DE3224401C1 - Digitalnachrichten-Übertragungssystem - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Digitalnachrichtensender und Digitalnachrichtenempfänger. Erfindungsgemäß wird ein digitaler Nachrichtenübertragungskanal 2 mit langsamer Datenrate zu einem frequenzumgetasteten FSK-Nachrichtenübertragungsnetzwerk 1 mit zwei Frequenzen hinzugefügt, der unabhängig betreibbar ist und die primären Nachrichtenübertragungsvorgänge nicht beeinflußt. Der Datenkanal für langsame Daten arbeitet bei einer Übertragungsgeschwindigkeit von 1 Baud, wobei eine Frequenzverschiebung von 1 Hz bei beiden Tönen der primären Nachrichtenübertragung angewandt wird. Im Sender wird ein Referenzfrequenzsignal 3 einem Frequenzsynthesizer 7-10, 15 zugeführt, der die vier erforderlichen Frequenzen erzeugt und die erforderlichen Signale für Zeitsteuergates 13, 14 liefert, mit denen gewährleistet wird, daß die langsamen Daten unter Phasenkohärenz zu den primären Daten hinzugefügt werden. Der entsprechende Empfänger umfaßt einen Empfängeroszillator 21, der auf eine der beiden primären Frequenzen abgestimmt ist. Nach Demodulation (16-19) werden die empfangenen Signale und das empfängerseitig erzeugte Signal in einem Phasenkomparator 20 verglichen und anschließend in einem Filter gefiltert, um die beiden Nachrichtenübertragungskanäle 24, 25 voneinander zu trennen.

Description

Die Erfindung betrifft Längstwellen- und Langwellen- Nachrichtensysteme (VLF- und LF-Nachrichtensysteme), die Sender und Empfänger umfassen, und insbesondere einen Kanal für niedrige Datenraten zum Betrieb bei ent­ sprechenden Frequenzen.

Die VLF- und LF-Frequenzbänder der Radiofrequenzen überdecken den Bereich von 3-300 kHz. Diese Frequenzen werden wegen ihrer stabilen und relativ vorhersagbaren Ausbreitung zur Nachrichtenübertragung über weite Ent­ fernungen und zur Navigation verwendet. Diese Frequenzen stellen ferner die niedrigsten Frequenzen dar, die ohne Antennen mit riesigen Ausmaßen noch übertragen werden können. So hat beispielsweise der bei 16 kHz arbeitende Sender Rugby eine Antenne, die aus mehreren Masten be­ steht, die jeweils 256 m hoch sind.

Ein übliches Verfahren zur Datenübertragung mit VLF- und LF-Sendern ist die Frequenzumtastung (FSK) von zwei Tonfrequenzen. Der Träger wird dabei zwischen zwei Frequenzen, die üblicherweise einen Abstand von 50 Hz besitzen, umgeschaltet, wobei eine Frequenz eine Marke und die andere Frequenz einen Zwischenraum be­ zeichnet.

Bei dieser Verfahrensweise bestand allerdings wei­ terhin das Bedürfnis nach Betriebsfähigkeit über länge­ re Distanzen, insbesondere bei der Anwendung zur Nach­ richtenübertragung mit getauchten Unterseebooten.

Aus DE 25 29 386 A1 ist ein Verfahren zur zusätzlichen Übertragung von Daten, Fernwirksignalen und dergl. über einen FM-Stereo-Rundfunksender be­ kannt, das mit mehrfacher Modulation arbeitet und bei dem einem Multiplex­ signal ein unterdrückter Hilfsträger, der für die Stereodekodierung nicht benötigt wird, mit kleiner Amplitude zugesetzt und mit zusätzlich zu über­ tragenden Signalen moduliert wird, diese zweite Modulation mittels Phasen­ umkehrmodulation oder nach einem anderen Modulationsverfahren erfolgt.

Aus DE 25 14 359 A1 sind weiter ein Verfahren und eine Schaltungsanord­ nung zur Übertragung von Dienstinformationen bei deltamodulierten oder ähnlichen Radioverbindungen bekannt, bei denen die Frequenz eines Senders in einem digitalen Informationsübertragungssystem gleichzeitig und unter Verwendung unterschiedlicher Modulationsarten zum einen mit einem eigent­ lichen Nutzsignal und zum anderen mit einem zusätzlichen Dienstsignal mo­ duliert wird, wobei zunächst das unkodierte Dienstsignal mittels Frequenz­ modulation auf die Trägerfrequenz aufmoduliert wird und anschließend die so erhaltene modulierte Trägerfrequenz mit dem Nutzsignal phasenmoduliert wird.

Aus US 41 21 056 A ist ferner ein digitales Frequenzmultiplexsystem be­ kannt, das die Übertragung mehrerer Signale ermöglicht, wobei seriell ein­ laufende Signale einen ersten und gleichzeitig der Systemtakt einen zwei­ ten sinusförmigen tonfrequenten Träger jeweils unter Frequenzumtastung modulieren und die so erhaltenen modulierten Träger linear miteinander kombiniert werden.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein digitales Nachrichtenübertragungssystem mit Digitalnachrichtensender und Digital­ nachrichtenempfänger zu schaffen, das einen schmalbandigen zweiten Kanal mit langsamer Datenrate aufweist, der zur Erzielung eines größeren Nach­ richtenübertragungsbereichs und ohne Beeinflussung des konventionellen VLF- oder LF-Betriebs betrieben werden kann.

