 geeignete Schaltungen sind in der US-Patentanmeldung Ser. No. 298,270 beschrieben, welche den Titel "Clock Generator For A Digital Color Television Signal Receiver" hat.

Der I-Q-Demodulator 40, das I-FIR-Filter 42 und das Q-FIR-Filter 44 gemäß Fig. 1 sind gemäß den Prinzipien der Erfindung aufgebaut, wie die Fig. 2, 3 und 4 zeigen. Das 8-Bit-Farbsignal wird von der digitalen Farbanhebungsschaltung 34 in paralleler Form zwei Schieberegistern 420 und 440 zugeführt, von denen jede Stufe ein 8 Bit speichert und unter Steuerung durch ein Taktsignal verschiebt. In den übrigen

Figuren stellen die als breite Streifen gezeichneten Verbindungen parallele Leitungen für Digitalinformationen dar. Die 8-Bit-Wörter des Farbsignals werden in die erste Stufe τ . des I-Registers 420 durch ein !-Taktsignal eingetaktet, welches vom Taktsignalgenerator 22 nach Fig. 1 erzeugt wird und die Wörter auch durch das- Register 420 bis zur letzten Stufe T₁₉ verschiebt. In die erste Stufe T-. wird während jedes I-Taktimpulses nach Fig. 6 ein neues Datenwort eingegeben, das mit einem Phasenwinkel von 57° bezüglich des Farb-Synchronsignals 260 in Fig. 6a erscheint. Die I-Datenwörter werden so durch das Register 420 mit einer Taktfrequenz von 3,58 MHz hindurchgetaktet.

Die Schieberegisterstufen τ .. bis x_ig sind angezapft und liefern Signale für Gewichtsfunktionsschaltungen 422. Jede der Gewichtsfunktionsschaltungen multipliziert das Anzapfungssignal vom Schieberegister mit einem Gewichtsfaktor, der in dem entsprechenden Block in Fig. 2 vermerkt ist. Die gewichteten Signale werden dann einer Summierschaltung 424 zugeführt, welches sie zu einem gefilterten Signal I kombiniert. Das gefilterte Signal I gelangt dann zum Eingang einer Signalspeicher- und Mittelwertbildungsschaltung 430, die ebenfalls gemäß der Erfindung aufgebaut ist. Sie verbessert das Signal/ Rausch-Verhältnis des zugeführten Signals, und ihr Ausgang ist an den Eingang des D/A-Konverters 46 angeschlossen, welcher das gefilterte Signal I in analoger Form liefert.

In ähnlicher Weise werden Q-Signalabtastwerte in und durch das Q-Register 440 mit einer Taktfrequenz von 3,58 MHz mit Hilfe des Q-Taktsignals getaktet, welches der Taktsignalgenerator 22 nach Fig. 1 erzeugt. Stufen τ_ο1 und τ_ο2 dieses Registers sorgen für eine Verzögerung vor den angezapften Stufen τ bis τ_ο7· Die Ausgangssignale der Stufen t_q3 bis τ „ werden Gewichtsfunktionsschaltungen 442 zugeführt,und die gewichteten Signale werden dann in einer Summierschaltung 444 kombiniert. Das gefilterte Signal Q am Ausgang der Summierschaltung 444 wird einer zweiten Signalspeicher- und Mittelwertbildungsschaltung 450 zugeführt, deren Ausgang mit dem

Eingang des D/A-Konverters 48 gekoppelt ist, so daß das gefilterte Signal Q in ein Analogsignal umgewandelt wird.

Die digitalen I- und Q-Filter nach Fig. 2 bewirken eine I-
und Q-Demodulation durch Taktung der Register 420 und 440
mit Hilfe der I- bzw. Q-Taktsignale, welche die I-Signalabtastwerte in das I-Register 420 und die Q-Signalabtastwerte in das Q-Register 440 hineinschieben. Da die Register beide mit 3,58 MHz getaktet werden, ergeben sie gleiche Gruppen-

laufzeiten für die richtige Phasenlage der demodulierten

Signale. Das I-FIR-Filter 42 dämpft Frequenzen oberhalb der oberen Grenzfrequenz von 1,5 MHz des I-Signaldurchlaßbandes zur Eliminierung hochfrequenter Störungen, wie weißen
Rauschens, aus dem Farbgemischsignal. In gleicher Weise entfernt das Q-FIR-Filter 44 Rauschen oberhalb der oberen Frequenzgrenze von 0,5 MHz des Q-Signals.

