DE3215097A1 - Radargeraet, von dem digital kodierte impulse abgestrahlt werden - Google Patents

Description

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Radargerät, von dem digital kodierte ImpuLse abgestrahLt werden

Die Erfindung geht aus von einem Radargerät, von dem digital kodierte ImpuLse abgestrahLt werden und bei dem zur Auswertung dieimpuLskompressionstechnik angewandt wird.

Die ImpuLskompressionstechnik an sich ist dem Fachmann bekannt. Es bestand die Forderung - und war vielleicht auch der ursprüngliche Grund - , eine ausreichende durchschnittliche elektromagnetische Leistung auf das Ziel zu richten, beispielsweise durch eine Verlängerung des Sendeimpulses. Die notwendige Entfernungsauflösung e r reichte man dann mit der Impulskompressionstechnik.

Die Impulskompressionstechnik wurde im Laufe der Jahre unterschiedlich reaLisiert, z. B. mit FrequenzmoduLation des SendeimpuLses (CHIRP) und digitaler Phasenkodierung, wobei die Phasenmodulation mit einem ersten oder zweiten Phasenwert erfoLgt. Empfangsseitig wird das empfangene Signal einem abgestimmten Filter zugeführt und entsprechend verarbeitet.

Mit dem Aufkommen der Festkörpertechnik und der Mikroschaltungen ist die Möglichkeitdigitale Signale und

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Daten zu verarbeiten sehr stark verbessert worden. Dies gilt insbesondere für digita Ikodierte abgestrahlte Impulse und für abgestimmte Filter, die für die Kompressionstechnik verwendet werden. Der Ausdruck Pseudozufallsko- -* dierung ist ein Ausdruck, der normalerweise bei Systemen angewandt wird, bei dem die Kodefolge für die Vielzahl der Teilimpulse eines abgestrahlten Sende impulses scheinbar zufällig ist, sie sich jedoch innerhalb der abgestrahlten Impulse wiederholt. Bei der Auswertung mit abgestimmten

'0 Filtern werden Korrelationsfunktionen entsprechend den gewählten Pseudozufa I I skodes gewählt. Zu diesem Thema gibt es umfangreiche technische Literatur. Zwei Literaturstellen, in denen umfangreiche bibliographische Daten enthalten sind, sind das Buch"RADAR HANDBOOK' von Merrill

i. skolnik (McGraw Hill-Verlag 197Q), insbesondere das Kapitel 20 mit der Überschrift "Pu Ise-Compression Radar". Aus dem Kapitel 20 ist insbesondere der Abschnitt 20.5 von Interesse. Eine andere wichtige Literaturstelle ist das Buch "MODERN RADAR"von Raymond S. Berkowitz, John Wiley S Sons - Verlag, 1965. In diesem Buch ist insbesondere das Kapitel 4 mit der Überschrift "Pseudo-Random Binary Coded Waveforms" von Interesse.

Bei Systemen, bei denen die abgestrahlten Impulse mit einem bestimmten Kode zweiphasenmoduIiert sind und bei

" dem empfangsseitig die Impulskompressionstechnik angewandt wird, entstehen dann Probleme, wenn Doppler-Verschiebungen, die durch die Geschwindigkeit des Ziels verursacht werden, den Korrelationsvorgang beeinflußen. Ist die radiale Komponente der Zielgeschwindigkeit klein oder vernachlässigbar, dann ist dieses Problem nicht vorhanden. Wenn jedoch hohe radiale Komponenten der Zielgeschwindigkeit vorhanden sind, kann ein Auflösungsverlust

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entstehen, der sehr stark ist und nicht akzeptiert werden kann. Bei einem typischen L-Band-Radargerät, bei dem ein 31-Bit-Kode vorgesehen ist und bei dem hei der Korrelation eine Kompression auf 1,5 Mikrosekunden erfolgt, erhält man beispielsweise bei radialen Zielgeschwindigkeiten 24QQ Knoten (ca. 1200 Meter/Sek.) einen Verlust infolge von Rauschen von 2 1/2 dB. Die Ursache für diesen Verlust liegt darin, daß die Zielbewegung (bei einem Ziel mit einer radialen Geschwindigkeit) während der Dauer eines abgestrahlten kodierten Impulses über einen großen Bereich erfolgt. Es erfolgt eine zeitliche Verschiebung der letzteren der phasenkodierten Bits eines abgestrahlten Impulses um einen Betrag, der sich von ihrer relativen Position bei der Abstrahlung unterscheidet. Als Ergebnis hiervon e r hält man in der Zeitebene eine Veränderung der Nebenkeulen der Autokorrelationsfunktion oder, bei extremen Geschwindigkeitsverhältnissen, die Erzeugung von falschen Korrelationsspitzen.

Eine ideale Lösung dieses ProbLems bestünde darin, die ?t) 1 HIf)U I s konif) c es s i ons«¹ i nr i c Ii I uny der erwartenden Doppler-Verschiebung des Ziels anzupassen.

Eine solche Lösung benötigte jedoch die Abschätzung der Dopp ler-Geschwindigkeit und/oder mehrere Impu Iskorapressions-Verarbeitungskanäle.