Die Aufgabe wird anspruchsgemäß gelöst.

Die Erfindung gibt gemäß einem ersten Aspekt einen Digitalnachrichtensender mit einer Einrichtung zur Codie­ rung bzw. Verschlüsselung eines ersten Signals unter Ver­ wendung zweier diskreter Frequenzen zur Übertragung mit einer ersten Rate, einer Einrichtung zur Codierung eines zweiten Signals zur Übertragung mit einer zweiten, lang­ sameren Rate, wobei das Verhältnis der zweiten Raten ganzzahlig ist, und einer Einrichtung zur Kombination des ersten und zweiten Signals unter Phasenkohärenz an, wodurch mindestens eine der beiden diskreten Frequenzen des ersten Signals durch das zweite Signal moduliert wird.

Auf diese Weise führt bei Hinzufügung eines zweiten Kanals für langsame Daten zu einem herkömmlichen Nachrich­ tenkanal die schmalere Bandbreite des zweiten Kanals zu einer Bereichserweiterung bzw Reichweiteerhöhung bei gleiche übertragener Leistung. Bei Verwendung eines konventionellen 50/75-Baud-FSK-Systems zum Nachrichten­ austausch mit Unterseebooten wird ferner durch Hinzu­ fügung eines Kanals für langsame Daten die Tiefenüber­ tragung verbessert. Vorzugsweise werden beide diskrete Frequenzen mit dem zweiten Signal moduliert. Hierdurch werden die Phasenkohärenzanforderungen von VLF-Sendern erfüllt, was zugleich bedeutet, daß das zweite Signal zu jeder Zeit vorliegt im Vergleich zum Vorliegen wäh­ rend 50% der Zeit, wenn lediglich eine der beiden diskre­ ten Frequenzen moduliert wird.

Die Modulation der beiden diskreten Frequenzen durch den zweiten Kanal für langsame Daten umfaßt vorzugsweise eine Frequenzverschiebung beider diskreten Frequenzen. Nach einer alternativen Ausführungsform kann die Modula­ tion eine Phasenverschiebung umfassen.

Vorteilhaft wird das erste Signal frequenzumgesetzt, wobei eine der diskreten Frequenzen eine Marke und die andere Frequenz einen Zwischenraum im codierten ersten Signal darstellen und das zweite Signal eine Modulation des ersten Signals in der Weise ist, daß eine Marke durch eine gleiche Änderung der beiden diskreten Fre­ quenzen dargestellt wird. Auf diese Weise liegen vier vom Sender erzeugte Frequenzen vor. Vorzugsweise wird eine einzige Referenzfrequenzquelle zur Erzeugung der Frequenzen zur Übertragung der beiden Signale und zur Erzeugung der Schaltsignale für die kohärente Modulation verwendet.

Gemäß einer günstigen Ausführungsform wird die Referenzfrequenz zur Ansteuerung von zwei bistabilen Schaltungen bei den betreffenden Frequenzen der Daten­ übertragung des ersten Signals und des zweiten Signals verwendet, wobei die Ausgänge der beiden bistabilen Schaltungen zur Erzeugung der Schaltsignale herange­ zogen werden.

Die vier Frequenzen werden vorteilhaft durch An­ schluß der Referenzfrequenz an einen Phasenregler (PLL), Anschluß des Ausgangs des Phasenreglers an einen program­ mierbaren Teiler und wählbare Programmierung des Teilers zur Abgabe einer geeigneten Frequenz der vier Frequenzen erzeugt. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird das erste Signal bei 50 Baud und das zweite, langsame Daten­ signal bei 1 Baud übertragen.

Gemäß einem zweiten Aspekt betrifft die Erfindung einen Nachrichtenempfänger zum Empfang eines ersten, mit einer ersten Rate bzw Geschwindigkeit auf zwei diskreten Frequenzen übertragenen Signals und eines zweiten Signals, das als zweite Modulation des ersten Signals mit langsamerer Rate übertragen wird; der erfindungsgemäße Empfänger um­ faßt Schaltungseinrichtungen zur Erfassung bzw Demodu­ lation der übertragenen Signale, eine Einrichtung zur Erzeugung eines elektrischen Ausgangssignals bei einer der beiden diskreten Frequenzen, eine Vergleicherein­ richtung zum Vergleichen der erfaßten Signale mit dem erzeugten Signal und zur Erzeugung eines Differenz- Ausgangssignals sowie eine Filtereinrichtung zur Trennung des ersten und zweiten Signals vom Differenz-Ausgangs­ signal.

Die Erfassungs- bzw Demodulationseinrichtung ist vor­ zugsweise ein Hochfrequenzverstärker (HF-Verstärker), der ein Bandpaßfilter zur Verbesserung der Empfindlich­ keit des Empfängers aufweisen kann.