Weiterhin wird die richtige Phasenbeziehung zwischen den demodulierten Signalen I- und Q aufrechterhalten durch Anpassung des Impulsübertragungsverhaltens der Filter. Das Impulsverhalten der beiden FIR-Filter ist zentrisch zu ihren Mittelabgriffen: nämlich dem Abgriff der Stufen τ_₅ des I-Filters 42 bzw. dem Abgriff t_q5 des Q-Filters 44. Zur Ausrichtung
dieser beiden Abgriffe sind die Stufen x_Q1 und Tq₂ den angezapften Q-Filterstufen τ_Q3 bis x_Q7 vorgeschaltet. Die I- und Q-FIR-Filter sind in näheren Einzelheiten in der US-Patentanmeldung Ser. No. 297,556 mit dem Titel "Digital Color
Television Signal Demodulator" beschrieben.

Die im wesentlichen gleichen Gruppenlaufzeiten der analogen Signale I und Q infolge der D/A-Konverter 46 und 48 erhält
man, indem man die Tiefpaßfilter 50 und 52 mit im wesentlichen gleichen Kennlinien baut. Diese Filter dienen der Eliminierung von Taktsignalfrequenzen ais den Signalen I und Q,

und daher müssen sie Signale aufgrund der 3,58 MHz-I- und
Q-Taktsignalfrequenzen dämpfen. Außerdem ist es erwünscht
die erste subharmonische Frequenz der Taktfrequenz von 1,79 MHz zu dämpfen. Daher' sind die Filter 50 und 52 jeweils mit

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einem 3 dB-Punkt in der Nähe von 1,5 bis 1,6 MHz konstruiert.

Die Gewichtsfunktionsschaltungen 242, die Summierschaltung 444 und die Signalspeicher- und Mittelwertbxldungsschaltung 450 des Q-FIR-Filters nach Fig. 2 sind in weiteren Einzelheiten in Fig. 3 dargestellt. Di-e Gewichtsfunktionsschaltung und die Summierschaltung sind in einer Verschiebungs- und Addier-Addiererbaumschaltung angeordnet und stellen Zahlen in Festkommaform dar. Die 8-Bit-Leitungen vom Schieberegister 440 sind für jede Leitung mit 2 ... 2 vom höchststelligen Bit (MSB) zum niedrigststelligen Bit (LSB) bezeichnet. Man sieht, daß die Gewichtsfunktionswerte der Schaltungen 442 in Fig. 2 Vielfache inverser Potenzen von 2 sind. So kann beispielsweise der Gewichtsfaktor 8/64 erzeugt werden durch Ver-Schiebung des 8-Bit-Wortes aus dem Schieberegister um drei Stellen nach rechts, so daß das Bit 2 an die Stelle des Bits 2 , das Bit 2⁶ an die Stelle des Bits 2 usw. gelangt. Weiterhin brauchen die Schieberegister nicht diese Verschiebung durchzuführen: in der Praxis wird die Verschiebungswirkung bei der Schaltung nach Fig. 3 erreicht durch Zuführung des

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Bit 2 des Ausgangs der Stufe τ_η7 zum Biteingang 2 eines

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Addiergliedes 470, des Bits 2 zum 2 -Biteingang des Addierers usw. Die Gewichtsfunktionsschaltung 460 nach Fig. 3 sorgt für eine derartige Kopplung ebenso wie die Gewichtsfunktionsschaltungen 461, 462 und 463, welche die Ausgänge der Stufen τ₀₄, T₆ und T_? mit den Eingängen der Addierglieder 470 und 472 verbinden.

In ähnlicher Weise dividieren die Gewichtsfunktionsschaltungen 464 und 465 Signale von den Stufen τ . und τ - durch 16/64 durch Verschiebung der Signale um zwei Stellen nach rechts bei ihrer Zuführung zu den Eingängen der Addierschaltung 474. Die Gewichtsfunktionsschaltung 466 dividiert das Signal von der Stufe τ_ηΐ- durch 32/64 durch Verschiebung des Signals um einen Platz nach rechts bei der Zuführung zum Addierglied 478.