Eine Lösung kann entsprechend der Fig. 21 Kapitel 20 des Buches von Skolnik gefunden werden. Eine solche Lösung ist jedoch kompliziert und teuer.

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Bei der hier vor Liegenden neuen Lösung werden kompLexe Videosignale, die man in einem bekannten ZweikanaL-Empfanger mit kohärenter Mischung erhä Lt, verarbeitet. Die I- und Q-Signale, die in dem kompLexen SignaL enthalten sind, werden digitaLisiert. Zur Digitalisierung sieht man vorzugsweise zwei Abtastungen pro empfangenen Kode-Bit vor, um Entfernungsaufspreizverluste zu vermeiden. Die I- und Q-Anteile wurden ρ in or Mull i ρ I ex ο i nr i c h t ung /mjof uhr t , die einen Mu 11 iρ I ex-Kode erzeugt, der aus den einzelnen J- und Q-Kodes besteht. Es sind I-Kanal-Bits alternativ mit Q-Kanal-Bits verschachtelt, so daß das Multiplexwort doppelt soviel Bits wie die I- bzw. Q-Kodes für sich genommen ent halten.

Der WuItiplex-Kode wird zu einem Paar von Schieberegistern geleitet, von denen jedes einem Teil des abgestrahlten (oder empfangenen) Kode-Wortszugeordnet ist. Die Zuordnung erfolgt so, daß der Kode in zwei Hälften aufgeteilt ist. Die so ermittelten Hälften des Kodes werden korreliert mit der entsprechenden Hälfte eines Referenz-Kodes und zwar mittels einzelner Bit-Vergleicher, deren Ausgangssignale einer Summierschaltung zugeführt werden. Nach der Summierung werden die korrelierten Signale in jedem von drei voneinander unabhängigen Kanälen weiter verarbeitet. Es ist ein Kanal für die DoppLer-Verschiebung NuLL vorgesehen, dem die Ausgangssignale von beiden Summierschaltungen zugeführt werden und der eine kompLexe Addition durchführt, um die noch digitalen Ausgangssignale der Summierschaltungen für die I- und Q-Bits Bit für Bit zu addieren. Dies heißt, die I- und Q-Bits, die jedem empfangenen Kode-Bit entsprechen, werden vektorielL addiert und die sich ergebende Einhüllende ermittelt.

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An dieser Stelle steht die Korrelationsfunktion für den gesamten Kode zur Verfugung.

An die Summierschaltungen für die ersten bzw. zweiten Kodehälften sind außerdem zwei SignaLverarheitungskanä I e angeschlossen. In jedem dieser Signa IverarbeitungskanäLe wird ebenso wie in dem Signalverarbeitungskanal für die DoppLer-Verschiebung gleich NuLL diesseLbe komplexe Addition geführt, jedoch sind in diesen Signalverarbeitungskanä L e für positive bzw. negative Doppler-Verschiebungen Einrichtungen vorgesehen, die die komplexen Hälften der Kodes vor der Addition einer komplexen Multiplikation (Rotation) in Übereinstimmung mit einem festen vorbestimmten komplexen MuLtiρ Likationsfaktor unterwerfen. Da die I- und Q- (Sinus- und Kosinus-Komponenten) - Komponenten noch immer vorhanden sind und es notwendig ist,

die Signale in eine Form, die der empfangenen Signalform vergleichbar ist zu bringen, müssen die komplexen Additionen für die I- und (!-Komponenten und die Auflösung des MuLtipLex-SignaLs erfoLgt sein bevor die tatsächliche EinhüLlende des Signals ermittelt wird.

Die ermittelten Einhüllenden für die SignaLverarbeitungskanäle für die DoppLer-Verschiebung NuLL, DoppLer-Verschiebung positiv und DoppLer-Verse hiebung negativ sind die tatsäehLichen Köre L lationsfunktionen, die man üblicherweise aLs Ergebnis der Autokor elLationsfunktionsbestimmung erhält. Die Autoko r e L La t ion an sich ist bekannt. Die Kurve der Autokorella tionsfunktion als Funktion gegenüber der ZieLgeschwindigkeit wird dann untersucht und es wird ermittelt, wo der Spitze der Funktion vorhanden ist.

_ Q

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Dies wird für aLLe drei Signalverarbeitungskanäle durchgeführt. Es wird dann untersucht, an welchem der drei Kanäle das größte Ausgangssignal vorhanden ist. Auf diese Weise erhält man ein zur weiteren Auswertung geeignetes Signal, das sich in einem großen Bereich von Dopplerverschiebungen nur wenig ändert.

Die neue SignaLverarbeitungseinrichtung ist relativ einfach zu realisieren und gegen Dopp ler-Verschiebungen weitgehend unempfindlich.

IQ Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert.
Es zeigt:

Fig.l ein Blockschaltbild des neuen Radargeräts mit dem Sende/Empfangsteil und dem VideoteiL,

Fig.2 ein Diagramm für einen Impuls mit kodierten Unter impulsen,

Fig.3 ein Blockschaltbild des Teils der Schaltung, in dem die Impulskompression durchgeführt wird,

Fig.4 Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 3,

Fig.5 die verwendete Addier scha Itung in funktione L ler Darstel lung,

Fig.6 die in der Schaltung nach Fig. 4, verwendete Addierschaltung,

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Fig. 7 ein Diagramm für eine AutokorelLationsfunktion, wie sie in den beschriebenen Einrichtungen erzeugt wird,

Fig. 8 ein BLockschaLtbiLd einer komplexen Multiplikationseinrichtung,

Fig. 9 ein BLockschaLtbiLd einer DemuLtipLexeinrichtung für die I- und Q-Komponenten, und

Fig. 10 AntwortsignaLe für die drei SignaLverarbeitungskanä Le.