Die empfangenen Signale und das erzeugte Signal wer­ den vorzugsweise in einem Phasenkomparator verglichen. Der HF-Verstärker umfaßt ferner vorteilhaft einen Be­ grenzer zur Verringerung der Amplitudenempfindlichkeit des Empfängers.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausfüh­ rungsbeispielen unter Bezug auf die Zeichnung näher er­ läutert; es zeigen:

Fig. 1: ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Senders;

Fig. 2: ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Empfängers;

Fig. 3 und 4(i)-4(iii) detaillierte Schaltungen des Senders von Fig. 1 und

Fig. 5-7: detallierte Schaltungen des Empfängers von Fig. 2.

Bei einem typischen Frequenzumtastungs-Modulations­ system (FSK-System) wird das übertragene Signal zwischen einem ersten Ton (A-Ton) und einem zweiten Ton (Z-Ton) umgeschaltet. Dabei ist es erforderlich, daß die Umschal­ tung von einem Ton zum anderen in Phase erfolgt, so daß keine großen Schalt- bzw. Einschwingströme und -spannungen in den Ausgangskreisen des Senders erzeugt werden. Dies geschieht dadurch, daß gewährleistet wird, daß die Länge jedes Bits eine genau ganzzahlige Anzahl von Schwingungs­ perioden beträgt. Beim Rugby-FSK-System beträgt beispiels­ weise der A-Ton 16 kHz, der Z-Ton 15 950 Hz und die Bit­ länge jedes Bits 20 ms entsprechend 320 Schwingungsperio­ den des A-Tons bzw. 319 Schwingungsperioden des Z-Tons, wobei die Datenübertragungsrate entsprechend 50 Baud be­ trägt.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Senders wird ein erstes, frequenzumge­ tastetes codiertes Nachrichtensignal mit einer Datenrate von 50 Baud zu einem Eingang 1 zu einem Sender geführt, um so die Umschaltung zwischen dem A-Ton und dem Z-Ton wie bei herkömmlichen FSK-Sendesignalen vorzugeben. Ein zweites codiertes Signal zur Übertragung mit langsamer Datenrate liegt an einem Eingang 2 und erzeugt eine Ver­ schiebung von 1 Hz bei beiden Komponenten des ersten frequenzumgetasteten FSK-Signals. Der Eingang für die langsame Datenrate wird einmal pro Sekunde umgeschaltet, was einer Datenrate von 1 Baud entspricht. Zur Erzeugung der erforderlichen Frequenzen von 16000 Hz (A-Ton), 16001 Hz, 15950 Hz (Z-Ton) und 15951 Hz dient ein programmierbarer Frequenzsynthesizer als Frequenz­ generator. Ein 16-kHz-Standardsignal 3 liegt über einen Eingangspuffer 4 an einer 1 : 32-Teilerschaltung 5. Der 500-Hz-Ausgang 6 wird als Eingang zu einer PLL-Schaltung 7 geführt. Der Ausgang der PLL-Schaltung 7 wird durch einen Verstärker 8 verstärkt und liegt an einer 1 : n-Teiler­ schaltung 9. Die n : n-Teilerschaltung 9 steuert die Fre­ quenz des Phasenregelkreises der PLL-Schaltung 7 in der Weise, daß das Ausgangssignal nach Durchlaufen einer 1 : 500-Teilerschaltung 10 in wählbarer Weise gleich einer der vier erforderlichen Frequenzen ist. Das 500-Hz-Signal am Ausgang 6 gelangt durch eine 1 : 10-Teilerschaltung 11 und eine 1 : 50-Teilerschaltung 12 und liefert ein 50-Hz- Steuersignal für ein Zeitsteuergate 13 für den Eingang 1 für die FSK-Daten bzw ein 1-Hz-Steuersignal für ein Zeit­ steuergate 14 für den Eingang 2 für die langsamen Daten. Das FSK-Signal und das Signal der langsamen Daten werden auf diese Weise durch die entsprechenden Zeitsteuergates mit dem 16-kHz-Frequenzstandard synchronisiert. Diese beiden synchronisierten Signale gelangen durch eine Teilersteuerschaltung 15 zur 1 : n-Teilerschaltung 9, so daß am Signalausgang der PLL-Schaltung 7 die entsprechen­ de angestrebte Frequenz entsteht.