Die Addierglieder 470, 472, 474 und 478 erhalten gewichtete Worte in solcher Form, daß das niedrigstwertige Bit einen Wert von 2 hat (das Binärkomma liegt um ein Bit vom niedrigstwertigen Bit entfernt). Bits noch niedrigerer Wertigkeit werden nicht verwendet.

Man sieht ferner aus Fig. 2, daß die Signale von den Stufen t_q. und T₀₆ mit 24/64 gewichtet sind. Diese Gewichtung erreicht man durch Division der Ausgangssignale der Stufen τ_ο4 und T₀₆ durch 8/64 bzw. 16/64 mit Hilfe der Schaltungen 461, 464 bzw. 462 und 465. Die Addition dieser beiden gewichteten Signale im Addiererbaum führt letztlich zu mit 24/64 gewichteten Signalkomponenten am Ausgang.

In dem Addiererbaum sind die Ausgänge der Addierglieder 470 und 472 mit Eingängen eines Addiergliedes 476 gekoppelt, dessen Ausgang wiederum an den Eingang eines Addiergliedes 480 geführt ist. Der Ausgang des Addiergliedes 474 liegt an einem zweiten Eingang des Addiergliedes 478, das mit seinem Ausgang an einen zweiten Eingang des Addiergliedes 480 angeschlossen ist. Am Ausgang des Addiergliedes 80 entsteht ein Signal Q (2⁸ ... 2~¹) von 10 Bit.

Die acht höchststelligen Bits des Ausgangswortes des Addiergliedes 480 werden den Eingängen einer 8-Bit-Verriegelungsschaltung 452 zugeführt, deren Ausgänge mit den Eingängen einer ähnlichen Verriegelungsschaltung 454 und mit ersten Eingängen eines Addiergliedes 456 gekoppelt sind. Die Ausgänge der Verriegelungsschaltung 454 sind mit zweiten Eingangen des Addiergliedes 456 gekoppelt. Beide Verriegelungsschaltungen 452 und 454 werden durch das Q-Taktsignal getaktet, welches auch zum Takten des Schieberegisters 440 in Fig. 2 benutzt wird. Das Addierglied 456 erzeugt ein Aus-

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gangswort von 9 Bit (2 ... 2 ) bei Zuführung eines Eingangs-

wortes von 8 Bit. Die acht höchststelligen Bits (2⁹ ... 2²) des Ausgangswortes des Addiergliedes 456 werden dem D/A-Konverter 48 nach Fig. -1 zugeführt.

Die Gewichtsfunktionsschaltungen 422, die Summierschaltung 424 und die Signalmittelwertbildungsschaltung 430 des I-FIR-Filters nach Fig. 2 sind in Fig. 4 im einzelnen dargestellt. Bei der Anordnung gemäß Fig. 3 sind die benutzten Gewichtsfaktoren alle Vielfache inverser Potenzen von 2, so daß die Verschiebungs- und Addiertechnik zur Signalgewichtung benutzt werden kann. Die Signalgewichtung erfolgt wiederum durch Zuführung ausgewählter höchststelliger Bits des Datenwortes vom Schieberegister 420 zu den erstrangigen Addiergliedern in der Addiererbaumschaltung, in welcher das niedrigstwertige Bit einen Wert von 2 hat.

Gemäß Fig. 4 werden die Datenwörter von den Stufen τ . und τ_Τ2 mit 1/64 gewichtet, indem die drei höchstwertigen Bits dieser Wörter den Eingängen eines Addiergliedes 540 zugeführt werden, wie durch die Gewichtsfunktionsblöcke 502 und 504 angedeutet ist. Die Blöcke 506 und 508 bedeuten, daß ähnliche Gewichtsfaktoren den Datenwörtern von den Stufen τ „ und τ _q zugeteilt werden, welche den Eingängen eines Addiergliedes 541 zugeführt werden. Ähnlich werden die Datenwörter von den Stufen Tj2 ^un<^ ^ττ7 ^m^ 1/64 gewichtet, wie die Blöcke 518 und 520 zeigen, und den Eingängen eines Addiergliedes 544 zugeführt.

Datenwörter von den Stufen τ,- und τ_Ιβ werden mit 2/64 gewichtet, indem die vier höchststelligen Bits dieser Wörter Eingängen eines Addiergliedes 542 zugeführt werden. Ebenfalls werden Datenwörter von den Stufen τ^. und τ_ΐ6 mit 2/64 gewichtet und den Eingängen eines Addiergliedes 545 zugeführt.