Es wird zunächst anhand der Fig. 1 das BLockschaLtbiLd für das Radargerät erLäutert. Ein Sender JQl erzeugt MikroweLLenimpuLse, die in eine VieLzahL von UnterimpuLsen, wie in Fig. 2 dargesteLLt, aufgeteiLt sind. Die UnterirapuLse sind jeweiLs einzeLn phasenmoduLiert und zwar mit einem ersten oder einem zweiten Phasenwert. Die PhasenmoduLation erfoLgt entsprechend einem Kode mit M Bit der Kode mit den M Bit wird in der Einrichtung 105 erzeugt. Die SendeimpuLse gelangen über einen DupLexer 103 zu einer Antenne 104. Zwischen der Abstrahlung der einzelnen Sendeimpulse werden abgestrahlte ImpuLse, die von einem Ziel reflektiert werden, von der Antenne 104 empfangen und über den Duplexer 103 zu einem Empfänger 102 geleitet. Das Ausgangssignal des Empfängers, das auf der Leitung 106 weitergeleitet wird, ist bereits in den ZF-Bereich umgesetzt. Das Signal gelangt über die Leitung 106 zu Mischern 107 und 108. Diese Mischer erhalten von einem "COHO" (kohärenter MischoszilLator) 110 über eine Leitung 111 Mischsignale. Die Mischsignale werden dem Mischer 1Q8 direkt und dem Mischer

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über eine Phasenverschiebungseinrichtung 109, die eine

Phasenverschiebung von 90 Grad erzeugt, zugeführt. Hi ei

durch erhält man in an sich bekannter Weise die I- und Q-AnteiLe des empfangenen Signals die zueinander in Phasenquadratur stehen. Die Videoausgangssignale der Mischer und 108 werden über Leitungen 113 (Q-Anteil) und 112 (I-Anteil) jeweils zu AnaLog-Digital-Wandlern 115 und 114 geleitet. Die Ausgangs signale dieser Analog-Digital-Wandler werden zu einer Signalverarbeitungsein richtung weiter geführt. In der Signalverarbeitungseinrichtung erfolgt einerseits eine bekannte FestzieL-SignaIverarbeitung (MTI) und andererseits erfolgt eine Korrelation mittels abgestimmter Filter und die Erzeugung der drei KorreLationskanäle. Die erwähnten Analog-Digital-Wandler kodieren die einzelnen jeweiligen Amplitudenwerte innerhalb eines Unterimpu Ises oder eines Bits des empfangenen kodierten Impulses. Bei dem nachfolgend beschriebenen Beispiel werden pro Kode-Bit zwei Abtastwerte erzeugt, sodaß eine Mittelwertbildung möglich ist, um die AufspreizverLuste zu minimieren.

Bei der MT I-Aus wertung kann entweder die Technik der "Festzielauslöschung" oder die sogenannte FFT-Technik (FFT- schnelle Four i ert r ansf ornnat i oniangewandt werden.

Die Zahl von acht Unterimpu Isen für einen Impuls wie in Fig. 2 dargestellt ist nur für Zwecke einer einfachen Darstellung gewählt worden. Normalerweise ist ein Längerer Pseudozufa LIskode gewählt. Ein sinnvoller Wert für ein Kodewort ist beispielsweise 31 Bit. Ein solches Kodewort kann beispielsweise mit einem fünf stufigen rückgekoppelten Schieberegister-Kodegenerator auf bekannte Weise erzeugt werden.

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Der Block 105 in Fig. 1 ist ein solcher Kodegenerator, der den gewünschten Kode Liefert und der als Zweiphasenmodulation dem HF-Träger in dem Sender 105 aufgeprägt wird. Dieser in dem Kodegenerator 105 erzeugte Kode wird auch b über die Leitung 117 zu der Signalverarbeitungseinrichtung 116 für die bereits erwähnte Korrelation geleitet.

Nachfolgend wird auf die Fig. 3 Bezug genommen^die Bestandteile der Signalverarbeitungseinrichtung 116 aus Fig. 1 darstellt. Bei dem Ausführungsbeispiel sind drei Signalverarbeitungskanäle gewählt. Die komplexen I- und Q-Eingänge werden zuerst Begrenzern 301 und 3Q2, die scharfe Begrenzung durchführen, zugeführt. Die begrenzten Ausgangssignale von 301 und 302 werden einer Multiplexeinrichtung 303 zugeführt. Dadurch wird ein Kodewort erzeugt, das doppelt soviele Bits wie das Kodewort für den I- oder Q-Anteil erhält. Dieses Mu Itiplexkodewort wird über die Leitung 304 weitergeleitet. Es enthält alternativ und aufeinanderfolgend I- und Q-Bits und wird zu einem Paar von Schieberegistern 305 und 306 geleitet. Diese Schieberegister sind jeweils einer Hälfte des Kodeworts, das über die Leitung 304 weitergeleitet wird, zugeordnet. Da die auf der Leitung 3Q4 vorhandenen Kodesignale zuvor einer Mu Itiρ lexeinrichtung zugeführt worden sind und sowohl I- als auch Q-Bits enthalten, ist jedes der Schieberegister 305 und 306 für so viele Bits vorgesehen wie die ursprünglichen I- und Q-Kodes enthalten (die Hälfte des Multiplexkodes oder jeweils die Hälfte eines I- oder eines Q-Kodes multipliziert mit 2).