In Fig. 2 ist ein Empfänger zur Demodulation des übertragenen Signals dargestellt. Ein von der Antenne 16 empfangenes Signal gelangt durch ein einstellbares Dämpfungs­ glied 17 hindurch, das eine Dämpfung von bis zu 40 dB er­ laubt. Das Signal wird dann von einem HF-Verstärker 18 verstärkt, der in erster Stufe einen empfindlichen Ver­ stärker mit FET-Eingang und in zweiter Stufe einen Ver­ stärker und Begrenzer umfaßt. Ein Bandpaßfilter 19 kann zwischen der ersten und der zweiten Verstärkerstufe des HF-Verstärkers 18 eingeschaltet werden. Das Bandpaßfilter 19 ist so ausgebildet, daß es über einen Frequenzbereich von 14,5-20 kHz abstimmbar und sein Q-Wert (Gütefaktor) einstellbar ist. Ein Q-Wert von 200 erwies sich hierbei als günstig. Der Ausgang des HF-Verstärkers 18 ist mit einem Eingang eines Phasenkomparators 20 verbunden. Ein Frequenzsynthesizer 21 ist ferner mit einem zweiten Ein­ gang des Phasenkomparators 20 verbunden, wodurch ein Frequenzstandard mit dem empfangenen HF-Signal verglichen werden kann. Der Frequenzsynthesizer 21 liefert ein Aus­ gangssignal von 16 kHz, d.h. die gleiche Grundfrequenz wie der Sender, die mit dem empfangenen HF-Signal im Phasenkomparator 20 verglichen wird. Der Phasenkompara­ tor 20 liefert bei der Summenfrequenz der beiden Eingänge einen Rechteckwellenausgang. Das Marken/Zwischenraum- Verhältnis der Rechteckwelle variiert dabei entsprechend der Phasenbeziehung. Der Rechteckwellenausgang wird von einer Filterschaltung 22 gefiltert, die drei Ausgänge aufweist: einen nicht gefilterten Ausgang 23, einen bei etwa 100 Hz gefilterten Tiefpaßausgang 24 und einen bei etwa 1 Hz gefilterten Ausgang 25. Auf diese Weise liegt am Tiefpaßausgang 24 das herkömmliche 50-Baud-Signal an, während am Ausgang 25 das Signal mit niederer Datenrate von 1 Baud zur Verfügung steht.

In den Fig. 3 und 4(i)-4(iii) sind detaillierte Schal­ tungen des Senders von Fig. 1 dargestellt, wobei gleiche Bezugszahlen gleiche Komponenten bedeuten und die Buch­ staben a-f aus Klarheitsgründen die Unterbrechungspunkte in den Schaltungen bezeichnen. Die in diesen Figuren dar­ gestellten Schaltungsblöcke entsprechen handelsüblichen integrierten Schaltungen. Das am Eingang 3 anliegende sinusförmige 16-kHz-Referenzsignal gelangt zu einer einen Schmitt-Trigger umfassenden Eingangspufferschaltung 4, die einen externen Zeiteinstellungskondensator 26 von 22 nF aufweist. Der Schmitt-Trigger wandelt das am Eingang an­ kommende Referenzsignal in einen Digitalausgang um, der zur 1 : 32-Teilerschaltung 5 geführt wird. Die Teilung er­ folgt durch vier 1 : 2-Teilerstufen in der Schaltung 27 und eine weitere 1 : 2-Teilung in der Schaltung 28. Das 500-Hz- Signal am Ausgang 6 dient als Eingang 29 zur Erzeugung der für die FSK-Signale und die Signale mit langsamer Datenrate erforderlichen vier Frequenzen sowie zur Steue­ rung der Zeitsteuergates zur Synchronisation der Signale. Das 50-Hz-Timingsignal 30 wird aus dem 500-Hz-Signal wie in Fig. 1 durch die 1 : 10-Teilerschaltung (Dekadenzähler) 11 erhalten und ergibt durch weitere Teilung durch 50 durch die Dekadenzähler 31 und 32 das 1-Hz-Timingsignal 33. Das 50-Hz-Timingsignal 30 gelangt über einen Schmitt-Trigger 34 zu einem ersten Eingang 35 eines J-K-Flipflops in einer integrierten Schaltung 36, die zwei J-K-Flipflops enthält. Ein externer Widerstand 37 und ein Kondensator 38, die mit dem Schmitt-Trigger 34 verbunden sind, sind so ausgewählt, daß sich eine Ausgangsimpulslänge ergibt, die schmal ist im Vergleich zur Pulslänge des 1-Hz-Timingsignals 33. Das 1-Hz-Timingsignal 33 gelangt zu einem zweiten Eingang 39 des zweiten J-K-Flipflops der integrierten Schaltung 36.

Die beiden Flipflops sind entsprechend so ausgelegt, daß sie bei 50 bzw. 1 Hz schwingen. Das 50-Baud-Signal und sein Komplement gelangen vom Eingang 1 zu den Eingängen 40 bzw. 41 der Schaltung 36 nach Verstärkung und Signal­ formung durch einen Verstärker 42. Ein Inverter 43 er­ zeugt das Komplementsignal am Eingang 41. Das Signal der langsamen Daten gelangt vom Eingang 2 über einen Schalter 44 zum Eingang 45 der Schaltung 36. Ein Inverter 46 leitet das Komplement des Signals der langsamen Daten zu einem weiteren Eingang 47 der Schaltung 36. An den Ausgängen 48 bis 50 der Flipflopschaltung 36 werden Programm-Aus­ gangssignale erzeugt, die für den programmierbaren Teiler vorgesehen sind, um die entsprechenden Frequenzen zur übertragung zu erzeugen, wie später im einzelnen ausge­ führt ist.

Mit den Ausgängen 48-50 sind Leuchtdioden 51-53 verbunden; am Ausgang 55 ist eine Leuchtdiode 54 ange­ schlossen, um eine Überwachung der 50-Baud-Signale und der Signale mit langsamerer Datenrate zu ermöglichen.