Datenwörter von den Stufen τ_Τ? und τ_Τ- werden mit 8/64 gewichtet durch Zuführung der sechs höchststelligen Bits der Wörter von diesen Stufen zu den Eingängen eines Addiergliedes

543. Datenwörter von den Stufen τ,, und t_tC werden mit 16/64

14 Ib gewichtet durch Zuführung der sieben höchstwertigen Bits der Wörter von diesen Stufen zu den Eingängen eines Addiergliedes 546. Schließlich werden Datenwörter von den Stufen T₁,- mit

32/64 bzw. 16/64 gewichtet durch Zuführung der acht bzw. sieben höchststelligen Bits zu den Eingängen eines Addiergliedes 547. Dieses Addierglied erzeugt dann Datenwörter der Stufe τ_Ι5 mit einem Gewichtsfaktor 48/64 versehen, der den für Wörter dieser Stufe gewünschten Gewichtsfaktor darstellt. 5

Die Ausgänge der Addierglieder 540 und 541 sind mit Eingängen eines Addiergliedes 550 gekoppelt, dessen Ausgang wiederum an einen Eingang eines Addiergliedes 562 geführt ist. Der Ausgang des Addiergliedes 542 liegt an einem Eingang eines Addiergliedes 552. Die Ausgänge der Addierglieder 544 und 545 sind mit den Eingängen eines Addiergliedes 554 verbunden. Die Ausgänge der Addierglieder 546 und 547 sind an Eingänge eines Addiergliedes 556 geführt, das mit seinem Ausgang an einem Eingang eines Addiergliedes 564 liegt.

Aus Fig. 2 sieht man, daß Datenwörter von den Stufen τ_χ3 und τ _ mit minus 9/64 gewichtet sind. Das Minuszeichen entsteht durch subtraktive Zusammenfassung der gewichteten Daten von diesen Stufen mit den anderen Datenwörtern aus Fig. 4. Wörter von diesen beiden Anzapfungen werden mit 8/64 am Ausgang des Addiergliedes 5 43 gewichtet. Diese Wörter werden dann mit den gewichteten Daten vom Addierglied 542 im Addierglied 552 zusammengefaßt.

Wie in der Dezimalarithmetik kann eine Zahl von einer anderen subtrahiert werden durch Negierung der ersten Zahl und Addition dieser negierten ersten Zahl zur zweiten Zahl. Der Negierungsvorgang einer Binärzahl wird als Zweier-Komplementbildung bezeichnet. Um ein Zweier-Komplement einer Binärzahl zu bilden, werden alle Bits der Binärzahl invertiert, und zu der Summe wird eine "1" hinzuaddiert.

Die Ausgangsdaten des Addiergliedes 543 werden für die Subtrahierung einer Zweier-Komplementbildung unterzogen, indem zuerst alle Bits der Daten mit einer Inverterschaltung 534 invertiert werden, dann zu den invertierten Daten eine "1" hinzuaddiert wird durch Zuführung einer logischen

Carry-In-Eingang des Addiergliedes 552. (Wenn nicht anderweitig angegeben, wird den Carry-In-Eingängen aller Addierer eine logische "0" zugeführt.) Das Ausgangssignal des Addierers 522, welches zwei mit -(8/64) gewichtete Terme enthält, wird einem zweiten Eingang des Addiergliedes 564 zugeführt.

In ähnlicher Weise werdai die vom Addierglied 554 gelieferten Ausgangssignale subtraktiv mit dem Rest der Daten in dem Addiererbaum kombiniert durch Invertierung aller Bits mit einer Inverterschaltung 536 und anschließender Zuführung der invertierten Daten zusammen mit einer logischen "1" als Carry-In-Signal zu einem zweiten Eingang des Addiergliedes 562. Die Ausgänge der Addierglieder 562 und 564 sind mit Eingängen eines Addiergliedes 560 gekoppelt, welches ein gefiltertes Signal I liefert. Im Addierglied 560 werden mit -(8/64) gewichtete Signale von den Stufen τ_Ι3 und τ_Ι7 über das Addierglied 564 zugeführt, um mit von denselben Stufen über das Addierglied 562 zugeführte mit Werten von -(1/64) gewichteten Signalen kombiniert zu werden, so daß die gewünschten mit -(9/64) gewichteten Daten von den Stufen τ ₃ und τ_ schließlich am Eingang erhalten werden. In ähnlicher Weise kombiniert das Endaddierglied 560 mit -(2/64) gewichtete Signale von den Stufen τ_τ4 und τ__β mit von diesen Stufen kommenden, jedoch mit (16/64) gewichteten Signalen zur Erzeugung des gewünschten Terms von (14/64) der Daten von den Stufen τ_ΐ4 und τ_Ιβ letztlich am Ausgang.