13(.· i dor einrichtung nach Pi(J. 5 wird ein Korrelator. _verwendet, bei dem der Kode in einer Vielzahl von Vergleichern

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(ζ. B. Dioden) "qespeichert" wird, und es werden die in den Schieberegistern 305 und 306 vorhandenen Kodehälften Bit für Bit korreliert, indem sie abhängig von ihrer Video-PoLaritat einen Vergleicher passieren oder nicht passieren. In der Fig. 3 sind Vergleicher 307, 308, und 310 dargestellt. Es sind natürlich soviele Vergleicher, wie z. B. 307, vorgesehen wie Bits auf der Leitung 304 vorhanden sind.

Die Ausgangssigna Le der VergLei eher scha Itungen 307 bis werden jeweils für jedes Schieberegister einer Summierschaltung 311 bzw. 312 zugeführt. Somit erhält man für jede Hälfte eines Kodes jeweils ein Ausgangssignal, das auf der Leitung 313 bzw. 314 weitergeleitet wird. Diese Signale haben jeweils eine Amplitude, die ein Maß ist für die Anzahl der Bits_/die die Vergleicherschaltung passiert haben minus der Anzahl der Bits.die die Vergleicherschaltung nicht passiert haben. Diese Schaltung an sich ist von bekannten Radargeräten, von denen puLskodierte Signale abgestrahlt werden^bekannt. Nicht bekannt ist von diesen Radargeräten die getrennte Korrelation der Kodehälften und die anschließende Verarbeitung in drei Signalverarbeitungskanälen. Dies ist ein besonders vorteilhaftes Merkmal der neuen Lösung.

Wie bereits erwähnt werden bei der neuen Einrichtung drei Korrelationen durchgeführt und zwar eine für den Signalverarbeitungskanal mit der Doppler-Verschiebung NuLl (Einrichtungen 315 und 316) eine für den Signalverarbeitungskanal mit einer negativen Doppler-Verschiebung (mit den Einrichtungen 318, 319 und 320) und schließlich eine für den Signalverarbeitungskanal mit einer positiven

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Dopp lerverschiebung (Einrichtungen 321, 322 und 323).

Die Signale auf den Leitungen 313 und 314 werden zu der Einrichtung 315, die eine komplexe Addition dieser Signale durchführt, geleitet.

In der Einrichtung 315 sind also diekorrelierten Kodes in ihrer Gesamtheit vorhanden. Die Eingangssignale für die Einrichtung 315 sind also im wesentlichen diesselben, die man auch erhalten würde, wenn das Schieberegister nicht in zwei Schieberegister aufgeteilt worden wäre.

Die Eingangssignale für die Einrichtung 315 enthalten

immer noch den alternierenden I- und Q-MuItiplexkode ,der vorher erwähnt wurde. Di» Verarbeitung von sowohl den I-als auch den Q-Kanälen erfolgt deshalb,um ein verbessertes SignaI/RauschverhäItnis zu erhalten verglichen mit der

Verarbeitung des direkten Signalvektors ohne Auflösung in die I-

und Q-Koraponenten. Die komplexe Addition ist mittels im Handel erhältlichen Mikroprozessor-Bauelementen möglich. Diese Mikroprozessoren sind dem Fachmann bekannt ebenso wie ihre Anwendung zur Durchführung dieser speziellen Funktion (d. h. der komplexen Addition). Die Einrichtung 316 ist ein Detektor zur Bestimmung der Einhüllenden und er bestimmt die Einhüllende der Autokorrelationsfunktion. Ein typisches Beispiel für eine AutokorreLationsfunktion ist in der Fig. 7 dargestellt. Die Spitze 701 ist dann vorhanden, wenn der empfangene und der Sendekode die feste Übereinstimmung aufweisen. Kleinere relative Maxima, die größer als 0 aber kleiner als die Köre Llationsspitze 701 sind, werden zeitliche Nebenzipfel genannt und sind in der Fig. 7 mit 702 gekennzeichnet.

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Durch die komplexe Addition oder Vektoraddition, die in der Einrichtung 315 durchgeführt wird, wird automatisch die Anzahl der Bits in dem Ausgangskode, der zu dem EinhülLenden-Detektor 316 geleitet wird, haLbiert, weil jedes I- und Q-Bit, das repräsentativ ist für ein entsprechendes einzelnes abgestrahltes Kode-Bit, ein Vektor" Sum/nensigna L für den Einhüllenden Detektor 316 biLdet.