Die beiden Flipflops in der Schaltung 36 ändern dem­ entsprechend die Signale an den Ausgängen 48-50 in Abhängigkeit von den 50-Baud- und 1-Baud-Eingangssignalen für langsame Daten, wobei die Ausgangsänderungen in Ab­ hängigkeit von den Timingsignalen 33 und 35 synchronisiert sind. Die Marken und Zwischenräume im 50-Baud-Signal werden durch die Leuchtdioden 53 bzw. 52 dargestellt, während die Leuchtdioden 51 und 54 Marken bzw. Zwischenräume der lang­ samen Daten anzeigen.

Der Betrieb der Zeitsteuergates und die Steuerung des programmierbaren Teilers werden anhand der nach­ stehenden Tabelle verständlich, in der die Binärzahlen dargestellt sind, die der programmierbare Teiler für die erforderlichen Ausgangsfrequenzen für eine gegebene Eingangsfrequenz braucht. Die Spalten stellen jeweils den geforderten Zustand Null oder Eins eines Ausgangs des Teilers dar, um eine der in der ersten Spalte ange­ gebenen Frequenzen zu erzielen. Die Eingänge, bei denen zum Umschalten zwischen den vier Frequenzen keine Zu­ standsänderung erforderlich ist, dh diejenigen in den Gruppen E und C, sind für den Wert Null mit 0 V und für eine Eins mit +5 V beschaltet.

Eine Änderung von A oder Ao zu Z oder Zo erfolgt durch Änderung des Zustands der Eingänge in den Gruppen D und B in ihr Komplement. In ähnlicher Weise geschieht der Wechsel von A oder Z zu Ao oder Zo durch Änderung des Zustands des Eingangs in der Gruppe A von O in 1.

Zur Synchronisation der Timingimpulse für die Frequenz­ änderungen werden die 1-Hz- und 50-Hz-Timingsignale 33 und 35 zur Zeitsteuerung der beiden J-K-Flipflops in der integrierten Schaltung 36 herangezogen, wie oben erläutert. Ein J-K-Flipflop wird so für die Umschaltung von A in Z oder Ao in Zo bei 50 Hz getaktet, das andere J-K-Flipflop zur Änderung von A in Ao oder Z in Zo wird bei 1 Hz getaktet. Die integrierte Schaltung 36 besitzt komplementäre Ausgänge Q und Q von den Flip­ flops; dementsprechend ist der Ausgang Q eines Flipflops (Ausgang 49) mit 2¹ 2² 2³ 2⁶ und Q (Ausgang 50) mit 2⁷ verbunden, während Q (Ausgang 48) des anderen Flip­ flops mit 2⁰ verbunden ist. Die Schaltrichtung wird durch Vorgabe der J- und K-Eingänge der Flipflops gesteuert. Wenn der Eingang K hoch und der Eingang J niedrig gehalten werden, geht der Ausgang Q nach der Taktung auf Null und umgekehrt. Auf diese Weise können die Daten diesen Eingängen zu beliebigen Zeitpunkten zwischen den Zeitsteuerimpulsen zugeführt werden; die Umschaltung erfolgt jedoch nur, wenn Takt- oder Timing­ impulse empfangen werden.

Das 500-Hz-Referenzsignal am Eingang 29 in Fig. 4 ist über einen Widerstand 56 und einen Kondensator 57 mit einem Phasenkomparatoreingang 58 der integrierten PLL-Schaltung 7 verbunden. Das Signal am Ausgang 59 der PLL-Schaltung 7 wird auf etwa 8 MHz multipliziert, wovon die vier Ausgangsfrequenzen 16000, 16001, 15950 und 15951 durch Teilung durch eine 1 : 500-Teilerschaltung 60 abgeleitet werden können. Die Feinabstimmung der PLL- Schaltung 7 erfolgt mit einem Trimmer 61 (Beehive-Trimmer). Die Verstärkung der PLL-Schaltung 7 wird durch einen 560-Ohm-Widerstand 62 an den Anschlüssen 63, 64 für das Tiefpaßfilter an der PLL-Schaltung 7 verringert. Der Ausgang 59 der PLL-Schaltung 7 gelangt durch eine monostabile Pufferschaltung 65, bevor er zum programmier­ baren Teiler 15 und der 1 : 500-Teilerschaltung 16 gelangt.