Die acht höchststelligen Bits des Ausgangssignals vom Addierglied 560 werden den Eingängen einer 8-Bit-Verriegelungsschaltung 432 zugeführt, deren Ausgänge mit den Eingängen einer ähnlichen Verriegelungsschaltung 434 und ersten Eingängen eines Addiergliedes 436 verbunden sind. Die Ausgänge der zweiten Verriegelungsschaltung 434 sind mit zweiten Eingängen des Addiergliedes 436 gekoppelt. Beide Verriegelungsschaltungen 432 und 434 werden durch dasselbe I-Taktsignal getaktet, welches auch zum Takten des I-Schieberegisters 420 in Fig. benutzt wird. Das Addierglied 436 erzeugt Ausgangswörter mit 9 Bit bei Zuführung von Eingangswörtern mit 8 Bit. Die acht

höchststelligen Bits dieser Ausgangswörter werden dem D/AKonverter 46 in Fig. 2 zugeführt.

Es hat sich gezeigt, daß eine bestimmte Zeit notwendig ist, bis sich die I- und Q-FIR-Pilter beruhigen, von dem Augenblick an, wo die I- und Q-Taktsignale neue Datenreihen in die angezapften Stufen der Schieberegister 420 und 440 einschieben, und dem Augenblick, wo stabile Ausgangssignale an den Ausgängen der Addierglieder 480 und 560 entstehen. Diese Beruhigungszeit hängt von der Anzahl der Pegel oder Ränge der Addierglieder in den Addiererbäumen, sowie der Laufzeit in den Addiergliedern und der Zwischenschaltung anderer Schaltungselemente ab. In dem Q-FIR-Filter nach den Fig. 2 und 3 durchlaufen beispielsweise Datenwörter von der Anzapfung der Stufe τ_₅ nur zwei Addierglieder (478 und 480) auf ihrem Weg zum Ausgang des Addiergliedes 480, während alle anderen Anzapfungssignale durch drei Addierglieder hindurchlaufen müssen. Im I-FIR-Filter nach Fig. 4 durchlaufen alle Anzapfungssignale vier Addierglieder auf ihrem Weg zum Ausgang des Addiergliedes 560, jedoch werden die durch die Addierglieder 543 und 554 laufenden Signale auf ihrem Weg durch die Inverterschaltungen 534 und 536 zusätzlich verzögert. Während der Zeit, welche die Anzapfungssignale für ihren Weg zu den Ausgängen benötigen, sind die Filterausgangssignale unbrauchbar und können Welligkeiten aufweisen, bis sich die Filter beruhigt haben.

Um zu verhindern, daß die Beruhigungszeitwelligkeit die gefilterten Signale I und Q beeinträchtigt, sind Signalspeicher- und Mittelwertbildungsschaltungen 430 und 450 an den Ausgängen der Endaddierglieder der FIR-Filter verwendet. Diese Signalspeicher- und Mittelwertbildungsschaltungen speichern die gefilterten Ausgangssignale während Perioden stabiler Signalzustände und summieren nacheinander Signale, wobei sie eine Verbesserung von etwa 3 dB dem Signal/Rausch-Verhältnis der gefilterten Signale I und Q ergeben. Die Signalspeicherund Mittelwertbildungsschaltungen arbeiten im wesentlichen gleich außer für Taktsignale, und ihre Betriebsweise wird

durch eine Untersuchung der Signalmittelwertbildungsschaltung 450 für das Signal Q verständlich.