Der Einfluß der Bewegung eines Ziels mit großer Geschwindigkeit hat den größten Einfluß auf den Kode (Fehlregistrierung oder unvollständige Korrelation) in der Letzten Hälfte des Kodes. Ein Blick auf die Fig. 10 macht es deutlich. Positive und negative Dopp ler-Geschwindigkeiten wie auf der Abszisse der Fig. 10 aufgetragen entsprechen Zielen, die sich mit großer Geschwindigkeit in radialer Richtung nähern (positive DoppLer-Verschiebung) oder sich entfernen (negative DoppLer-Verschiebung). Der Korrelationskurvenverlauf für den Signalverarbeitungskanal mit der Doppler-Verschiebung 0 zeigt, daß man einen Verlust in der Größenordnung von 2 1/2 dB bei einer Geschwindigkeit von ungefähr 240Q Knoten in radialer Richtung erhält, wenn bei der Signalverarbeitung in dem Kanal für die DoppLer-Verschiebung 0 keine Korrektur erfolgt. Sieht man, wie in der Fig. 10 dargestellt, für positive und negative Doppler-Geschwindigkeiten jeweils eine verschobene Korrelationskurve vor, dann kann man eine Schaltung 317 in Fig. 3 vorsehen, die das größte der an den Ausgängen der Einhüllendendetektoren 320, 316 und 323 vorhandenen Signale weiterleitet. Die Einrichtung 317 gibt das komprimierte Videosignal a b , d a s an sich aus den bekannten Einrichtungen bekannt ist.

Mit der neuen Einrichtung kann man, wie aus Fig. 10 er-

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sichtlich, eine resultierende Kurve erhalten, wobei der Korrelationsverlust -J_n einem Bereich von - 2400 bis + 2400 Knoten Zielgeschwindigkeit in radialer Richtung kleiner als 1/2 dB bleibt. Der wesentliche Unterschied zwischen den Signalverarbeitungskanälen für positive und negative DoppIer-Verschiebungen und dem Signa IverarbeitungskanaL mil (J or Donpl «T-Vorsch i oburig 0 besteht darin, daß in den beiden anderen Signa I verarbeitungskanäL en und den Einrichtungen 318 bzw. 321 eine komplexe Multiplikation erfolgt.

Diese Multiplikation ist im wesentlichen eine VektormuLtiplikationydie durch bekannte Mikrorechner ausgeführt wird. Die gewünschte Vektor rotation wird in jeder der Einrichtungen 318 und 321 bewirkt in Übereinstimmungen mit einem vorberechneten Rotationsfaktor, der den Betrag der Phasendrehung, die für die zweite Kodehälfte, die vom Schieberegister 305 verarbeitet wird, bewirkt wird. Die erste Hälfte des Kodes, die nur wenig von der großen Doppler-Verschiebung beeinflußt wird, wird den komplexen Addierschaltungen 319 und 322 zugeführt _f die der entsprechenden Addier se ha I tung 315 in dem Signalverarbeitungskanal der Doppler-Verschi ebung 0 entsprechen. Bei jedem Betriebszustand geben die EinhülI enden detektoren 316, 320 und 323 jeweils ein KorrelationssignaI (korapr miertes Videosignal) zu der Auswahlschaltung 317, die das größte Signal auswäh It. Welches der Ausgangssignale das größte ist hängt von der jeweiligen Zielgeschwindigkeit ab. In jedem Falle leitet die Schaltung 317 das größte Ausgangssignal, das von den Einhüllenden detektoren abgegeben wird, automatisch zum Ausgang weiter.

Anhand der Fig. 4 werden nachfolgend weitere Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 3 erläutert. In der Einrichtung nach Fig. 4 wird ein Kode (der abzustrahlen ist) erzeugt und zwar durch ein paar Register 401 und 402 die beispiels-

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weise rückgekoppeLt sein können. Dieser Kode ist der Kode.mit dem das SendesignaL moduliert wird. Diese Register sind, wie die Register 3Q5 und 306 in Fig. 3, für die ungefähr gLeiche AnzahL von Bits vorgesehen. In Ergänzung zur Fig. 3 ist in der Fig. 4 ein Kode-Steuereingang 305 vorgesehen. Mit dem über diesen Eingang zugeführten SteuersignaL kann der abzustrahLende (und entsprechend auch der in der Auswertung zur Korrelation verwendete Kode für ECM-Zwecke oder andere Zwecke verändert werden.

Diese Steuerung des Kodes kann beispielsweise dadurch realisiert werden, daß man die RückkoppeLverbindungen der Schieberegister ändert. Die Ausgänge der beiden Teil-Schieberegister 401 und 402 werden mittels einer ODER-Schaltung 403 kombi η i er t, um am Ausgang 4Q4 ein Signal zu erzeugen, welches den gesamten Sendekode, der zur Zweiphasenmodulation dem Sender zugeführt wird, zu erzeugen. Als Schieberegister 305 und 306 können solche wie im Zusammenhang mit der Fig. "5 beschriebene verwendet worden. EbenfaLls wie in der Fig. 3 dargestellt wird das Multiplexsignal im Videobereich den Registern 305 und 306 über die Leitung 304 zugeführt. Der in den Einrichtungen 401 und 402 vorhandene Kode ist der Mischkode, mit dem der Kode des über die Leitung 304 zugeführten Signals korreliert wird. Die Korrelation für Kodehälften erfolgt in EXCLUSIV-ODER-Schaltungen 406 und 407. Jeder dieser Schaltungen wird eine Hälfte des empfangenen Kodes und der entsprechende Mischkode zugeführt. EXCLUSIV-ODER-SchaItungen 406 (eine Bank mit solchen Schaltungen wird weiter unten näher erläutert) korreliert die zweite Hälfte eines empfangenen Kodes in» Register 305 mit dem Mischkode aus Register 402. Entsprechend korreliert die Bank mit den EXCLUSIV-ODER-Schaltungen 407 die erste Hälfte des Kodes eines empfangenen

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Kodes in 306 mit der entsprechenden HäLfte des Mischkodes i η Reg i st er 401.