Der programmierbare Teiler 15 umfaßt vier synchrone Binärzähler 66-69, die in Serie zusammengeschaltet sind. Das Ausgangssignal der monostabilen Pufferschaltung 65 ist mit dem Takteingang 70 jedes der Zähler 66-69 verbunden, die so angeordnet sind, daß die Zählung durch einen beliebigen dieser Zähler gleichzeitig eine logische Eins (+5 V) am Freigabeeingang (CE-Eingang) 71 des Zäh­ lers und am Zählereingang (CI-Eingang) 72 erfordert. Die beiden Eingänge 71 und 72 des ersten Zählers 66 sind mit +5 V verbunden, so daß der Zähler alle Takt­ impulse zählt. Für jeden 16. Taktimpuls gelangt ein Ausgangsimpuls vom Zählerausgang (CO) 73 zu den Frei­ gabeeingängen 71 der folgenden Zähler 67-69. Der CI- Eingang 72 des zweiten Zählers 67 ist mit +5 V verbun­ den, so daß dieser Zähler jeden 16. Taktimpuls zählt. Die CI-Eingänge 72 der letzten beiden Zähler 68 und 69 sind mit den CO-Ausgängen 73 der vorhergehenden Zähler verbunden. Auf diese Weise zählen die Zähler 66-69 Taktimpulse bis zu 2¹⁶.

Die dem augenblicklichen Zählerstand entsprechende Binärzähl wird durch Abnahme der Ausgänge 74-77 aus den vier Stufen jedes Zählers und Weiterleitung zu den betreffenden ersten Eingängen der vier mit zwei Eingängen versehenen exklusiven NOR-Gates (NICHT/ODER-Schaltungen), die in den entsprechenden integrierten Schaltungen 78-81 enthalten sind, abgenommen. Die zweiten Eingänge 82-85 der exklusi­ ven NOR-Gates in jeder integrierten Schaltung 78-81 sind mit einer logischen EINS (+5 V) oder einer logischen NULL (Erde) verbunden. Die exklusiven NOR-Gates sind mit offenem Rollektor beschaltet, so daß ihre Ausgänge 86-89, die sämtlich zusammengeschaltet sind, niedrig sind, wenn nicht der Zählerausgang und der binäre Programmeingang an den Eingängen 82-85 gleich sind; in diesem Fall wird ein Impuls am gemeinsamen Ausgang 90 über einen Inverter 91 an die Rücksetzeingänge der Zähler 66-69 angelegt, die dann wieder von NULL zu zählen beginnen. Der Impuls am Ausgang 90 ist auch das 500-Hz-Signal, das zur Vervollständigung der Phasenregelung erforderlich ist, und über einen zweiten Inverter 92 und eine monostabi­ le Schaltung 93, die das Signal in eine Rechteckwelle mit gleichem Markenabstand umwandelt, mit dem zweiten Eingang 94 des Phasenkomparators in der PLL-Schaltung 7 verbunden. Die Programmierungssignale an den Ausgängen 48-50 der J-K-Flipflops der Schaltung 36 (Fig. 3) sind mit den zugehörigen Eingängen 82-85 verbunden, wodurch das Teilungsverhältnis des Teilers 15 selektiv auf 16000, 16001, 15950 oder 15951 eingestellt werden kann, je­ nachdem, ob die Ausgänge 48-50 hoch (+5 V) oder niedrig (0) sind. Die PLL-Schaltung 7 wirkt dann so, daß sie am Ausgang 59 ein Ausgangssignal liefert, das dem 500-fachen Teilungsverhältnis entspricht. Das Signal am Aus­ gang 95 von den drei Dekadenzählern 96-98, die die 1 : 500-Teilerschaltung 60 bilden, ist so auf 16000, 16001, 15950 bzw 15951 Hz codiert entsprechend dem 500-Baud- FSK-Eingang und dem Eingang für langsame Daten. Das Signal am Ausgang 95 ist eine Rechteckwelle, die durch ein aktives Tiefpaßfilter 99 durchgeleitet wird, das ein sinusförmiges Ausgangssignal liefert, das seinerseits zu einer Emitterfolger-Pufferschaltung 100 geleitet wird, um so eine Sendersteuerung zu ergeben. Der Senderausgang kann als unsymmetrisches Signal (unbalanced signal) am Ausgang 101 oder als symmetrisches Signal (balanced signal) an den Ausgängen 102 und 103 von einem Balum-Übertrager 104 abgenommen werden.

In den Fig. 5, 6 und 7 sind detaillierte Schaltungen eines Empfängers zur Decodierung der 50-Baud-FSK-Signale und der Signale für langsame Daten dargestellt. Das empfangene HF-Signal gelangt nach selektiver Dämpfung zum Eingang 105 eines HF-Verstärkers. Der Dämpfungspegel wird so gewählt, daß der amplitudenempfindliche Empfänger nicht übersteuert wird, was zu unerwünschten Resultaten durch Intermodulationsprodukte führen würde. Der HF-Ver­ stärker besitzt eine FET-Eingangsstufe 106, die eine hohe Eingangsimpedanz ergibt. Der Ausgang von der FET-Eingangs­ stufe 106 ist über einen NPN-Transistorverstärker 107 mit dem Ausgang 108 der ersten Stufe des HF-Verstärkers verbunden. Die erste Stufe besitzt eine Spannungsverstär­ kung von über 200, wobei die Schaltungswerte so gewählt sind, daß der Betrieb im VLF-Band optimiert ist. Ein Bandpaßfilter 109, das beispielsweise im Bereich von 14,5-20 kHz abstimmbar ist, kann über einen Schalter mit dem Ausgang 108 verbunden sein, um die Rauschunter­ drückung des Empfängers zu verbessern. Der Ausgang 108 ist ohne oder mit Bandpaßfilterung mit dem invertierenden Eingang 110 eines Operationsverstärkers 111 verbunden.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 111 ist über ein Potentiometer mit dem nichtinvertierenden Eingang ver­ bunden, dessen einstellbarer Schleifer mit einer Span­ nungsquelle von -12 V verbunden ist, um den Nullpegel des Verstärkers einstellen zu können. Der Ausgang des Operationsverstärkers 111 ist durch Verbindung mit einem ersten Eingang 113 eines Komparators 114 begrenzt, wo­ bei der zweite Eingang 115 mit einem Potentiometer 116 zur Einstellung des Komparatorschwellwerts verbunden ist. Der Ausgang 117 des Komparators 114 führt bei Ansteuerung durch den Operationsverstärker 111 ein Rechteckwellen­ signal.