Im Betrieb verriegeln Übergänge des Q-Taktsignals 268 (Fig.6), welche die Datenwörter Q durch das Schieberegister 440 nach Fig. 2 verschieben, auch das "gefilterte Signal Q vom Addierglied 480 in der Verriegelungsschaltung 452. Die neuen Daten im Schieberegister beginnen nun durch den Addiererbaum zum Ausgang des Addiergliedes 480 zu laufen, jedoch ist der Ausgang des Addiergliedes 480 nun vom Ausgang der Verriegelungsschaltung 452 isoliert, weil in dieser der zuvor gespeicherte Q-Signalwert gespeichert ist. Da das gefilterte Signal Q in der Verriegelungsschaltung 452 festsitzt, wird das gefilterte Signal Q, welches zuvor in der Verriegelungsschaltung 452 verriegelt gewesen ist, gleichzeitig durch das Q-Taktsignal in der Verriegelungsschaltung 454 festgehalten. Die Verriegelungsschaltungen enthalten nun aufeinanderfolgende gefilterte Q-Signalwerte, welche dem Addierglied 456 zugeführt werden. Die Verriegelungsschaltungen führen 8-Bit-Wörter (2 ... 2 ) zum Addierglied 456, welches die beiden Wörter zu einem Summenwort von 9 Bit addiert. Nur die acht höchststeiligen Bits

9 2
des Summenwortes (2 ... 2 ) gelangen weiter zum D/A-Konverter 48, so daß ein Mittelwert aus den verriegelten oder gespeicherten Q-Signalwörtern gebildet wird. Diese Signalmittelwertbildung führt zu einer Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses von etwa 3 dB.

Durch Verwendung der Signalmittelwertbildungsschaltungen 430 und 450 haben die Addiererbäume des I- und Q-Filters fast einen vollen Zyklus des 3,58 MHz Taktsignals zur Beruhigung zur Verfügung, ehe ihre Ausgangssignale wiederum abgetastet und in den Verriegelungsschaltungen 432 und 452 gespeichert werden. Diese erhebliche Beruhigungszeit erlaubt die Verwendung relativ langsam arbeitender Logikglieder in dem Addiererbaum. Man sieht weiterhin, daß nur ein einziges Taktsignal, nämlich das I-Taktsignal oder Q-Taktsignal, benötigt wird, um beide Schieberegister und die Signalmittelwertbildungsschaltung jedes FIR-Filters zu takten.

Claims (6)

1. PATENTANWÄLTE

   DR. DIETER V. BEZOLD

   DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

   DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

   MARIA-THERES1A-STRASSE 2 2 POSTFACH 86 02 60

   D-8OOO MUENCHE.N 86

   RCA 76,737 Sch/Vu
   U.S. Ser. No. 298,255
   vom 31. August 1981

   ZUGELASSEN ΒΕΓΜ EUROPÄISCHEN PATENTAMT

   EUROPEAN PATENT ATTORNEYS MANDATAIRES EN BREVETS EUROPEENS

   TELEFON 089/4 70 60 06 TELEX 522 638 TELEGRAMM SOMBEZ

   RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

   Digitalfilter zur Videosignalverarbeitung mit verbessertem Signal/Rausch-Verhalten

   Pat e ntansprüche

   nj) Schaltungsanordnung für einen Fernsehempfänger mit einer Quelle digitaler Videosignale, einem Filter zur Verarbeitung dieser Videosignale, enthaltend ein serielles Schieberegister (420,440) mit einer Mehrzahl getakteter Schieberegisterstufen (^Tji- ^τΐ9'^τθ1~^τΟ7^ ^{und einer} ersten Schieberegisterstufe (^ττ-ΐ'^τη·ι)' welcher die digitalen Videosignale zugeführt werden, und mit einer Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen an Stufen des Registers, ferner mit einer Mehrzahl von Gewichtsfunktionsschaltungen (422,442), die mit den Ausgangsanzapfungen zur Gewichtung der dort auftretenden Signale verbunden sind, mit einer Addiererbaumschaltung (424,444), welche eine Mehrzahl von Addiergliedern enthält, die mit Eingängen an die Gewichtsfunktionsschaltungen angeschlossen sind und an ihren Ausgängen ein gefiltertes