Aus der Anzahl der einzelnen Übereinstimmungen bzw. Nichtübereinstimmungen bei der Korre lat ion,di e an den Ausgängen 406 und 407 vorhanden sind₍erzeugen entsprechende Addierschal t ungen 408 und 409 die entsprechenden Teile der Koi— relationsfunktion, die wenn in einer Summierschaltung 410 summiert, die resultierende Köre Llationsfunkt ion ergeben.

An dieser Stelle soll in Erinnerung gerufen werden, daß die Korrelationsfunktion am Ausgang der Summier schaLtung 410 dem Signalverarbeitungskanal mit der Doppler-Verschiebung 0 entspricht und noch in digitaler Form vorhanden ist. Außerdem sind noch aufeinanderfolgende I- und Q-Bits wie in der Fig. 3 vorhanden. Es ist eine Einrichtung 411 vorgesehen, die die I- und Q-Anteile trennt und die richtige zeitliche Folge herstellt. Die I- und Q-Anteile, die in der Einrichtung 411 erzeugt werden, werden über Leitungen 412 und 413 zu einer Einrichtung 414 weitergeleitet.

In der Einrichtung 414, die mit "Ausführung der Gleichung 3" gekennzeichnet ist, wird auf bekannte Weise der kodierte Impuls komprimiert und es wird ein komprimiertes Signal erzeugt, das basiert auf Übereinstimmungen und Nichtübereinstimmungen von jeweiligen Kodeirapu Isen in dem empfangenen Kode bzw. in dem Mischkode. Im Falle des Beispiels 31 Bit pro Kode ist es offensichtlich, daß die Anzahl der Übereinstimmungen plus die Anzahl der Nichtübereinstimmungen gleich 31 ist und daß das Ausgangssignal der Impulskompressionseinrichtung gleich ist der Anzahl der übereini. t i rn m u r ig ο η in ι π u s d er· An/ a hl cJ e r N i c h L ü b e reinst irarauncjcn.

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Dies wird durch die nachfolgend angegebenen Gleichungen 1 und 2 angegeben und es kann gezeigt werden, daß das Impu I skodeausgangssignaI für die I- und Q-Signale auf den Leitungen 415 und 416 jeweils gleich der nachfolgenden Gleichung 3 ist.

Impulskompressionsausgangss ignaI =

Anzahl der Übereinstimmungen - Anzahl der Nichtüberei nst i mmungen

Gleichung (1) Für einen 31 Bit-Kode gilt:

N = 31 = Anzahl der Übereinstimmungen + Anzahl der Nichtübereinstimmungen

Gleichung (2)

Impulskompressi onsausgangss ignal =

31 - 2 (Anzahl der Nichtübereinstimmungen)

Gleichung (3).

ALs Einhüllenden-Detektor 417 wird ein Detektor verwendet,

wie er in den bekannten Einrichtungen für die Korrelation von kodierten Impulsen und Detektionssystemen, auf die sich die Erfindung bezieht, verwendet werden. Er erzeugt eine Einhüllende wie sie in Fig. 7 dargestellt ist. Bei der in Fig. 7 dargestellten Kurve ist die maximale Korrelationsspitze 701 das nutzbare Ausgangssiqna I. Es werden außerdem mehret c Neben/ i ρ f e I ο ν / t;υfj I , die mil /0? qe k (Min/ e i c lino t sind.

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Die Ursache für die Entstehung der zeitlichen Nebenzipfel bei der Korrelation von Kodes ist in der Fachwelt bekannt. Diese werden auf bekannte Weise durch eine geeignete Kodewahl minimiert.

Nachfolgend wird nochmals auf die Addierschaltungen 408 und 409 Bezug genommen. Die Ausgangssignale dieser Addierschaltungen werden unter anderem über die Leitungen 427 bzw. 428 Einrichtungen 423 bzw. 419 zugeführt. Diesen Einrichtungen werden für die ersten und zweiten Worthälften die I- und Q-Anteile getrennt und zwar im wesentlichen wie im Zusammenhang mit der Einrichtung 411 beschrieben, zugeführt mit dem Unterschied, daß hier dieser Vorgang für die beiden Kodehälften getrennt ausgeführt wird. Die Ausführung der Gleichung 3 erfolgt in den Einrichtungen 420 und 424 und zwar ebenfalls im wesentlichen wie im Zusammenhang mit dem Block 414 beschrieben. Dementsprechend enthalten die Ausgangssignale auf den Leitungen 429 und 430, die vom Block 420 ausgehen,die getrennten I- und Q-Anteile in der richtigen zeitlichen Reihenfolge. Entsprechendes gilt für die Ausgänge 431 und 432 für den Block 424.