Das verstärkte und begrenzte empfangene HF-Signal wird in einem kohärenten System mit dem Ausgang eines Empfängeroszillators der gleichen Grundfrequenz wie beim Sender, dh 16 kHz, verglichen. In Fig. 6 ist ein Frequenz­ synthesizer zur Erzeugung der empfängerseitigen 16-kHz- Standardfrequenz dargestellt, die von einer 1-MHz-Quelle abgeleitet wird. Ein 1-MHz-Signal von einer Referenz­ frequenzquelle, die beispielsweise in Unterseebooten zur Verfügung steht, ist mit dem Eingang 118 verbunden. Das Eingangssignal wird durch einen Schmitt-Trigger 119 ge­ puffert und dann durch drei Dekadenzähler 120-122 durch 1000 geteilt, wobei ein 1-kHz-Signal erzeugt wird. Das 1-kHz-Signal gelangt zum Referenzeingang 123 des Phasenkomparators einer integrierten PLL-Schaltung 124. Wenn die PLL-Schaltung 124 gesperrt ist, arbeitet der interne spannungsgesteuerte Oszillator bei 32 kHz. Der Ausgang 125 der PLL-Schaltung 124 wird durch 2 geteilt und ergibt so am Ausgang 126 einer Binärteilerschaltung 127 das erforderliche 16-kHz-Referenzsignal, das dann durch Teilung durch 16 ein 1-kHz-Signal am Ausgang 128 ergibt, der mit dem zweiten Phasenkomparatoreingang 129 der PLL-Schaltung 124 verbunden ist.

Der HF-Signaleingang 117 und der Eingang 126 für das 16-kHz-Referenzsignal werden im Phasenkomparator­ abschnitt einer in Fig. 7 dargestellten PLL-Schaltung 130 gemischt. Der Ausgang 131 der PLL-Schaltung 130 ist eine Rechteckwelle mit variablem Marken/Zwischenraum- Verhältnis. Dieses Ausgangssignal wird dann zu einem resultierenden Signal integriert, das der Phase des empfangenen Signals proportional ist.

Die PLL-Schaltung 130 besitzt drei Ausgänge 132-134. Der erste Ausgang 132 liefert das 1-Baud-Signal mit den langsamen Daten. Der Ausgang 131 ist mit einem aktiven Tiefpaßfilter 135 verbunden, das so ausgelegt ist, daß lediglich das 1-Hz-Signal mit den langsamen Daten hindurch­ geht. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 135 ist mit dem 1-Hz-Ausgang 132 über eine Spannungsfolger-Pufferschaltung 136 verbunden. Der Ausgang 131 der PLL-Schaltung 130 ist ferner mit dem zweiten Ausgang 133 verbunden, der nach Tiefpaßfilterung bei etwa 100 Hz mit einem aktiven Tief­ paßfilter 137 und Pufferung durch die Spannungsfolger­ schaltung 138 das 50-Baud-FSK-Signal liefert. Der dritte Ausgang 134 dient zu Testzwecken und ist nicht gefiltert und mit dem Ausgang 131 der PLL-Schaltung 130 über eine Spannungsfolgerschaltung 139 verbunden. Ein weiterer Test­ anschluß 140 ist mit dem gepufferten Ausgang 126 des 16-kHz-Frequenzsynthesizers verbunden.

Die Erfindung gibt zusammengefaßt einen zu einem konventionellen 50-Baud-FSK-Übertragungssystem komplemen­ tären zweiten Kanal an. Der zweite Kanal, der für langsame Daten vorgesehen ist, erweitert so Bereich und Reichweite des entsprechenden Nachrichtenübertragungssystems in erheblichem Maß. Da die Timingsignale zum Multiplexen der beiden Kanäle und die Übertragungsfrequenzen sämt­ lich von einer einzigen Übertragungs-Grundfrequenz ab­ geleitet sind, hängt die Stabilität des Systems folglich von der Stabilität der Referenzfrequenz ab.

Obgleich die Erfindung oben unter Bezug auf einen Kanal für langsame Daten beschrieben wurde, der auf der Anwendung einer 1-Hz-Modulation auf gleichzeitig beide Frequenzen des existierenden FSK-Kanals beruht, ist für den Fachmann dieses Gebiets unmittelbar ersichtlich, daß das oben erläuterte Erfindungskonzept auch zahlreiche Abwandlungen und Weiterbildungen zuläßt.