   POSTSCHECK MÖNCHEN NR. 69Hf-BOO

   BANKKONTO HYPOBANK MÖNCHEN (BLZ 700 200 40) KTO. 6060257378 SWIFT HYPO DE MM

   Digitalsignal liefern, und mit einem Taktsignalgenerator

   (22) zur Erzeugung eines Taktsignales (I- und Q-Taktsignale) in zeitlicher Beziehung zu den digitalen Videosignalen, gekennzeichnet durch eine Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung (430,450), die mit einem Signaleingang an den Ausgang der Addiererbaumschaltung angeschlossen ist, der ferner an einem Taktsignaleingang das Taktsignal zugeführt wird und die unter Steuerung durch dieses Taktsignal aufeinanderfolgende Abtastwerte des gefilterten Videosignals speichert und Mittelwerte daraus bildet, und durch eine Koppelschaltung zur Zuführung des Taktsignales zu den getakteten Schieberegisterstufen und zum Taktsignaleingang der Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung.
2. 2) Fernsehempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Addiererbaumschaltung (424,444) Kombinationslogikelemente einschließlich ungetakteter Elemente enthält.
3. 3) Fernsehempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung (430, 450) eine Verriegelungsschaltung (432,452) enthält, die mit einem Signaleingang an einen Ausgang eines letzten Addiergliedes (560,480) der Addiererbaumschaltung angeschlossen ist und die an einen Signalausgang gefilterte Digitalsignalabtastwerte liefert und der an einem Taktsignaleingang das Taktsignal zugeführt wird.
4. 4) Fernsehempfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung (430, 450) weiterhin eine zweite Verriegelungsschaltung (434,454), die mit einem Signaleingang an den Signalausgang der erstgenannten Verriegelungsschaltung angeschlossen ist und der an einem Taktsignaleingang das Taktsignal zugeführt wird, sowie ein Addierglied (436,456)enthält, das mit einem ersten Eingang an den Ausgang der erstgenannten Verriegelungsschaltung und mit einem zweiten Eingang an den Ausgang der zweiten Verriegelungsschaltung angeschlossen ist, und das an seinem

   Ausgang (I_AV,Q_AV) gemittelte digitale Videosignalabtastwerte liefert.
5. 5) Fernsehempfänger nach den Ansprüchen 1 bis 4, da-

   durch gekennzeichnet, daß er weiterhin enthält eine Quelle analoger Videosignale (16) mi-t einer Farbsynchronsignalkomponente, einen mit dieser Analogsignalquelle gekoppelten Konverter (20) zur Umwandlung der analogen in digitale Videosignale, einen Taktsignalgenerator (22) , der unter Steuerung durch die Farbsynchronsignalkomponente das Taktsignal in Frequenz- und Phasensynchronismus mit der Farbsynchronsignalkomponente erzeugt, daß ferner das Schieberegister (420,440) an einem Taktsignaleingang das Taktsignal erhält und mit seiner Eingangsstufe (τ_τ1,τ_π1) an den Konverter (20) zur Zuführung digitaler Videosignalabtastwerte angeschlossen ist, daß die Gewichtsfunktionsschaltung (422,442) Addierglieder enthält, welche die zugeführten Signale nach einer Verschiebungs- und Addiertechnik mit Gewichtsfaktoren versieht, und daß einzelne der Signalwege zwischen den Ausgangsabgriffen und dem Ausgang des letzten Addiergliedes (560,480) unterschiedliche Laufzeiten aufweisen.
6. 6) Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

   daß er weiterhin enthält eine mit dem Konverter (20) gekoppelte Schaltung (24,32,34) zur Erzeugung digitaler Farbsignalkomponenten, daß das Digitalfilter eine digitale Demodulator- und Filterschaltung (40,42;40,44) ist, welche das Schieberegister (420,440) enthält, dessen Eingang die digitalen Farbsignalkomponenten zugeführt werden und das unter Steuerung durch das Taktsignal (I- und Q-Taktsignale) Ausgewählte der digitalen Farbsignalkomponenten entsprechend einem vorgegebenen Farbgemischsignal durch das Schieberegister verschiebt, daß die Mehrzahl der Gewichtsfunktionsschaltungen (422,442) die ihnen zugeführten Farbgemischsignalabtastwerte mit Gewichtsfaktoren versieht und daß die Addiererbaumschaltung (442,444) ein gefiltertes Farbgemischsignal erzeugt, welches eine Summe gewichteter Farbgemischsignale am

   1 Ausgang enthält, und daß die Speicher- und Mittelwertbildungsschaltung (430,450) die Abtastwerte des gefilterten Farbgemischsignals speichert und Mittelwerte aus ihnen bildet.