Es wird daran erinnert, daß bei der hier beschriebenen neuen Einrichtung nur die zweite Hälfte des Worts zu drehen ist, um die Fehlausrichtung, die durch die hohe Zielgeschwindigkeit verursacht wird, zu beseitigen.

Die Fehlausrichtung ist nämlich zu einer späteren Zeit während eines Kodeworts größer als in der ersten Hälfte des Kodeworts. Dementsprechend werden die Ausgangssignale 431 und 432 vom Block 424 lediglich zu dem Ergebnis, das

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man in den Einrichtungen 421 und 425 für die KodehäLften 429 und 430 erhäLt, addiert. SignaLe 429 und 430 werden mit dem Rotationssteuersignal komplex multipLiziert. Dieser Rechenvorgang ist durchführbar mit handeLsüblich erhältlichen Bauelementen. Die Steuersignale werden in Blöcken 421 und 425 über Leitungen 433 und 434 zugeführt.

Die Eingangssignale und die Ergebnisse^ ie von den Einhüllenden-Detektoren 422 und 426 erzeugt werden, sind im Prinzip dieselben wie beim EinhüI Lenden ~Detektor 417, abgesehen davon, daß hier noch die zusätzliche Funktion der Addition der unmodifizierten ersten Kodehälfte in den Einrichtungen 421 und 425 hinzukam.

Nachfolgend wird nochmals auf die Fig. 10 Bezug genommen, in der das Ausgangssignal des Korrelators als Funktion der Doppler-Geschwindigkeit dargestellt ist. Die mittlere Kurve, die für den Signalverarbeitungskanal mit der Doppler· Verschiebung Null gilt, fällt mit zunehmender bzw. abnehmender Dopplergeschwindigkeit stark ab. Bei einer DoppLergeschwind ig keit von beispielsweise + oder - 2400 Knoten fällt die Kurve um 2 1/2 dB ab. Dies ist bedingt durch die Auswirkung der bereits erwähnten Zielbewegung. Der Verlauf der Kurve für die Korrelatorausgangssignale für die Signalverarbeitungskanäle für positive bzw. negative Doppler-Geschwindigkeiten haben ihr jeweiliges Maximum bei + bzw. - 1800 Knoten DoppLergeschwindigkeit. Dies wird bedingt durch die geeignete Verschiebung der zweiten Kodehä I f t erif um eine bessere Übereinstimmung mit dem Mischkode zu erhalten. Die erwähnte Auswahlschaltung w ä h L t das AusgangssignaL desjenigen SignalverarbeitungskanaLs, das den größten Wert hat.

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Dadurch ist das KorrelationssignaL für ein Zi e L mit einer radialen Dopplergeschwindigkeit von 2400 Knoten nur um 1/2 dB reduziert verglichen mit einer Reduzierung um 2 1/2 dB, die ^man erhalten würde, wenn nur der Signalverarbeitunrjskanal für die Doppler-Verschiebung Null zur Verfügung stände.

In der Fig. 5 ist ein im wesentlichen von alLeine verständliches Funktionsdiagramm für willkürliche empfangene und Mischkodeworte dargestellt. Die Ausgangssignale der EXCLUSIV-ODER-SchaItungen gemäß Fig. 4 sind im Zusammenhang mit dem in Fig. 5 dargestellten Beispiel zu verstehen. Die Pegel der Addier scha Itung ("Addierbaum") des Kodes sind dargestellt in einer repräsentativen Weise/die in Übereinstimmung ist mit den empfangenen und Mischkodes.

in der Fig. 6 ist ein sogenannter Addierbaum dargestellt, wobei die Ausgangssignale der EXCLUSIV-ODER-Scha Itungen dem oberen Teil der Darstellung nach Fig. 6 (Summierschaltungen 601, 602, 603 und 604 )zugeführt werden, welche die Summ i or scha I tungen dor; ersten Niveaus des Addierbaums U (Ja r s ι ο I I (Mi. Entspn.'chond st (»II en die Summ i er g I i ed er 605 und 606 das zweite Niveau des Addierbaums und das Summierglied 607 das letzte Niveau des Addierbaums dar. Der Block 608 in Fig. 6 ist die Einrichtung, in der die Gleichung 3, wie bereits erwähnt, ausgeführt wird.

In der Fig. 7 ist die Einhüllende des ermittelten Korrelationssignals dargestellt. Die Korrelationsspitze 701 ist das zu verwendende komprimierte Signal im Videobereich. Die Höhe der zeitlichen Nebenzipfel 702 wird auf bekannte Weise dadurch niedrig gehalten, daß man einen geeigneten

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Kode wäh Lt.

Fig. 8 zeigt EinzeLheiten der· komplexen Mu 11iρ I ikationsschaLtung gemäß den BLöcken 421 und 425 aus Fig. 4. Die EingangssignaLe C und D sind die Steuersignale zur Steuerung der Phasendrehung für die I- und Q-Eingangssignale, wodurch I¹ und ö' -AusgangssignaLe erzeugt werden, die in deir Blöcken 421 und 425, wie beschrieben,gedreht s i nd .