So kann beispielsweise durch Hinzufügung eines zwei­ ten Kanals mit langsamer Datenrate von beispielsweise 7,5 Hz zu einer konventionellen 75 Bit/s-Telegraphen­ schaltung (gleiches gilt auch beispielsweise für 110 Bit/s oder höhere Raten) eine Einrichtung zur Dauer­ übertragung von Befehlen oder Nachrichten oder anderen Zwecken realisiert werden, die von dem auf dem ersten Datenkanal laufenden Nachrichtenverkehr unabhängig ist.

Der zweite Kanal kann anstelle der Frequenzmodulation auch phasenmoduliert sein. Die beiden FSK-Töne können wäh­ rend der Übertragung einer langsamen Datenmarke in Vorwärts­ richtung um 360° und dann bei der nächsten Marke in Rück­ wärtsrichtung um 360° phasenverschoben werden. Dieses System beeinflußt die Gesamtzahl der Schwingungsperioden, die während einer ausgedehnten Periode übertragen wurden, nicht.

Claims (11)

1. Digitalnachrichtensender mit
einer Einrichtung zur Codierung eines Nachrichtensignals und
einer Einrichtung zur Übertragung des codierten Signals mit einer ersten Datenrate unter Verwendung von Über­ tragungen bei zwei diskreten Frequenzen, gekennzeichnet durch
eine Einrichtung zur Codierung eines zweiten Signals (2) zur Übertragung mit einer zweiten, langsameren Datenrate, wobei das Verhältnis der beiden Datenraten ganzzahlig ist, und
eine Einrichtung (11-14) zur Kombination der beiden codierten Signale mit Phasenkohärenz, wodurch zumindest eine der beiden Übertragungen des ersten Nachrichten­ signals mit diskreten Frequenzen durch das zweite Signal moduliert wird.

2. Digitalnachrichtensender nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Signal (2) die beiden Übertragungen mit zwei diskreten Frequenzen moduliert.

3. Digitalnachrichtensender nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Signal (2) das codierte erste Signal frequenzmoduliert.

4. Digitalnachrichtensender nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Signal (1) frequenzumgesetzt wird,
wobei eine der diskreten Frequenzen eine Marke und die andere diskrete Frequenz einen Zwischenraum im codierten ersten Signal darstellen und das zweite Signal (2) eine Modulation des ersten codier­ ten Signals in der Weise ist, daß eine Marke durch eine gleiche Änderung der beiden diskreten Frequenzen dargestellt wird.

5. Digitalnachrichtensender nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Frequenzen zur Übertragung der beiden Nachrichtensignale und zur Erzeugung von Schalt­ signalen zur Gewährleistung der Phasenkohärenz der Modulation eine einzige Frequenzquelle (3) verwendet ist.

6. Digitalnachrichtensender nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzfrequenzquelle (3) zur Aussteuerung von zwei bistabilen Schaltungen (36) mit den jeweiligen Datenübertragungsraten des ersten und zweiten Nachrich­ tensignals verwendet ist, wobei die Ausgänge der beiden bistabilen Schaltungen (36) zur Erzeugung der Schalt­ signale dienen.

7. Digitalnachrichtensender nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß beim ersten und beim zweiten Nachrichtensignal diskrete Frequenzübertragungen verwendet und die diskreten Frequenzen durch Verbindung des Ausgangs von der Referenzfrequenzquelle über eine Phasenregel­ schaltung (PLL-Schaltung) (7) mit einem programmierbaren Teiler (9) erzeugt werden, der wählbar gesteuert (15) ist, um die geeigneten diskreten Frequenzen als Aus­ gang gemäß der Vorgabe durch die Schaltsignale zu erzeugen.

8. Digitalnachrichtenempfänger zum Empfang der von einem Digitalnachrichtensender nach einem der Ansprüche 1-7 übertragenen Nachrichtensignale, gekennzeichnet durch
Schaltungseinrichtungen (16-18) zur Erfassung des ersten und des zweiten Nachrichtensignals,
eine Einrichtung (21) zur Erzeugung eines elektrischen Ausgangssignals bei einer der beiden diskreten Frequenzen des ersten Nachrichtensignals,
eine Vergleichereinrichtung zum Vergleichen der erfaßten Signale mit dem erzeugten Signal und zur Erzeugung eines Differenz-Ausgangssignals, und
eine Filtereinrichtung (22) zur Trennung des ersten und zweiten Signals vom Differenz-Ausgangssignal.

9. Digitalnachrichtenempfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung einen Hochfrequenz­ verstärker (HF-Verstärker 18) mit einem Bandpaßfilter (19) zur Verbesserung der Empfindlichkeit aufweist.

10. Digitalnachrichtenempfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß dar HF-Verstärker (18) ferner einen Begrenzer (113-116) zur Verringerung der Amplitudenempfindlichkeit des Empfängers aufweist.

11. Digitalnachrichtenempfänger nach einem der Ansprüche 8-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichereinrichtung ein Phasenkomparator (20) ist.