Die Trennung der I- und Q-Anteile und ihre richtige Anordnung kann realisiert werden mit einer Einrichtung wie in der Fig. 9 angegeben. Die I-Signale passieren nacheinander Register 901 und 902 und werden hierbei,vergtichen mit den Q-Signalen ,die das Register 903 passieren, um ein Kode-Bit verzögert.

Bei den DarstelLurgen in den Figuren wurde im allgemeinen die Erzeugung und die Zuführung der Taktsignale nicht dargestellt, da dies dem Fachmann allgemein bekannt ist.

ZT/Pi-Sm/R

Claims (7)

1. INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC
   CORPORATION, NEW YORK

   J.M.MiLan-J.F.Chaney 3-2

   Patentansprüche

   Radargerät, von dem digital kodierte Impulse abgestrahlt werden und bei dem zur Auswertung die Impulskompressionstechnik angewandt wird, dadurch gekennzei chnet, daß ein Sendekode mit mehreren Zeichen erzeugt (105^ wird und die relativ langen Sendeimpulse jeweils mit diesem Kode moduliert (101) werden und zwar jeweils mit einem ersten oder einem zweiten Phasenwert, daß die Kodes der empfangenen Signale jeweils in zwei Teil-Kodes, die ungefähr die Hälfte der Zeichen des Sendekodes enthalten, aufgeteilt werden C3Q5, 306), daß diese Teilkodes voneinander unabhängig mit dem entsprechenden Teil des Sendekodes korreliert werden (311, 312), wodurch erste und zweite korrelierte Teilkodes erzeugt werden, daß diese korrelierten Teilkodes zur weiteren Verarbeitung zu mehreren Signalverarbeitungskanälen (318, 319, 320; 315, 316; 321, 322, 323), von denen mindestens einer einer positiven und mindestens einer einer negativen Doppler-Verschiebungen des empfangenen Signals zugeordnet ist, daß in den KanäLen für die Doppler-verschobenen Signale für die zweiten Teilkodes eine solche Phasendrehung (318, 321) durchgeführt wird, daß die Doppler-Verschiebung für in radialer Richtung sich nähernde oder sich entfernende Ziele kompensiert wird, daß

   -Z-ZT/Pi-Sm/R

   -Z-

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   in den Signalverarbeitungskanälen jeweils ein Einhüllenden-Detektor (320, 316, 323) vorgesehen ist;und daß eine weitere Einrichtung (317) vorgesehen ist, die das größte der von den EinhüLLenden-Detektoren abgegebenen Signale zur weiteren Verarbeitung weiterleitet.
2. 2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Signalverarbeitungskanal für Doppler-Verschiebungen von angenähert null vorgesehen ist, daß in diesem Signalvprarhfj i t ungskana I die Summe; (315) der Toilkodes korreliert wird, u ti (J cJ,) (i in (] ic'icin S i <] η. ι I \/ <ⁱ r >i rim i I. un <]:; k . ι rwi I c in E i ri h ü L L — eriden—Detektor (316) vorgesehen ist, der dann das größte Signal zu der weiteren Einrichtung (317) leitet, wenn die Dopp ler-Verschiebung des empfangenen Signals klein ist.
3. 3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signa I verarbeitungskana I für die Doppler-Verschiebungen von angenähert null zwei Schaltungen (406, 407) mit EXCLUSIV-ODER-Toren enthält, die jeweils die Korrelation für die einander zugeordneten Teilkodes durchführen und ddß diesen Sc Ii a I tu η gen Addier-Schaltungen (408, 409) nachgeschaltet sind, deren Ausgangssignale einer Summierscha I tung (420), die dem Einhüllenden-Detektor vorgeschaltet ist, zugeführt werden.
4. 4. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfangsteil des Radargeräts die "i"- und "Q"-Anteile des empfangenen Signals ermittelt (107, 108, 109) und digitalisiert (115, 114) werden.

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5. 5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die "I"- und "(!"-Anteile jeweils einem Begrenzer (301, 302), der eine scharfe Begrenzung durchführt, zugeleitet werden und zwar im Video-Bereich, und daß die begrenzten Signale einer Zeitmu 11iplexeinrichtung (303) zugeführt werden, deren Ausgangs signal der Einrichtung (305, 306), in der der Kode in zwei Teilkodes aufgeteilt wird, zugeführt wird.
6. 6. Radargerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

   daß der "Q"-AnteiL des scharf begrenzten Multiplex-Signals in den einzelnen Signalverarbeitungskanälen den jeweiligen Einhüllenden-Detektoren erst nach Abtrennung aus dem Multiplex-Signal zugeführt wird.
7. 7. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6,

   dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der gewünschten Phasendrehung in den Signalverarbeitungskanälen für negative und positive Doppler-Verschiebungen steuerbare komplexe Mu 11iρ Likationseinrichtungen (318, 321) vorgesehen sind, die Signale erhalten, welche die Phasendrehung

   2Q steuern und zwar als Funktion der jeweiligen Doppler-Ver-Schiebung, bei der der jeweilige Doppler-SignaIverarbeitungskanal sein größtes Ausgangssignal abgibt.